JP3901088B2 - 電源回路及び電子機器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は比較的大電力を供給できるようにした電源回路及び比較的大電力を使用する電子機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、比較的大電力例えば７０Ｗが供給できるようにしたスイッチング方式の電源回路として図７に示す如きものが提案されている。この図７の電源回路は高調波規制に対応して力率改善回路が付加されたものである。
【０００３】
図７において、１は例えば１００Ｖ，５０Ｈｚの商用電源を示し、この商用電源１の一端及び他端を高周波阻止用のフィルタ２を介してダイオードのブリッジ構成の整流回路３の入力側の一端及び他端に接続する。
【０００４】
この整流回路３の出力側の正極端及び負極端には、商用電源１の周波数に応じた正方向の脈流が得られる。この整流回路３の出力側の正極端を力率改善回路４を構成するチョークコイル４ａ及びダイオード４ｂの直列回路を介してコンバータトランス５の１次巻線５ａの一端に接続し、この１次巻線５ａの他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ６のドレインに接続し、この電界効果トランジスタ６のソースを整流回路３の出力側の負極端に接続する。
【０００５】
このチョークコイル４ａ及びダイオード４ｂの接続中点を力率改善回路４を構成する電界効果トランジスタ４ｃのドレインに接続し、この電界効果トランジスタ４ｃのソースを整流回路３の負極端に接続し、この電界効果トランジスタ４ｃのゲートにコントロール回路４ｄよりのスイッチング信号を供給する如くする。またダイオード４ｂ及び１次巻線５ａの一端の接続中点を力率改善回路４を構成するコンデンサ４ｅを介して整流回路３の負極端に接続する。
【０００６】
この力率改善回路４は整流回路３の出力側に得られる脈流をサイン波状として、このコンバータトランス５の１次巻線５ａに供給する如くしたものである。
【０００７】
またコンバータトランス５の１次巻線５ａとは逆相に巻回された２次巻線５ｂの一端を整流回路７を構成するダイオード７ａを介して一方の直流電圧出力端子８ａに接続し、このダイオード７ａ及び一方の直流電圧出力端子８ａの接続中点をこの整流回路７を構成する平滑用コンデンサ７ｂを介してこの２次巻線５ｂの他端に接続し、この２次巻線５ｂの他端を他方の直流電圧出力端子８ｂに接続する。
【０００８】
この一方の直流電圧出力端子８ａを半導体集積回路により構成されたパルス幅変調制御回路９の入力側に接続し、このパルス幅変調制御回路９の出力側に得られるパルス幅変調信号のスイッチング信号を電界効果トランジスタ６のゲートに供給し、このパルス幅変調信号のスイッチング信号でこの電界効果トランジスタ６をスイッチングし、この一方及び他方の直流電圧出力端子８ａ及び８ｂに一定の直流電圧Ｖ0 を得る如くする。
【０００９】
斯る図７に示す如き電源回路においては、力率改善回路４により整流回路３よりの入力脈流電流をサイン波状にする制御をし力率を改善している。
この場合の力率とは、入力電力を｜Ｗ｜とし、入力電流を｜Ａ｜とし、入力電圧を｜Ｖ｜としたとき力率ｃｏｓφは
ｃｏｓφ＝｜Ｗ｜／（｜Ａ｜×｜Ｖ｜）
である。
【００１０】
図７に示す如く力率改善回路４を設けたときには力率ｃｏｓφは０．８〜０．９９まで改善でき、入力電流波形は入力電圧波形に近似する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
然しながら、従来のスイッチング方式の電源回路にこの力率改善回路４を設けたときには、この力率改善回路４の効率がこの電源回路の効率に積算することになり、この効率が低下する。例えば従来のスイッチング方式の電源回路の効率が９０％であり、この力率改善回路４の変換効率が９０％であったとしても全体の効率は８１％になってしまう。
【００１２】
また、この力率改善回路４は電界効果トランジスタ４ｃにより大電流をスイッチングしているため、ノイズの発生源となる不都合がある。
【００１３】
更に、この力率改善回路４を設けるので、この力率改善回路４の分、回路が複雑化すると共にこの力率改善回路４を配するスペースが必要となり、それだけ高価となる不都合があった。
【００１４】
