JP2005348543A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 力率向上と共に高効率の電源回路において、電解コンデンサを保護し、出力直流電圧の電圧降下を抑える。
【解決手段】 脈流が得られる直流電源１２の一端をチョークコイル１３及びサイリスタ３０の直列回路を介して同相に巻装したコンバータトランス１５の１次巻線１５ａの一端及び補助巻線１５ｃの他端の接続中点に接続し、コンバータトランス１５の補助巻線１５ｃの一端を電解コンデンサ１６を介して直流電源１２の他端に接続すると共に１次巻線１５ａの他端をスイッチング素子１７を介して直流電源１２の他端に接続し、コンバータトランス１５の１次巻線１５ａと逆相に巻装した２次巻線１５ｂを整流回路１８を介して直流電圧出力端子１９ａ，１９ｂに接続し、直流電圧出力端子１９ａをパルス幅変調制御回路２０の入力側に接続し、パルス幅変調制御回路２０の出力端子をスイッチング素子１７の制御電極に接続するようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は比較的大電力が供給できるようにした電源回路に関する。

従来、比較的大電力例えば１００Ｗが供給できるようにしたスイッチング方式の電源回路として図３に示す如きものが提案されている（特許文献１参照）。この図３の電源回路は高調波規制に対応して力率改善回路（ＰＦＣ回路）が付加されたものである。

図３において、１は例えば１００Ｖ、５０Ｈｚの商用電源を示し、この商用電源１の一端及び他端をダイオードのブリッジ構成の整流回路３の入力側の一端及び他端に接続する。

この整流回路３の出力側の正極端及び負極端には、商用電源１の周波数に応じた正方向の脈流が得られる。この整流回路３の出力側の正極端を力率改善回路４を構成するチョークコイル４ａ及びダイオード４ｂの直列回路を介してコンバータトランス５の１次巻線５ａの一端に接続し、この１次巻線５ａの他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ６のドレインに接続し、この電界効果トランジスタ６のソースを整流回路３の出力側の負極端に接続する。

このチョークコイル４ａ及びダイオード４ｂの接続中点を力率改善回路４を構成する電界効果トランジスタ４ｃのドレインに接続し、この電界効果トランジスタ４ｃのソースを整流回路３の負極端に接続し、この電界効果トランジスタ４ｃのゲートにコントロール回路４ｄよりのスイッチング信号を供給する如くする。またダイオード４ｂ及び１次巻線５ａの一端の接続中点を力率改善回路４を構成するコンデンサ４ｅを介して整流回路３の負極端に接続する。

この力率改善回路４は整流回路３の出力側に得られる脈流をサイン波状として、このコンバータトランス５の１次巻線５ａに供給する如くしたものである。

またコンバータトランス５の１次巻線５ａとは逆相に巻回された２次巻線５ｂの一端を整流回路７を構成するダイオード７ａを介して一方の直流電圧出力端子８ａに接続し、このダイオード７ａ及び一方の直流電圧出力端子８ａの接続中点をこの整流回路７を構成する平滑用コンデンサ７ｂを介してこの２次巻線５ｂの他端に接続し、この２次巻線５ｂの他端を他方の直流電圧出力端子８ｂに接続する。

この一方の直流電圧出力端子８ａを半導体集積回路により構成されたパルス幅変調制御回路９の入力側に接続し、このパルス幅変調制御回路９の出力側に得られるパルス幅変調信号のスイッチング信号を電界効果トランジスタ６のゲートに供給し、このパルス幅変調信号のスイッチング信号でこの電界効果トランジスタ６をスイッチングし、この一方及び他方の直流電圧出力端子８ａ及び８ｂに一定の直流電圧Ｖ₀を得る如くする。

斯る図３に示す如き電源回路においては、力率改善回路４により整流回路３よりの入力脈流電流をサイン波状にする制御をし力率を改善している。
この場合の力率とは、入力電力を｜Ｗ｜とし、入力電流を｜Ａ｜とし、入力電圧を｜Ｖ｜としたとき力率ｃｏｓφは
ｃｏｓφ＝｜Ｗ｜／（｜Ａ｜×｜Ｖ｜）
である。

図３に示す如く力率改善回路４を設けたときには力率ｃｏｓφは０．８〜０．９９まで改善でき、入力電流波形は入力電圧波形に近似する。

然しながら、従来のスイッチング方式の電源回路にこの力率改善回路４を設けたときには、この力率改善回路４の効率がこの電源回路の効率に積算することになり、この効率が低下する。例えば従来のスイッチング方式の電源回路の効率が９０％であり、この力率改善回路４の変換効率が９０％であったとしても全体の効率は８１％になってしまう。

