JP3994942B2 - 電源回路及び電子機器 - Google Patents

Description

本発明は比較的大電力が供給できるようにした電源回路及び比較的大電力を使用する電子機器に関する。

従来、比較的大電力例えば１００Ｗが供給できるようにしたスイッチング方式の電源回路として図９に示す如きものが提案されている（特許文献１参照）。この図９の電源回路は高調波規制に対応して力率改善回路（ＰＦＣ回路）が付加されたものである。

図９において、１は例えば１００Ｖ、５０Ｈｚの商用電源を示し、この商用電源１の一端及び他端をダイオードのブリッジ構成の整流回路３の入力側の一端及び他端に接続する。

この整流回路３の出力側の正極端及び負極端には、商用電源１の周波数に応じた正方向の脈流が得られる。この整流回路３の出力側の正極端を力率改善回路４を構成するチョークコイル４ａ及びダイオード４ｂの直列回路を介してコンバータトランス５の１次巻線５ａの一端に接続し、この１次巻線５ａの他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ６のドレインに接続し、この電界効果トランジスタ６のソースを整流回路３の出力側の負極端に接続する。

このチョークコイル４ａ及びダイオード４ｂの接続中点を力率改善回路４を構成する電界効果トランジスタ４ｃのドレインに接続し、この電界効果トランジスタ４ｃのソースを整流回路３の負極端に接続し、この電界効果トランジスタ４ｃのゲートにコントロール回路４ｄよりのスイッチング信号を供給する如くする。またダイオード４ｂ及び１次巻線５ａの一端の接続中点を力率改善回路４を構成するコンデンサ４ｅを介して整流回路３の負極端に接続する。

この力率改善回路４は整流回路３の出力側に得られる脈流をサイン波状として、このコンバータトランス５の１次巻線５ａに供給する如くしたものである。

またコンバータトランス５の１次巻線５ａとは逆相に巻回された２次巻線５ｂの一端を整流回路７を構成するダイオード７ａを介して一方の直流電圧出力端子８ａに接続し、このダイオード７ａ及び一方の直流電圧出力端子８ａの接続中点をこの整流回路７を構成する平滑用コンデンサ７ｂを介してこの２次巻線５ｂの他端に接続し、この２次巻線５ｂの他端を他方の直流電圧出力端子８ｂに接続する。

この一方の直流電圧出力端子８ａを半導体集積回路により構成されたパルス幅変調制御回路９の入力側に接続し、このパルス幅変調制御回路９の出力側に得られるパルス幅変調信号のスイッチング信号を電界効果トランジスタ６のゲートに供給し、このパルス幅変調信号のスイッチング信号でこの電界効果トランジスタ６をスイッチングし、この一方及び他方の直流電圧出力端子８ａ及び８ｂに一定の直流電圧Ｖ₀ を得る如くする。

斯る図９に示す如き電源回路においては、力率改善回路４により整流回路３よりの入力脈流電流をサイン波状にする制御をし力率を改善している。
この場合の力率とは、入力電力を｜Ｗ｜とし、入力電流を｜Ａ｜とし、入力電圧を｜Ｖ｜としたとき力率ｃｏｓφは
ｃｏｓφ＝｜Ｗ｜／（｜Ａ｜×｜Ｖ｜）
である。

図９に示す如く力率改善回路４を設けたときには力率ｃｏｓφは０．８〜０．９９まで改善でき、入力電流波形は入力電圧波形に近似する。
特開平１１−１６４５５５号公報

然しながら、従来のスイッチング方式の電源回路にこの力率改善回路４を設けたときには、この力率改善回路４の効率がこの電源回路の効率に積算することになり、この効率が低下する。例えば従来のスイッチング方式の電源回路の効率が９０％であり、この力率改善回路４の変換効率が９０％であったとしても全体の効率は８１％になってしまう。