本発明は、斯る点に鑑み特別に力率改善回路を設けることなく、簡単な構成で力率を改善するようにすると共に高効率とすることができるようにすることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明電源回路は、脈流が得られる直流電源の一端をチョークコイルを介してコンバータトランスを構成する第１の補助巻線の一端に接続し、該第１の補助巻線の他端を第１のダイオード及び第１のコンデンサの直列回路を介してこの直流電源の他端に接続し、この第１のダイオード及び第１のコンデンサの接続中点をこのコンバータトランスの１次巻線の一端に接続し、該１次巻線の他端をスイッチング素子を介してこの直流電源の他端に接続し、このコンバータトランスの２次巻線を整流回路を介して直流電圧出力端子に接続し、該直流電圧出力端子をパルス幅変調制御回路の入力側に接続し、該パルス幅変調制御回路の出力端子をこのスイッチング素子の制御電極に接続するようにした電源回路において、この１次巻線及びスイッチング素子の接続点を第２のコンデンサ及び第２のダイオードの直列回路を介してこの第１のダイオード及び第１のコンデンサの接続点に接続すると共にこの第２のコンデンサ及び第２のダイオードの接続点をこのチョークコイルに同相に巻装された第２の補助巻線及び第３のダイオードの直列回路を介してこのスイッチング素子及びこの直流電源の他端の接続点に接続したものである。
【００１６】
斯る本発明によれば、脈流の入力電流はコンバータトランスの補助巻線の電圧とチョークコイルの逆起電圧及び入力電圧との差分でダイオードを正にバイアスできたときに流れ、その波形は、この脈流の入力電圧に応じたものとなることになり、導通角が広がりサイン波状になり、力率改善が自動的に行なわれる。
【００１７】
また本発明によれば効率をダウンする構成がないので高効率のスイッチング方式の電源回路を得ることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明電源回路の実施の形態の例につき説明する。
図１は本例による電源回路を示し、図１において、１０は例えば１００Ｖ、５０Ｈｚの商用電源を示し、この商用電源１０の一端及び他端を高周波阻止用のフィルタ１１を介してダイオードのブリッジ構成の整流回路１２の入力側の一端及び他端に接続する。
【００１９】
この整流回路１２の出力側の正極端及び負極端には、商用電源１０の周波数に応じた正方向の脈流が得られる。この整流回路１２の出力側の正極端をチョークコイル１３を介してコンバータトランス１４を構成する１次巻線１４ａとは逆相に巻装された補助巻線１４ｃの一端に接続し、この補助巻線１４ｃの他端をダイオード１５のアノードに接続し、このダイオード１５のカソードを電解コンデンサ１６の正極に接続し、この電解コンデンサ１６の負極を整流回路１２の出力側の負極端に接続する。
【００２０】
このダイオード１５のカソードと電解コンデンサ１６の正極との接続中点をこのコンバータトランス１４の１次巻線１４ａの一端に接続し、この１次巻線１４ａの他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ１７のドレインに接続し、この電界効果トランジスタ１７のソースを整流回路１２の負極端に接続する。
【００２１】
また、コンバータトランス１４の１次巻線１４ａとは逆相に巻回された２次巻線１４ｂの一端を整流回路１８を構成するダイオード１８ａのアノードに接続し、このダイオード１８ａのカソードを一方の直流電圧出力端子１９ａに接続し、このダイオード１８ａ及び一方の直流電圧出力端子１９ａの接続中点をこの整流回路１８を構成する平滑用コンデンサ１８ｂを介してこの２次巻線１４ｂの他端に接続し、この２次巻線１４ｂの他端を他方の直流電圧出力端子１９ｂに接続する。
【００２２】
この一方の直流電圧出力端子１９ａを半導体集積回路により構成されたパルス幅変調制御回路２０の入力側に接続し、このパルス幅変調制御回路２０の出力側に得られる出力直流電圧Ｖ0 に応じたパルス幅変調信号のスイッチング信号を電界効果トランジスタ１７のゲートに供給し、この電界効果トランジスタ１７をこのパルス幅変調信号のスイッチング信号でスイッチングしてこの一方及び他方の直流電圧出力端子１９ａ及び１９ｂに一定の直流電圧Ｖ0 を得る如くする。
【００２３】
この図１に示す電源回路において電界効果トランジスタ１７がオンのときの回路は図２に示す如くで、この電界効果トランジスタ１７がターンオンのときは整流回路１２の正極端及び負極端の入力脈流電圧Ｖ1 とチョークコイル１３のインダクタンスＬ1 により決まる電流ｉ1 ＝Ｖ1 ／Ｌ1 ×ｔが流れようとするが、コンバータトランス１４の補助巻線１４ｃの起電圧Ｖ2 を減少させながら、ダイオード１５が正バイアスされた期間にこの電流ｉ1 が流れる。
【００２４】
このため、パルス幅変調制御回路２０は出力直流電圧が一定になるようにするために、電界効果トランジスタ１７に入力脈流電圧に応じた電流が流れ、サイン波状の変動をしながら制御することになる。