また、この力率改善回路４は電界効果トランジスタ４ｃにより大電流をスイッチングしているため、ノイズの発生源となる不都合がある。

更に、この力率改善回路４を設けるので、この力率改善回路４の分、回路が複雑化すると共にこの力率改善回路４を配するスペースが必要となり、それだけ高価となる不都合があった。

そこで本出願人は特別に力率改善回路を設けることなく、簡単な構成で力率を改善するようにすると共に高効率とすることができるようにすることを目的として先に図４に示す如き電源回路を提案した（特願２００３−２７９３５２号）。

この図４に示す電源回路につき説明するに、この図４において、１０は例えば１００Ｖ、５０Ｈｚの商用電源を示し、この商用電源１０の一端及び他端をダイオードのブリッジ構成の整流回路１２の入力側の一端及び他端に接続する。

この整流回路１２の出力側の正極端及び負極端間には、商用電源１０の周波数に応じた正方向のサイン波状の脈流が得られる。この整流回路１２の出力側の正極端を高周波阻止用のチョークコイル１３を介してダイオード１４のアノードに接続し、このダイオード１４のカソードを同相に巻装したコンバータトランス１５の１次巻線１５ａの一端及び補助巻線１５ｃの他端の接続中点に接続する。

この補助巻線１５ｃの一端を電解コンデンサ１６を介して整流回路１２の負極端に接続する。また１次巻線１５ａの他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ１７のドレインに接続し、この電界効果トランジスタ１７のソースを整流回路１２の負極端に接続する。

またコンバータトランス１５の１次巻線１５ａとは逆相に巻装された２次巻線１５ｂの一端を整流回路１８を構成するダイオード１８ａのアノードに接続し、このダイオード１８ａのカソードを一方の直流電圧出力端子１９ａに接続し、このダイオード１８ａ及び一方の直流電圧出力端子１９ａの接続中点をこの整流回路１８を構成する平滑用コンデンサ１８ｂを介してこの２次巻線１５ｂの他端に接続し、この２次巻線１５ｂの他端を他方の直流電圧出力端子１９ｂに接続する。

この一方の直流出力端子１９ａを半導体集積回路により構成されたパルス幅変調制御回路２０の入力側に接続し、このパルス幅変調制御回路２０の出力側に得られる出力直流電圧Ｖ₀に応じたパルス幅変調信号のスイッチング信号を電界効果トランジスタ１７のゲートに供給し、この電界効果トランジスタ１７をこのパルス幅変調信号のスイッチング信号でスイッチングして、この一方及び他方の直流電圧出力端子１９ａ及び１９ｂ間に一定の直流電圧Ｖ₀を得る如くする。

この場合、このスイッチング信号の周波数は商用電源の周波数に比し極めて高いものである。

この図４に示す電源回路において、電界効果トランジスタ１７がオンのときのチョークコイル１３、コンバータトランス１５の１次巻線１５ａ、２次巻線１５ｂ及び補助巻線１５ｃの各起電力の極性と電流の流れを図５に示す。

この図５につき説明するに、整流回路１２の出力の入力電圧Ｖ_INは商用電源の正弦波を全波整流した脈流電圧である。

このため、電界効果トランジスタ１７がオンのときにおいては
入力電圧Ｖ_IN＋補助巻線１５ｃ起電力Ｖ_N2＞電解コンデンサ１６の電位Ｖ_C1‥‥（１）
の期間は、整流回路１２の正極端→チョークコイル１３→ダイオード１４→補助巻線１５ｃ→電解コンデンサ１６→整流回路１２の負極端と電流Ｉ３が流れる。

またこの（１）式と逆の関係になる
Ｖ_IN＋Ｖ_N2＜Ｖ_C1
の期間では、電解コンデンサ１６よりの放電電流Ｉ２が、電解コンデンサ１６→補助巻線１５ｃ→１次巻線１５ａ→電界効果トランジスタ１７→電解コンデンサ１６と流れる。

また電界効果トランジスタ１７がターンオンしてから、整流回路１２の正極端→チョークコイル１３→ダイオード１４→１次巻線１５ａ→電界効果トランジスタ１７→整流回路１２の負極端と電流Ｉ１が流れる。