また、この力率改善回路４は電界効果トランジスタ４ｃにより大電流をスイッチングしているため、ノイズの発生源となる不都合がある。

更に、この力率改善回路４を設けるので、この力率改善回路４の分、回路が複雑化すると共にこの力率改善回路４を配するスペースが必要となり、それだけ高価となる不都合があった。

本発明は、斯る点に鑑み特別に力率改善回路を設けることなく、簡単な構成で力率を改善するようにすると共に高効率とすることができるようにすることを目的とする。

本発明電源回路は、脈流が得られる直流電源の一端をチョークコイル及び第１のダイオードの直列回路を介して同相に巻装したコンバータトランスの１次巻線の一端及び補助巻線の他端の接続中点に接続し、このコンバータトランスの補助巻線の一端を第１のコンデンサをこの直流電源の他端に接続すると共に、この１次巻線の他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタのドレインに接続し、該電界効果トランジスタのソースをこの直流電源の他端に接続し、このコンバータトランスのこの１次巻線と逆相に巻装した２次巻線の一端を整流回路を構成するダイオードのアノードに接続し、該ダイオードのカソードを一方の直流電圧出力端子に接続し、この整流回路を構成するダイオード及び一方の直流電圧出力端子の接続中点をこの整流回路を構成する平滑コンデンサを介してこのコンバータトランスの２次巻線の他端に接続し、このコンバータトランスの２次巻線の他端を他方の直流電圧出力端子に接続し、この一方の直流電圧出力端子をパルス幅変調制御回路の入力側に接続し、該パルス幅変調回路の出力端子をこの電界効果トランジスタのゲートに接続し、この電界効果トランジスタをこのパルス幅変調回路のパルス幅変調信号のスイッチング信号でスイッチすることでこの一方及び他方の直流電圧出力端子間に一定の直流電圧を得るようにした電源回路であって、この１次巻線及びこの電界効果トランジスタのドレインの接続中点を第２のコンデンサ及び第２のダイオードの直列回路を介してこのコンバータトランスの補助巻線の一端に接続すると共にこの直流電源の他端を第３のダイオード及びこのチョークコイルに同相に巻装された結合巻線の直列回路を介してこの第２のコンデンサ及びこの第２のダイオードの接続中点に接続したことで、入力電圧の脈流変動に応じて、入力電流も流れることになり、入力電流波形が入力電圧に近似することになり、高周波でスイッチングされた電流のエンベロープは入力電圧の脈流電圧に相似な波形になり、力率が向上するようにしたものである。

本発明によれば入力電圧の脈流変動に応じて、入力電流も流れることになり、入力電流波形が入力電圧に近似することになり、高周波でスイッチングされた電流のエンベロープは入力電圧の脈流電圧に相似な波形になり、力率が向上する。

また本発明によれば効率をダウンする構成がないので高効率のスイッチング方式の電源回路を得ることができる。

本発明によれば力率が向上すると共に力率改善回路を特別に設けないので、効率がダウンすることなく高効率且つ小型の電源回路を得ることができる。

また本発明による電源回路を用いた電子機器においては、この電源回路が高効率且つ小型なので、この電子機器の省電力化且つ小型化を図ることができる。

以下図面を参照して本発明電源回路の実施するための最良の形態の例につき説明する。

図１は電源回路の例を示す。この図１において、１０は例えば１００Ｖ、５０Ｈｚの商用電源を示し、この商用電源１０の一端及び他端をダイオードのブリッジ構成の整流回路１２の入力側の一端及び他端に接続する。

この整流回路１２の出力側の正極端及び負極端間には、商用電源１０の周波数に応じた正方向のサイン波状の脈流が得られる。この整流回路１２の出力側の正極端を高周波阻止用のチョークコイル１３を介してダイオード１４のアノードに接続し、このダイオード１４のカソードを同相に巻装したコンバータトランス１５の１次巻線１５ａの一端及び補助巻線１５ｃの他端の接続中点に接続する。