つまり、コンバータトランス１４の磁束が補助巻線１４ｃを逆バイアスする分を補うことになる。このことは入力脈流の検出ができ、この電界効果トランジスタ１７の電流変化はチョークコイル１３に蓄えるエネルギーを変化させることになる。
【００２５】
またこの電界効果トランジスタ１７がオフのときの回路は図３に示す如くで、電界効果トランジスタ１７がターンオフしたときには、入力脈流電圧Ｖ1 にチョークコイル１３の逆起電圧Ｖ3 が重畳する。このためチョークコイル１３及び補助巻線１４ｃの接続点Ａの電位はターンオン時にチョークコイル１３に蓄えられたエネルギーの量に応じたスイッチング電位を重畳した脈流となる。
【００２６】
一方、コンバータトランス１４の補助巻線１４ｃには、このターンオフ時に発生する逆起電圧Ｖ4 が発生する。この接続点Ａの電位とこの逆起電圧Ｖ4 の電位とは逆相の電位であり、この補助巻線１４ｃとダイオード１５との接続点Ｂの電位はその差の電位となる。
【００２７】
つまりＶ1 ＋Ｖ3 ＞Ｖ4
のときはダイオード１５を通して電流ｉ3 が流れ、
Ｖ1 ＋Ｖ3 ＜Ｖ4
のときは、ダイオード１５がオフし電流ｉ3 は流れない。この電圧Ｖ3 は、先の脈流を検出したターンオン時の電界効果トランジスタ１７の電流に比例している。
【００２８】
本例の電源回路は電界効果トランジスタ１７のオン・オフのデューティをコントロールしているため、チョークコイル１３の逆起電圧Ｖ3 に加え、オン時の補助巻線１４ｃの起電圧Ｖ2 、オフ時の補助巻線１４ｃの逆起電圧Ｖ4 も入力脈流電圧Ｖ1 、負荷電流ｉ4 に応じて、変化するため、入力脈流電圧Ｖ1 及び負荷変動に対して補助巻線１４ｃの電圧設定により容易に対応することができる。
【００２９】
上述の如く脈流の入力電流ｉ1 は、コンバータトランス１４の補助巻線１４ｃの電圧とチョークコイル１３の逆起電圧Ｖ3 及び入力脈流電圧Ｖ1 との差分でダイオード１５を正にバイアスできたときに流れ、その波形は脈流の入力電圧に応じたものとなり、導通角が広がりサイン波状になり、力率改善が行なわれる。
【００３０】
よって、本例電源回路によれば、一定の出力直流電圧Ｖ0 を得る如く制御することで、力率改善も自動的に行うことができる利益がある。
【００３１】
また本例によれば、従来に比し力率改善回路を特別に設けないので、効率がダウンすることがなく高効率の電源回路を得ることができ、省電力化を図ることができる。
【００３２】
因みに、本例の商用電源１０としてＡＣ１００Ｖ、５０Ｈｚ及びＡＣ２４０Ｖ、５０Ｈｚを供給したときの力率と効率との例を図５及び図６に示す。
【００３３】
図５は商用電源１０としてＡＣ１００Ｖ、５０Ｈｚとした例の力率曲線ａ及び効率曲線ｂを示す。この場合、力率は出力電流ＩＯが１Ａで９５．４４％、２Ａで９４．９７％、４Ａで９３．８９％、５Ａで９２．６６％であった。また効率は出力電流ＩＯが１Ａで８８．９７％、２Ａで８８．４％、４Ａで８７．３％、５Ａで８６．８％であった。
【００３４】
図６は商用電源１０としてＡＣ２４０Ｖ、５０Ｈｚとした例の力率曲線ｃ及び効率曲線ｄを示す。この場合、力率は出力電流ＩＯが１Ａで８７．０５％、２Ａで９２．１５％、４Ａで９２．２１％、５Ａで９３．１２％であった。また効率は出力電流ＩＯが１Ａで８３．２６％、２Ａで８６．６２％、４Ａで８７．７５％、５Ａで８７．５５％であった。
【００３５】
図４は本発明電源回路の実施の形態の例を示す。この図４例は図１例を更に高効率化を図った例を示す。この図４例につき説明するに、この図４において図１に対応する部分には同一符号を付して示し、その重複説明は省略する。
【００３６】
図４例においては、整流回路１２の出力側の正極端をチョークコイル１３を介してコンバータトランス１４を構成する１次巻線１４ａとは逆相に巻装された補助巻線１４ｃの一端に接続し、この補助巻線１４ｃの他端をダイオード１５のアノードに接続し、このダイオード１５のカソードを電解コンデンサ１６の正極に接続し、この電解コンデンサ１６の負極を整流回路１２の出力側の負極端に接続する。
【００３７】
このダイオード１５のカソード及び電解コンデンサ１６の正極の接続中点をこのコンバータトランス１４の１次巻線１４ａの一端に接続し、この１次巻線１４ａの他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ１７のドレインに接続し、この電界効果トランジスタ１７のソースを整流回路１２の負極端に接続する。
【００３８】