この電界効果トランジスタ１７がオンのときは、コンバータトランス１５の２次側の整流用のダイオード１８ａはオフ状態にあり、このコンバータトランス１５の１次側の電流Ｉ１＋Ｉ２によりコンバータトランス１５にエネルギーが蓄えられる。

この図４の電源回路において、電界効果トランジスタ１７がオフのときのチョークコイル１３、コンバータトランス１５の１次巻線１５ａ、２次巻線１５ｂ及び補助巻線１５ｃの各起電力の極性と電流の流れを図６に示す。

この図６につき説明するに、電界効果トランジスタ１７がオフのときにおいては、
Ｖ_IN＋チョークコイル１３の逆起電力Ｖ_L1＞Ｖ_C1‥‥（２）
の期間では、整流回路１２の正極端→チョークコイル１３→ダイオード１４→補助巻線１５ｃ→電解コンデンサ１６→整流回路１２の負極端と電解コンデンサ１６にエネルギーを供給する電流Ｉ４が流れる。

この場合、電界効果トランジスタ１７のスイッチング周波数は入力の脈流電圧Ｖ_INの商用電源の周波数例えば５０Ｈｚよりもはるかに高い周波数であり、電解コンデンサ１６にエネルギーを供給する電流の導通角は、チョークコイル１３の関数設定とコンバータトランス１５の１次巻線１５ａ、２次巻線１５ｂ、補助巻線１５ｃの巻数設定により広くすることができる。

また電解コンデンサ１６に充電する期間は、電界効果トランジスタ１７がオンのときは、入力電圧の脈流電圧Ｖ_INに補助巻線１５ｃの起電力Ｖ_N2が重畳したときであり、電界効果トランジスタ１７がオフのときは、入力電圧の脈流電圧Ｖ_INにチョークコイル１３の逆起電力Ｖ_L1が重畳したときである。

そのため入力電圧Ｖ_INの脈流変動に応じて入力電流も流れることになり、入力電流波形が入力電圧Ｖ_INの波形に近似することになる。よって高周波数でスイッチングされた電流のエンベロープは、入力電圧の脈流電圧Ｖ_INに相似な波形になり、力率ｃｏｓφが向上する。本例ではこの力率ｃｏｓφは０．８７〜０．９５程度である。

以上述べた如く、本例電源回路によれば一定の出力直流電圧Ｖ₀を得る如く制御することで、力率の向上も自動的に行うことができる。

また本例によれば、従来に比し力率改善回路を特別に設けないので、効率がダウンすることがなく高効率の電源回路を得ることができ省電力化を図ることができる。

因みに本例の商用電源１０として９０Ｖ〜２６４Ｖ、５０Ｈｚの入力電圧に対する効率及び力率（ＰＦ）との関係の実験データの例を図７及び図８に示す。図７は電圧２０Ｖ、電流５Ａ（１００Ｗ）出力時の入力電圧に対する効率のデータであり、図８は電圧２０Ｖ、電流５Ａ（１００Ｗ）出力時の入力電圧に対する力率（ＰＦ）のデータである。

ところで、図４に示す如き力率改善回路を設けなくとも力率改善ができ且つ高効率の電源回路においては、軽負荷時にコンバータトランス１５の１次巻線１５ａ側の電解コンデンサ１６にかかる昇圧電圧が上昇し、この電解コンデンサ１６の寿命が短くなり、最悪の場合破壊にいたる不都合があった。

従来、この第１の対策として、この軽負荷時にかかる電圧よりも、この電解コンデンサ１６の耐圧の高いものを使用し、この電解コンデンサ１６の破壊等を防ぐ方法がある。

また第２の対策として、電解コンデンサ１６にかかる電圧を検出し、この電解コンデンサ１６にかかる電圧が所定値となったときにパルス幅変調制御回路２０の発振を停止し、昇圧電圧が電解コンデンサ１６の耐圧を超えないようにし、この電解コンデンサ１６を保護する方法がある。
特開平１１−１６４５５５号公報

然しながら、電解コンデンサ１６として耐圧の高いものを使用することとしたときには、この電解コンデンサが大型化すると共に高コストとなり、それに伴い電源装置自体のサイズも大型化しコストも高くなる不都合があった。

またパルス幅変調制御回路２０の発振を停止したときは、その停止の期間は２次巻線１５ｂ側への電圧供給も停止する。このため出力直流電圧が規格範囲を超えて電圧降下する問題等があり、負荷条件によっては出力直流電圧が無くなる不都合もあった。