この補助巻線１５ｃの一端をコンデンサ１６を介して整流回路１２の負極端に接続する。また１次巻線１５ａの他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ１７のドレインに接続し、この電界効果トランジスタ１７のソースを整流回路１２の負極端に接続する。

またコンバータトランス１５の１次巻線１５ａとは逆相に巻装された２次巻線１５ｂの一端を整流回路１８を構成するダイオード１８ａのアノードに接続し、このダイオード１８ａのカソードを一方の直流電圧出力端子１９ａに接続し、このダイオード１８ａ及び一方の直流電圧出力端子１９ａの接続中点をこの整流回路１８を構成する平滑用コンデンサ１８ｂを介してこの２次巻線１５ｂの他端に接続し、この２次巻線１５ｂの他端を他方の直流電圧出力端子１９ｂに接続する。

この一方の直流出力端子１９ａを半導体集積回路により構成されたパルス幅変調回路２０の入力側に接続し、このパルス幅変調回路２０の出力側に得られる出力直流電圧Ｖ_０に応じたパルス幅変調信号のスイッチング信号を電界効果トランジスタ１７のゲートに供給し、この電界効果トランジスタ１７をこのパルス幅変調信号のスイッチング信号でスイッチングして、この一方及び他方の直流電圧出力端子１９ａ及び１９ｂ間に一定の直流電圧Ｖ_０を得る如くする。

この場合、このスイッチング信号の周波数は商用電源の周波数に比し極めて高いものである。

この図１に示す電源回路において、電界効果トランジスタ１７がオンのときのチョークコイル１３、コンバータトランス１５の１次巻線１５ａ、２次巻線１５ｂ及び補助巻線１５ｃの各起電力の極性と電流の流れを図２に示す。

この図２につき説明するに、整流回路１２の出力の入力電圧Ｖ_ＩＮは商用電源の正弦波を全波整流した脈流電圧である。

このため、電界効果トランジスタ１７がオンのときにおいては
入力電圧Ｖ_ＩＮ＋補助巻線１５ｃ起電力Ｖ_Ｎ２＞コンデンサ１６の電位Ｖ_Ｃ１‥‥（１）
の期間は、整流回路１２の正極端→チョークコイル１３→ダイオード１４→補助巻線１５ｃ→コンデンサ１６→整流回路１２の負極端と電流Ｉ_３が流れる。

またこの（１）式と逆の関係になる
Ｖ_ＩＮ＋Ｖ_Ｎ２＜Ｖ_Ｃ１
の期間では、コンデンサ１６よりの放電電流Ｉ_２が、コンデンサ１６→補助巻線１５ｃ→１次巻線１５ａ→電界効果トランジスタ１７→コンデンサ１６と流れる。

また電界効果トランジスタ１７がターンオンしてから、整流回路１２の正極端→チョークコイル１３→ダイオード１４→１次巻線１５ａ→電界効果トランジスタ１７→整流回路１２の負極端と電流Ｉ_１が流れる。

この電界効果トランジスタ１７がオンのときは、コンバータトランス１５の２次側の整流用のダイオード１８ａはオフ状態にあり、このコンバータトランス１５の１次側の電流Ｉ_１＋Ｉ_２によりコンバータトランス１５にエネルギーが蓄えられる。

この図１の電源回路において、電界効果トランジスタ１７がオフのときのチョークコイル１３、コンバータトランス１５の１次巻線１５ａ、２次巻線１５ｂ及び補助巻線１５ｃの各起電力の極性と電流の流れを図３に示す。

この図３につき説明するに、電界効果トランジスタ１７がオフのときにおいては、
Ｖ_ＩＮ＋チョークコイル１３の逆起電力Ｖ_Ｌ１＞Ｖ_Ｃ１‥‥（２）
の期間では、整流回路１２の正極端→チョークコイル１３→ダイオード１４→補助巻線１５ｃ→コンデンサ１６→整流回路１２の負極端とコンデンサ１６にエネルギーを供給する電流Ｉ_４が流れる。