この図４例においては、この１次巻線１４ａの他端及び電界効果トランジスタ１７のドレインの接続中点をコンデンサ２１を介してチョークコイル１３に同相に巻装された第２の補助巻線１３ａの一端に接続し、この第２の補助巻線１３ａの他端をダイオード２２のカソードに接続し、このダイオード２２のアノードを整流回路１２の負極端に接続する。
【００３９】
またコンデンサ２１及び第２の補助巻線１３ａの一端の接続点をダイオード２３のアノードに接続し、このダイオード２３のカソードをダイオード１５及び電解コンデンサ１６の接続中点に接続し、また電界効果トランジスタ１７のゲートを抵抗器２４を介して整流回路１２の負極端に接続する。その他は図１と同様に構成する。
【００４０】
図４はトランジスタ１７のオフ時のスイッチング損失軽減を目的としている。斯る図４例においては図１例と同様の作用効果が得られると共に電界効果トランジスタ１７がオフのときに１次巻線１４ａの逆起電力による電流が１次巻線１４ａ→コンデンサ２１→ダイオード２３→電解コンデンサ１６と流れてコンデンサ２１を充電し、この電界効果トランジスタ１７の電圧と電流との交差する部分の電圧の立上りをゆっくりとし、この電界効果トランジスタ１７のスイッチング損失を軽減する如くしている。このコンデンサ２１に充電された電荷が、電界効果トランジスタ１７がオンのときにコンデンサ２１→電界効果トランジスタ１７→ダイオード２２→第２の補助巻線１３ａ→コンデンサ２１と流れ、コンデンサ２１を放電し、初期の状態に戻り次のターンオフ時のスイッチング損失を軽減する状態を作り出す。
【００４１】
また本例においては図１及び図４に示す如き電源回路を比較的大電力例えば７０Ｗ程度あるいはそれ以上を使用する電子機器に使用する。この場合この電源回路は効率が良いので、この電子機器の省電力化を図ることができる。
【００４２】
尚、上述例は商用電源として１００Ｖ、５０Ｈｚを使用した例につき述べたが９０Ｖ〜２６４Ｖ、５０Ｈｚ等の他の商用電源を使用しても良いことは勿論である。
【００４３】
また、本発明は上述実施例に限ることなく本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成が採り得ることは勿論である。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によれば、脈流の入力電流はコンバータトランスの補助巻線の電圧とチョークコイルの逆起電圧及び入力電圧との差分でダイオードを正にバイアスできたときに流れ、その波形は、この脈流の入力電圧に応じたものとなることになり、導通角が広がりサイン波状になり、力率改善が自動的に行われる。
【００４５】
即ち本発明電源回路によれば一定の出力直流電圧を得る如く制御することで、力率改善も自動的に行うことができる利益がある。
【００４６】
また本発明によれば、従来に比し、力率改善回路を特別に設けないので、効率がダウンすることなく高効率の電源回路を得ることができ、省電力化を図ることができる。
【００４７】
また本発明による電源回路を用いた電子機器においては、この電源回路が高効率なので、この電子機器の省電力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 電源回路の例を示す構成図である。
【図２】 図１の説明に供する回路図である。
【図３】 図１の説明に供する回路図である。
【図４】 本発明電源回路の実施の形態の例を示す構成図である。
【図５】 本発明の説明に供する線図である。
【図６】 本発明の説明に供する線図である。
【図７】 従来の電源回路の例を示す構成図である。
【符号の説明】
１０‥‥商用電源、１１‥‥フィルタ、１２，１８‥‥整流回路、１３‥‥チョークコイル、１４‥‥コンバータトランス、１４ａ‥‥１次巻線、１４ｂ‥‥２次巻線、１４ｃ‥‥補助巻線、１５‥‥ダイオード、１６‥‥電解コンデンサ、１７‥‥電界効果トランジスタ、１９ａ，１９ｂ‥‥直流電圧出力端子、２０‥‥パルス幅変調制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は比較的大電力を供給できるようにした電源回路及び比較的大電力を使用する電子機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、比較的大電力例えば７０Ｗが供給できるようにしたスイッチング方式の電源回路として図７に示す如きものが提案されている。この図７の電源回路は高調波規制に対応して力率改善回路が付加されたものである。
【０００３】
図７において、１は例えば１００Ｖ，５０Ｈｚの商用電源を示し、この商用電源１の一端及び他端を高周波阻止用のフィルタ２を介してダイオードのブリッジ構成の整流回路３の入力側の一端及び他端に接続する。