本発明は、斯る点に鑑み、力率が向上すると共に高効率の電源回路において、電解コンデンサを保護すると共に出力直流電圧の電圧降下を抑えるようにすることを目的とする。

本発明は脈流が得られる直流電源の一端をチョークコイル及びサイリスタの直列回路を介して同相に巻装したコンバータトランスの１次巻線の一端及び補助巻線の他端の接続中点に接続し、このコンバータトランスの補助巻線の一端を電解コンデンサを介してこの直流電源の他端に接続すると共にこの１次巻線の他端をスイッチング素子を介してこの直流電源の他端に接続し、このコンバータトランスのこの１次巻線と逆相に巻装した２次巻線を整流回路を介して直流電圧出力端子に接続し、この直流電圧出力端子をパルス幅変調制御回路の入力側に接続し、このパルス幅変調制御回路の出力端子をこのスイッチング素子の制御電極に接続するようにした電源回路であって、この電解コンデンサの両端間の電圧を検出する電圧検出手段を設け、この電解コンデンサの両端間電圧が第１の電圧のときに、このサイリスタをオンとし、第２の電圧のときにこのサイリスタをオフとするようにしたことを特徴とする電源回路である。

本発明によれば力率が向上すると共に力率改善回路を特別に設けないので、効率がダウンすることなく高効率且つ小型の電源回路を得ることができる。

また、本発明によれば電解コンデンサの両端電圧を検出し、第１の電圧例えば出力直流電圧に影響のない下限電圧になったときにサイリスタをオンとし、第２の電圧例えば電解コンデンサの耐圧よりやや小の電圧となったときに、このサイリスタをオフとするようにしたので電解コンデンサを保護することができると共に出力直流電圧の電圧降下を抑えることができる。

本発明によれば電解コンデンサを保護することができるので、この電解コンデンサの耐圧を定格負荷時の耐圧に抑えることができ、電源装置の小型化ができ、またコストを抑えることができる。

以下図１及び図２を参照して本発明電源回路を実施するための最良の形態の例につき説明する。図１において図４に対応する部分には同一符号を付して示す。

図１において、１０は例えば１００Ｖ、５０Ｈｚの商用電源を示し、この商用電源１０の一端及び他端をダイオードのブリッジ構成の整流回路１２の入力側の一端及び他端に接続する。

この整流回路１２の出力側の正極端及び負極端間には、商用電源１０の周波数に応じた正方向のサイン波状の脈流が得られる。この整流回路１２の出力側の正極端を高周波阻止用のチョークコイル１３を介してサイリスタ３０のアノードに接続し、このサイリスタ３０のカソードを同相に巻装したコンバータトランス１５の１次巻線１５ａの一端及び補助巻線１５ｃの他端の接続中点に接続する。

この補助巻線１５ｃの一端を電解コンデンサ１６を介して整流回路１２の負極端に接続する。また１次巻線１５ａの他端をスイッチング素子を構成する電界効果トランジスタ１７のドレインに接続し、この電界効果トランジスタ１７のソースを整流回路１２の負極端に接続する。この場合、電解コンデンサ１６の耐圧を定格負荷時に必要な耐圧とする。

またコンバータトランス１５の１次巻線１５ａとは逆相に巻装された２次巻線１５ｂの一端を整流回路１８を構成するダイオード１８ａのアノードに接続し、このダイオード１８ａのカソードを一方の直流電圧出力端子１９ａに接続し、このダイオード１８ａ及び一方の直流電圧出力端子１９ａの接続中点をこの整流回路１８を構成する平滑用コンデンサ１８ｂを介してこの２次巻線１５ｂの他端に接続し、この２次巻線１５ｂの他端を他方の直流電圧出力端子１９ｂに接続する。

この一方の直流出力端子１９ａを半導体集積回路により構成されたパルス幅変調制御回路２０の入力側に接続し、このパルス幅変調制御回路２０の出力側に得られる出力直流電圧Ｖ₀に応じたパルス幅変調信号のスイッチング信号を電界効果トランジスタ１７のゲートに供給し、この電界効果トランジスタ１７をこのパルス幅変調信号のスイッチング信号でスイッチングして、この一方及び他方の直流電圧出力端子１９ａ及び１９ｂ間に一定の直流電圧Ｖ₀を得る如くする。

この場合、このスイッチング信号の周波数は商用電源の周波数に比し極めて高いものである。

また、本例においては、コンバータトランス１５の補助巻線１５ｃ及び電解コンデンサ１６の接続中点をコントロール回路３１の入力側に接続し、このコントロール回路３１の出力側をサイリスタ３０の制御端子に接続する。