この場合、電界効果トランジスタ１７のスイッチング周波数は入力の脈流電圧Ｖ_ＩＮの商用電源の周波数例えば５０Ｈｚよりもはるかに高い周波数であり、コンデンサ１６にエネルギーを供給する電流の導通角は、チョークコイル１３の関数設定とコンバータトランス１５の１次巻線１５ａ、２次巻線１５ｂ、補助巻線１５ｃの巻数設定により広くすることができる。

またコンデンサ１６に充電する期間は、電界効果トランジスタ１７がオンのときは、入力電圧の脈流電圧Ｖ_ＩＮに補助巻線１５ｃの起電力Ｖ_Ｎ２が重畳したときであり、電界効果トランジスタ１７がオフのときは、入力電圧の脈流電圧Ｖ_ＩＮにチョークコイル１３の逆起電力Ｖ_Ｌ１が重畳したときである。

そのため入力電圧Ｖ_ＩＮの脈流変動に応じて入力電流も流れることになり、入力電流波形が入力電圧Ｖ_ＩＮの波形に近似することになる。よって高周波数でスイッチングされた電流のエンベロープは、入力電圧の脈流電圧Ｖ_ＩＮに相似な波形になり、力率ｃｏｓφが向上する。図１例ではこの力率ｃｏｓφは０．８７〜０．９５程度である。

以上述べた如く、図１例電源回路によれば一定の出力直流電圧Ｖ_０を得る如く制御することで、力率の向上も自動的に行うことができる。

また図１例によれば、従来に比し力率改善回路を特別に設けないので、効率がダウンすることがなく高効率の電源回路を得ることができ省電力化を図ることができる。

因みに図１例の商用電源１０として９０Ｖ〜２６４Ｖ、５０Ｈｚの入力電圧に対する効率及び力率（ＰＦ）との関係の実験データの例を図７及び図８に示す。図７は電圧２０Ｖ、電流５Ａ（１００Ｗ）出力時の入力電圧に対する効率のデータであり、図８は電圧２０Ｖ、電流５Ａ（１００Ｗ）出力時の入力電圧に対する力率（ＰＦ）のデータである。

図４は本発明電源回路の実施の形態の例を示す。この図４例は図１例を更に高効率化を図った例を示す。この図４例につき説明するに、この図４において、図１に対応する部分には同一符号を付して示し、その重複説明は省略する。

この図４例においては、コンバータトランス１５の１次巻線１５ａ及び電界効果トランジスタ１７のドレインの接続中点をコンデンサ２１を介してダイオード２２のアノードに接続し、このダイオード２２のカソードをコンデンサ１６及び補助巻線１５ｃの接続中点に接続する。

また整流回路１２の負極端をダイオード２３のアノードに接続し、このダイオード２３のカソードをチョークコイル１３に同相に巻装された結合コイル１３ａを介してコンデンサ２１及びダイオード２２の接続中点に接続する。その他は図１と同様に構成する。

この図４に示す電源回路において、電界効果トランジスタ１７がオフのときの図１に追加した素子に流れる電流Ｉ_５を図５に示す。この図５においては電界効果トランジスタ１７がオフのときのコンバータトランス１５に発生するフライバック電圧をコンデンサ２１によって吸収し、このとき、１次巻線１５ａ→コンデンサ２１→ダイオード２２→コンデンサ１６→整流回路１２の負極端と流れる電流Ｉ_５によりコンデンサ２１は充電される。

この場合、電界効果トランジスタ１７のオフのときの電圧の立ち上がりの傾斜がゆるやかになり、電流と電圧との重なる部分のスイッチング損失を軽減すると共にコンバータトランス１５のフライバック電圧のエネルギーの一部をコンデンサ１６に回生することができる。