【０００４】
この整流回路３の出力側の正極端及び負極端には、商用電源１の周波数に応じた正方向の脈流が得られる。この整流回路３の出力側の正極端を力率改善回路４を構成するチョークコイル４ａ及びダイオード４ｂの直列回路を介してコンバータトランス５の１次巻線５ａの一端に接続し、この１次巻線５ａの他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ６のドレインに接続し、この電界効果トランジスタ６のソースを整流回路３の出力側の負極端に接続する。
【０００５】
このチョークコイル４ａ及びダイオード４ｂの接続中点を力率改善回路４を構成する電界効果トランジスタ４ｃのドレインに接続し、この電界効果トランジスタ４ｃのソースを整流回路３の負極端に接続し、この電界効果トランジスタ４ｃのゲートにコントロール回路４ｄよりのスイッチング信号を供給する如くする。またダイオード４ｂ及び１次巻線５ａの一端の接続中点を力率改善回路４を構成するコンデンサ４ｅを介して整流回路３の負極端に接続する。
【０００６】
この力率改善回路４は整流回路３の出力側に得られる脈流をサイン波状として、このコンバータトランス５の１次巻線５ａに供給する如くしたものである。
【０００７】
またコンバータトランス５の１次巻線５ａとは逆相に巻回された２次巻線５ｂの一端を整流回路７を構成するダイオード７ａを介して一方の直流電圧出力端子８ａに接続し、このダイオード７ａ及び一方の直流電圧出力端子８ａの接続中点をこの整流回路７を構成する平滑用コンデンサ７ｂを介してこの２次巻線５ｂの他端に接続し、この２次巻線５ｂの他端を他方の直流電圧出力端子８ｂに接続する。
【０００８】
この一方の直流電圧出力端子８ａを半導体集積回路により構成されたパルス幅変調制御回路９の入力側に接続し、このパルス幅変調制御回路９の出力側に得られるパルス幅変調信号のスイッチング信号を電界効果トランジスタ６のゲートに供給し、このパルス幅変調信号のスイッチング信号でこの電界効果トランジスタ６をスイッチングし、この一方及び他方の直流電圧出力端子８ａ及び８ｂに一定の直流電圧Ｖ0 を得る如くする。
【０００９】
斯る図７に示す如き電源回路においては、力率改善回路４により整流回路３よりの入力脈流電流をサイン波状にする制御をし力率を改善している。
この場合の力率とは、入力電力を｜Ｗ｜とし、入力電流を｜Ａ｜とし、入力電圧を｜Ｖ｜としたとき力率ｃｏｓφは
ｃｏｓφ＝｜Ｗ｜／（｜Ａ｜×｜Ｖ｜）
である。
【００１０】
図７に示す如く力率改善回路４を設けたときには力率ｃｏｓφは０．８〜０．９９まで改善でき、入力電流波形は入力電圧波形に近似する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
然しながら、従来のスイッチング方式の電源回路にこの力率改善回路４を設けたときには、この力率改善回路４の効率がこの電源回路の効率に積算することになり、この効率が低下する。例えば従来のスイッチング方式の電源回路の効率が９０％であり、この力率改善回路４の変換効率が９０％であったとしても全体の効率は８１％になってしまう。
【００１２】
また、この力率改善回路４は電界効果トランジスタ４ｃにより大電流をスイッチングしているため、ノイズの発生源となる不都合がある。
【００１３】
更に、この力率改善回路４を設けるので、この力率改善回路４の分、回路が複雑化すると共にこの力率改善回路４を配するスペースが必要となり、それだけ高価となる不都合があった。
【００１４】
本発明は、斯る点に鑑み特別に力率改善回路を設けることなく、簡単な構成で力率を改善するようにすると共に高効率とすることができるようにすることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明電源回路は、脈流が得られる直流電源の一端をチョークコイルを介してコンバータトランスを構成する第１の補助巻線の一端に接続し、該第１の補助巻線の他端を第１のダイオード及び第１のコンデンサの直列回路を介してこの直流電源の他端に接続し、この第１のダイオード及び第１のコンデンサの接続中点をこのコンバータトランスの１次巻線の一端に接続し、該１次巻線の他端をスイッチング素子を介してこの直流電源の他端に接続し、このコンバータトランスの２次巻線を整流回路を介して直流電圧出力端子に接続し、該直流電圧出力端子をパルス幅変調制御回路の入力側に接続し、該パルス幅変調制御回路の出力端子をこのスイッチング素子の制御電極に接続するようにした電源回路において、この１次巻線及びスイッチング素子の接続点を第２のコンデンサ及び第２のダイオードの直列回路を介してこの第１のダイオード及び第１のコンデンサの接続点に接続すると共にこの第２のコンデンサ及び第２のダイオードの接続点をこのチョークコイルに同相に巻装された第２の補助巻線及び第３のダイオードの直列回路を介してこのスイッチング素子及びこの直流電源の他端の接続点に接続したものである。