このコントロール回路３１は電解コンデンサ１６の両端電圧を検出し、図２Ａ及びＢに示す如く、この両端電圧が予め決めた第１の電圧Ｖ₁例えば出力直流電圧Ｖ₀に影響のない下限電圧になったときにサイリスタ３０をオンとし、この両端電圧が予め決めた第２の電圧Ｖ₂例えば電解コンデンサ１６の耐圧よりやや小さい電圧となったときに、このサイリスタ３０をオフする如くする。

この場合、サイリスタ３０はオンしているときには、逆流防止用ダイオードとして動作する。

この図１に示す電源回路において、電源回路の負荷が定格負荷等でサイリスタ３０がオンであり電界効果トランジスタ１７がオンのときのチョークコイル１３、コンバータトランス１５の１次巻線１５ａ、２次巻線１５ｂ及び補助巻線１５ｃの各起電力の極性と電流の流れを図５に示す如くである。

この図５につき説明するに、整流回路１２の出力の入力電圧Ｖ_INは商用電源の正弦波を全波整流した脈流電圧である。

このため、電界効果トランジスタ１７がオンのときにおいては
入力電圧Ｖ_IN＋補助巻線１５ｃ起電力Ｖ_Ｎ２＞電解コンデンサ１６の電位Ｖ_C1‥‥（１）
の期間は、整流回路１２の正極端→チョークコイル１３→ダイオード１４→補助巻線１５ｃ→電解コンデンサ１６→整流回路１２の負極端と電流Ｉ３が流れる。

またこの（１）式と逆の関係になる
Ｖ_IN＋Ｖ_N2＜Ｖ_C1
の期間では、電解コンデンサ１６よりの放電電流Ｉ２が、電解コンデンサ１６→補助巻線１５ｃ→１次巻線１５ａ→電界効果トランジスタ１７→電解コンデンサ１６と流れる。

また電界効果トランジスタ１７がターンオンしてから、整流回路１２の正極端→チョークコイル１３→ダイオード１４→１次巻線１５ａ→電界効果トランジスタ１７→整流回路１２の負極端と電流Ｉ₁が流れる。

この電界効果トランジスタ１７がオンのときは、コンバータトランス１５の２次側の整流用のダイオード１８ａはオフ状態にあり、このコンバータトランス１５の１次側の電流Ｉ１＋Ｉ２によりコンバータトランス１５にエネルギーが蓄えられる。

この図１の電源回路において、この電源回路の負荷が定格負荷等でサイリスタ３０がオンであり、電界効果トランジスタ１７がオフのときのチョークコイル１３、コンバータトランス１５の１次巻線１５ａ、２次巻線１５ｂ及び補助巻線１５ｃの各起電力の極性と電流の流れを図６に示す。

この図６につき説明するに、電界効果トランジスタ１７がオフのときにおいては、
Ｖ_IN＋チョークコイル１３の逆起電力Ｖ_L1＞Ｖ_C1‥‥（２）
の期間では、整流回路１２の正極端→チョークコイル１３→ダイオード１４→補助巻線１５ｃ→電解コンデンサ１６→整流回路１２の負極端と電解コンデンサ１６にエネルギーを供給する電流Ｉ４が流れる。

この場合、電界効果トランジスタ１７のスイッチング周波数は入力の脈流電圧Ｖ_INの商用電源の周波数例えば５０Ｈｚよりもはるかに高い周波数であり、電解コンデンサ１６にエネルギーを供給する電流の導通角は、チョークコイル１３の関数設定とコンバータトランス１５の１次巻線１５ａ、２次巻線１５ｂ、補助巻線１５ｃの巻数設定により広くすることができる。

また電解コンデンサ１６に充電する期間は、電界効果トランジスタ１７がオンのときは、入力電圧の脈流電圧Ｖ_INに補助巻線１５ｃの起電力Ｖ_N2が重畳したときであり、電界効果トランジスタ１７がオフのときは、入力電圧の脈流電圧Ｖ_INにチョークコイル１３の逆起電力Ｖ_L1が重畳したときである。

そのため入力電圧Ｖ_INの脈流変動に応じて入力電流も流れることになり、入力電流波形が入力電圧Ｖ_INの波形に近似することになる。よって高周波数でスイッチングされた電流のエンベロープは、入力電圧の脈流電圧Ｖ_INに相似な波形になり、力率ｃｏｓφが向上する。本例ではこの力率ｃｏｓφは０．８７〜０．９５程度である。