またこの図４に示す電源回路において、電界効果トランジスタ１７がオンのときの図１に追加した素子に流れる電流Ｉ_６を図６に示す。この図６において、電界効果トランジスタ１７がオンするとコンデンサ２１に充電した電荷を、コンデンサ２１→電界効果トランジスタ１７→ダイオード２３→チョークコイル１３の結合巻線１３ａ→コンデンサ２１と電流Ｉ_６が流れ、このコンデンサ２１を逆バイアスする。そうすることで、次の電界効果トランジスタ１７のオフのときの初期と同じ状態となる。

この図４例においては、電界効果トランジスタ１７のオフのときのスイッチング損失を軽減することができると共にコンバータトランス１５のフライバック電圧のエネルギーをコンデンサ１６に回生することができる。

斯る図４例においても図１例同様の作用効果が得られることは容易に理解できよう。

また本例においては、この図１及び図４に示す如き電源回路を比較的大電力例えば１００Ｗ程度あるいはそれ以上を使用する電子機器に使用する。この場合この電源回路は効率が良いので、この電子機器の省電力化を図ることができる。
尚、本発明は上述実施例に限ることなく本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。

電源回路の例を示す構成図である。 図１の説明に供する線図である。 図１の説明に供する線図である。 本発明電源回路の実施の形態の例を示す構成図である。 図４の説明に供する線図である。 図４の説明に供する線図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明の説明に供する線図である。 従来の電源回路の例を示す構成図である。

符号の説明

１０‥‥商用電源、１２，１８‥‥整流回路、１３‥‥チョークコイル、１３ａ‥‥結合巻線、１４，２２，２３‥‥ダイオード、１５‥‥コンバータトランス、１５ａ‥‥１次巻線、１５ｂ‥‥２次巻線、１５ｃ‥‥補助巻線、１６，２１‥‥コンデンサ、１７‥‥電界効果トランジスタ、１９ａ，１９ｂ‥‥直流出力端子、２０‥‥パルス幅変調回路

Claims (2)

1. 脈流が得られる直流電源の一端をチョークコイル及び第１のダイオードの直列回路を介して同相に巻装したコンバータトランスの１次巻線の一端及び補助巻線の他端の接続中点に接続し、
   前記コンバータトランスの補助巻線の一端を第１のコンデンサを介して前記直流電源の他端に接続すると共に、
   前記１次巻線の他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタのドレインに接続し、該電界効果トランジスタのソースを前記直流電源の他端に接続し、
   前記コンバータトランスの前記１次巻線と逆相に巻装した２次巻線の一端を整流回路を構成するダイオードのアノードに接続し、
   該ダイオードのカソードを一方の直流電圧出力端子に接続し、
   前記整流回路を構成するダイオード及び一方の直流電圧出力端子の接続中点を前記整流回路を構成する平滑コンデンサを介して前記コンバータトランスの２次巻線の他端に接続し、前記コンバータトランスの２次巻線の他端を他方の直流電圧出力端子に接続し、
   前記一方の直流電圧出力端子をパルス幅変調制御回路の入力側に接続し、
   該パルス幅変調回路の出力端子を前記電界効果トランジスタのゲートに接続し、
   前記電界効果トランジスタを前記パルス幅変調回路のパルス幅変調信号のスイッチング信号でスイッチすることで前記一方及び他方の直流電圧出力端子間に一定の直流電圧を得るようにした電源回路であって、
   前記１次巻線及び前記電界効果トランジスタのドレインの接続中点を第２のコンデンサ及び第２のダイオードの直列回路を介して前記コンバータトランスの補助巻線の一端に接続すると共に前記直流電源の他端を第３のダイオード及び前記チョークコイルに同相に巻装された結合巻線の直列回路を介して前記第２のコンデンサ及び前記第２のダイオードの接続中点に接続したことで、入力電圧の脈流変動に応じて、入力電流も流れることになり、入力電流波形が入力電圧に近似することになり、高周波でスイッチングされた電流のエンベロープは入力電圧の脈流電圧に相似な波形になり、力率が向上することを特徴とする電源回路。
2. 比較的大電力を使用するようにした電子機器において、
   請求項１記載の電源回路を設けたことを特徴とする電子機器。

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