【００１６】
斯る本発明によれば、脈流の入力電流はコンバータトランスの補助巻線の電圧とチョークコイルの逆起電圧及び入力電圧との差分でダイオードを正にバイアスできたときに流れ、その波形は、この脈流の入力電圧に応じたものとなることになり、導通角が広がりサイン波状になり、力率改善が自動的に行なわれる。
【００１７】
また本発明によれば効率をダウンする構成がないので高効率のスイッチング方式の電源回路を得ることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明電源回路の実施の形態の例につき説明する。
図１は本例による電源回路を示し、図１において、１０は例えば１００Ｖ、５０Ｈｚの商用電源を示し、この商用電源１０の一端及び他端を高周波阻止用のフィルタ１１を介してダイオードのブリッジ構成の整流回路１２の入力側の一端及び他端に接続する。
【００１９】
この整流回路１２の出力側の正極端及び負極端には、商用電源１０の周波数に応じた正方向の脈流が得られる。この整流回路１２の出力側の正極端をチョークコイル１３を介してコンバータトランス１４を構成する１次巻線１４ａとは逆相に巻装された補助巻線１４ｃの一端に接続し、この補助巻線１４ｃの他端をダイオード１５のアノードに接続し、このダイオード１５のカソードを電解コンデンサ１６の正極に接続し、この電解コンデンサ１６の負極を整流回路１２の出力側の負極端に接続する。
【００２０】
このダイオード１５のカソードと電解コンデンサ１６の正極との接続中点をこのコンバータトランス１４の１次巻線１４ａの一端に接続し、この１次巻線１４ａの他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ１７のドレインに接続し、この電界効果トランジスタ１７のソースを整流回路１２の負極端に接続する。
【００２１】
また、コンバータトランス１４の１次巻線１４ａとは逆相に巻回された２次巻線１４ｂの一端を整流回路１８を構成するダイオード１８ａのアノードに接続し、このダイオード１８ａのカソードを一方の直流電圧出力端子１９ａに接続し、このダイオード１８ａ及び一方の直流電圧出力端子１９ａの接続中点をこの整流回路１８を構成する平滑用コンデンサ１８ｂを介してこの２次巻線１４ｂの他端に接続し、この２次巻線１４ｂの他端を他方の直流電圧出力端子１９ｂに接続する。
【００２２】
この一方の直流電圧出力端子１９ａを半導体集積回路により構成されたパルス幅変調制御回路２０の入力側に接続し、このパルス幅変調制御回路２０の出力側に得られる出力直流電圧Ｖ0 に応じたパルス幅変調信号のスイッチング信号を電界効果トランジスタ１７のゲートに供給し、この電界効果トランジスタ１７をこのパルス幅変調信号のスイッチング信号でスイッチングしてこの一方及び他方の直流電圧出力端子１９ａ及び１９ｂに一定の直流電圧Ｖ0 を得る如くする。
【００２３】
この図１に示す電源回路において電界効果トランジスタ１７がオンのときの回路は図２に示す如くで、この電界効果トランジスタ１７がターンオンのときは整流回路１２の正極端及び負極端の入力脈流電圧Ｖ1 とチョークコイル１３のインダクタンスＬ1 により決まる電流ｉ1 ＝Ｖ1 ／Ｌ1 ×ｔが流れようとするが、コンバータトランス１４の補助巻線１４ｃの起電圧Ｖ2 を減少させながら、ダイオード１５が正バイアスされた期間にこの電流ｉ1 が流れる。
【００２４】
このため、パルス幅変調制御回路２０は出力直流電圧が一定になるようにするために、電界効果トランジスタ１７に入力脈流電圧に応じた電流が流れ、サイン波状の変動をしながら制御することになる。
つまり、コンバータトランス１４の磁束が補助巻線１４ｃを逆バイアスする分を補うことになる。このことは入力脈流の検出ができ、この電界効果トランジスタ１７の電流変化はチョークコイル１３に蓄えるエネルギーを変化させることになる。
【００２５】
またこの電界効果トランジスタ１７がオフのときの回路は図３に示す如くで、電界効果トランジスタ１７がターンオフしたときには、入力脈流電圧Ｖ1 にチョークコイル１３の逆起電圧Ｖ3 が重畳する。このためチョークコイル１３及び補助巻線１４ｃの接続点Ａの電位はターンオン時にチョークコイル１３に蓄えられたエネルギーの量に応じたスイッチング電位を重畳した脈流となる。
【００２６】