以上述べた如く、本例電源回路によれば一定の出力直流電圧Ｖ₀を得る如く制御することで、力率の向上も自動的に行うことができる。

また本例によれば、従来に比し力率改善回路を特別に設けないので、効率がダウンすることがなく高効率の電源回路を得ることができ省電力化を図ることができる。

因みに本例の商用電源１０として９０Ｖ〜２６４Ｖ、５０Ｈｚの入力電圧に対する効率及び力率（ＰＦ）との関係の実験データの例を図７及び図８に示す。図７は電圧２０Ｖ、電流５Ａ（１００Ｗ）出力時の入力電圧に対する効率のデータであり、図８は電圧２０Ｖ、電流５Ａ（１００Ｗ）出力時の入力電圧に対する力率（ＰＦ）のデータである。

また、この電源回路の負荷が軽負荷時は電解コンデンサ１６の両端電圧が上昇し、第２の電圧Ｖ₂例えば電解コンデンサ１６の耐圧よりやや小さい電圧となったときにはサイリスタ３０がオフとなる。

このときは整流回路１２よりの直流電圧が遮断される。この整流回路１２よりの直流電圧が遮断されている期間は、電界効果トランジスタ１７がオンのときに電解コンデンサ１６に充電されていた電荷による放電電流Ｉ₂が電解コンデンサ１６→補助巻線１５ｃ→１次巻線１５ａ→電界効果トランジスタ１７→電解コンデンサ１６と流れて、電解コンデンサ１６の両端電圧を低下すると共に２次巻線１５ｂ側の負荷に電流Ｉ₅が流れる。

この電解コンデンサ１６の放電によりこの電解コンデンサ１６の両端電圧が第１の電圧Ｖ₁例えば出力直流電圧Ｖ₀の電圧降下に影響しない下限の電圧となったときにサイリスタ３０をオンとし、上述動作を行う。

本例によれば電解コンデンサ１６の耐圧を超えることを防止でき、この電解コンデンサ１６を保護することができると共にパルス幅変調制御回路２０の発振を停止しないので、出力直流電圧Ｖ₀の電圧降下を抑えることができる。

また本例によれば電解コンデンサ１６を保護することができるので、この電解コンデンサ１６の耐圧を定格負荷時の耐圧に抑えることができ、比較的小型の電解コンデンサを使用でき、電源装置の小型化ができ、またコストを抑えることができる。

尚、本発明は上述例に限ることなく本発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採り得ることは勿論である。

本発明電源回路を実施するための最良の形態の例を示す構成図である。 本発明の説明に供する線図である。 従来の電源回路の例を示す構成図である。 先に提案した電源回路の例を示す構成図である。 図４の説明に供する線図である。 図４の説明に供する線図である。 本発明の説明に供する線図である。 本発明の説明に供する線図である。

符号の説明

１０‥‥商用電源、１２，１８‥‥整流回路、１３‥‥チョークコイル、１５‥‥コンバータトランス、１５ａ‥‥１次巻線、１５ｂ‥‥２次巻線、１５ｃ‥‥補助巻線、１６‥‥電解コンデンサ、１７‥‥電界効果トランジスタ、１９ａ，１９ｂ‥‥直流出力端子、２０‥‥パルス幅変調制御回路、３０‥‥サイリスタ、３１‥‥コントロール回路

Claims (1)

1. 脈流が得られる直流電源の一端をチョークコイル及びサイリスタの直列回路を介して同相に巻装したコンバータトランスの１次巻線の一端及び補助巻線の他端の接続中点に接続し、前記コンバータトランスの補助巻線の一端を電解コンデンサを介して前記直流電源の他端に接続すると共に前記１次巻線の他端をスイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続し、前記コンバータトランスの前記１次巻線と逆相に巻装した２次巻線を整流回路を介して直流電圧出力端子に接続し、該直流電圧出力端子をパルス幅変調制御回路の入力側に接続し、該パルス幅変調制御回路の出力端子を前記スイッチング素子の制御電極に接続するようにした電源回路であって、前記電解コンデンサの両端間の電圧を検出する電圧検出手段を設け、前記電解コンデンサの両端間電圧が第１の電圧のときに、前記サイリスタをオンとし、第２の電圧のときに前記サイリスタをオフとするようにしたことを特徴とする電源回路。

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