一方、コンバータトランス１４の補助巻線１４ｃには、このターンオフ時に発生する逆起電圧Ｖ4 が発生する。この接続点Ａの電位とこの逆起電圧Ｖ4 の電位とは逆相の電位であり、この補助巻線１４ｃとダイオード１５との接続点Ｂの電位はその差の電位となる。
【００２７】
つまりＶ1 ＋Ｖ3 ＞Ｖ4
のときはダイオード１５を通して電流ｉ3 が流れ、
Ｖ1 ＋Ｖ3 ＜Ｖ4
のときは、ダイオード１５がオフし電流ｉ3 は流れない。この電圧Ｖ3 は、先の脈流を検出したターンオン時の電界効果トランジスタ１７の電流に比例している。
【００２８】
本例の電源回路は電界効果トランジスタ１７のオン・オフのデューティをコントロールしているため、チョークコイル１３の逆起電圧Ｖ3 に加え、オン時の補助巻線１４ｃの起電圧Ｖ2 、オフ時の補助巻線１４ｃの逆起電圧Ｖ4 も入力脈流電圧Ｖ1 、負荷電流ｉ4 に応じて、変化するため、入力脈流電圧Ｖ1 及び負荷変動に対して補助巻線１４ｃの電圧設定により容易に対応することができる。
【００２９】
上述の如く脈流の入力電流ｉ1 は、コンバータトランス１４の補助巻線１４ｃの電圧とチョークコイル１３の逆起電圧Ｖ3 及び入力脈流電圧Ｖ1 との差分でダイオード１５を正にバイアスできたときに流れ、その波形は脈流の入力電圧に応じたものとなり、導通角が広がりサイン波状になり、力率改善が行なわれる。
【００３０】
よって、本例電源回路によれば、一定の出力直流電圧Ｖ0 を得る如く制御することで、力率改善も自動的に行うことができる利益がある。
【００３１】
また本例によれば、従来に比し力率改善回路を特別に設けないので、効率がダウンすることがなく高効率の電源回路を得ることができ、省電力化を図ることができる。
【００３２】
因みに、本例の商用電源１０としてＡＣ１００Ｖ、５０Ｈｚ及びＡＣ２４０Ｖ、５０Ｈｚを供給したときの力率と効率との例を図５及び図６に示す。
【００３３】
図５は商用電源１０としてＡＣ１００Ｖ、５０Ｈｚとした例の力率曲線ａ及び効率曲線ｂを示す。この場合、力率は出力電流ＩＯが１Ａで９５．４４％、２Ａで９４．９７％、４Ａで９３．８９％、５Ａで９２．６６％であった。また効率は出力電流ＩＯが１Ａで８８．９７％、２Ａで８８．４％、４Ａで８７．３％、５Ａで８６．８％であった。
【００３４】
図６は商用電源１０としてＡＣ２４０Ｖ、５０Ｈｚとした例の力率曲線ｃ及び効率曲線ｄを示す。この場合、力率は出力電流ＩＯが１Ａで８７．０５％、２Ａで９２．１５％、４Ａで９２．２１％、５Ａで９３．１２％であった。また効率は出力電流ＩＯが１Ａで８３．２６％、２Ａで８６．６２％、４Ａで８７．７５％、５Ａで８７．５５％であった。
【００３５】
図４は本発明電源回路の実施の形態の例を示す。この図４例は図１例を更に高効率化を図った例を示す。この図４例につき説明するに、この図４において図１に対応する部分には同一符号を付して示し、その重複説明は省略する。
【００３６】
図４例においては、整流回路１２の出力側の正極端をチョークコイル１３を介してコンバータトランス１４を構成する１次巻線１４ａとは逆相に巻装された補助巻線１４ｃの一端に接続し、この補助巻線１４ｃの他端をダイオード１５のアノードに接続し、このダイオード１５のカソードを電解コンデンサ１６の正極に接続し、この電解コンデンサ１６の負極を整流回路１２の出力側の負極端に接続する。
【００３７】
このダイオード１５のカソード及び電解コンデンサ１６の正極の接続中点をこのコンバータトランス１４の１次巻線１４ａの一端に接続し、この１次巻線１４ａの他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ１７のドレインに接続し、この電界効果トランジスタ１７のソースを整流回路１２の負極端に接続する。
【００３８】
この図４例においては、この１次巻線１４ａの他端及び電界効果トランジスタ１７のドレインの接続中点をコンデンサ２１を介してチョークコイル１３に同相に巻装された第２の補助巻線１３ａの一端に接続し、この第２の補助巻線１３ａの他端をダイオード２２のカソードに接続し、このダイオード２２のアノードを整流回路１２の負極端に接続する。
【００３９】
またコンデンサ２１及び第２の補助巻線１３ａの一端の接続点をダイオード２３のアノードに接続し、このダイオード２３のカソードをダイオード１５及び電解コンデンサ１６の接続中点に接続し、また電界効果トランジスタ１７のゲートを抵抗器２４を介して整流回路１２の負極端に接続する。その他は図１と同様に構成する。
【００４０】
図４はトランジスタ１７のオフ時のスイッチング損失軽減を目的としている。斯る図４例においては図１例と同様の作用効果が得られると共に電界効果トランジスタ１７がオフのときに１次巻線１４ａの逆起電力による電流が１次巻線１４ａ→コンデンサ２１→ダイオード２３→電解コンデンサ１６と流れてコンデンサ２１を充電し、この電界効果トランジスタ１７の電圧と電流との交差する部分の電圧の立上りをゆっくりとし、この電界効果トランジスタ１７のスイッチング損失を軽減する如くしている。このコンデンサ２１に充電された電荷が、電界効果トランジスタ１７がオンのときにコンデンサ２１→電界効果トランジスタ１７→ダイオード２２→第２の補助巻線１３ａ→コンデンサ２１と流れ、コンデンサ２１を放電し、初期の状態に戻り次のターンオフ時のスイッチング損失を軽減する状態を作り出す。
【００４１】
また本例においては図１及び図４に示す如き電源回路を比較的大電力例えば７０Ｗ程度あるいはそれ以上を使用する電子機器に使用する。この場合この電源回路は効率が良いので、この電子機器の省電力化を図ることができる。
【００４２】
尚、上述例は商用電源として１００Ｖ、５０Ｈｚを使用した例につき述べたが９０Ｖ〜２６４Ｖ、５０Ｈｚ等の他の商用電源を使用しても良いことは勿論である。
【００４３】
また、本発明は上述実施例に限ることなく本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成が採り得ることは勿論である。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によれば、脈流の入力電流はコンバータトランスの補助巻線の電圧とチョークコイルの逆起電圧及び入力電圧との差分でダイオードを正にバイアスできたときに流れ、その波形は、この脈流の入力電圧に応じたものとなることになり、導通角が広がりサイン波状になり、力率改善が自動的に行われる。
【００４５】
即ち本発明電源回路によれば一定の出力直流電圧を得る如く制御することで、力率改善も自動的に行うことができる利益がある。
【００４６】
また本発明によれば、従来に比し、力率改善回路を特別に設けないので、効率がダウンすることなく高効率の電源回路を得ることができ、省電力化を図ることができる。
【００４７】
また本発明による電源回路を用いた電子機器においては、この電源回路が高効率なので、この電子機器の省電力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 電源回路の例を示す構成図である。
【図２】 図１の説明に供する回路図である。
【図３】 図１の説明に供する回路図である。
【図４】 本発明電源回路の実施の形態の例を示す構成図である。
【図５】 本発明の説明に供する線図である。
【図６】 本発明の説明に供する線図である。
【図７】 従来の電源回路の例を示す構成図である。
【符号の説明】
１０‥‥商用電源、１１‥‥フィルタ、１２，１８‥‥整流回路、１３‥‥チョークコイル、１４‥‥コンバータトランス、１４ａ‥‥１次巻線、１４ｂ‥‥２次巻線、１４ｃ‥‥補助巻線、１５‥‥ダイオード、１６‥‥電解コンデンサ、１７‥‥電界効果トランジスタ、１９ａ，１９ｂ‥‥直流電圧出力端子、２０‥‥パルス幅変調制御回路
Claims (2)
- 脈流が得られる直流電源の一端をチョークコイルを介してコンバータトランスを構成する第１の補助巻線の一端に接続し、該第１の補助巻線の他端を第１のダイオード及び第１のコンデンサの直列回路を介して前記直流電源の他端に接続し、前記第１のダイオード及び第１のコンデンサの接続中点を前記コンバータトランスの１次巻線の一端に接続し、該１次巻線の他端をスイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続し、前記コンバータトランスの２次巻線を整流回路を介して直流電圧出力端子に接続し、該直流電圧出力端子をパルス幅変調制御回路の入力側に接続し、該パルス幅変調制御回路の出力端子を前記スイッチング素子の制御電極に接続するようにした電源回路において、
前記１次巻線及びスイッチング素子の接続点を第２のコンデンサ及び第２のダイオードの直列回路を介して前記第１のダイオード及び第１のコンデンサの接続点に接続すると共に前記第２のコンデンサ及び第２のダイオードの接続点を前記チョークコイルに同相に巻装された第２の補助巻線及び第３のダイオードの直列回路を介して前記スイッチング素子及び前記直流電源の他端の接続点に接続したことを特徴とする電源回路。 - 比較的大電力を使用するようにした電子機器において、請求項１の電源回路を設けたことを特徴とする電子機器。
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