JP2004048965A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】高調波規制、小型化、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と負極側出力端２との間に接続され、第１リアクトルＬ１の第１巻線６ａと第２リアクトルＬ１とダイオードＤ２とコンデンサＣ２とが直列に接続された第１直列回路と、コンデンサＣ２に並列に接続され、トランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１とが直列に接続された第２直列回路と、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と、トランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１との接続点との間に接続され、第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂとダイオードＤ４とが直列に接続された第３直列回路と、トランスＴ１の２次巻線５ｂに接続され、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１を有する整流平滑回路７と、主スイッチＱ１をオン／オフ制御することにより整流平滑回路７からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路１０とを有する。
【選択図】 図１
【解決手段】全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と負極側出力端２との間に接続され、第１リアクトルＬ１の第１巻線６ａと第２リアクトルＬ１とダイオードＤ２とコンデンサＣ２とが直列に接続された第１直列回路と、コンデンサＣ２に並列に接続され、トランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１とが直列に接続された第２直列回路と、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と、トランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１との接続点との間に接続され、第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂとダイオードＤ４とが直列に接続された第３直列回路と、トランスＴ１の２次巻線５ｂに接続され、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１を有する整流平滑回路７と、主スイッチＱ１をオン／オフ制御することにより整流平滑回路７からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路１０とを有する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、低ノイズ、高力率を図ることができるスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２０に従来の力率改善回路とコンバータ回路との２コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図を示す。図２０に示すスイッチング電源装置は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を全波整流する全波整流回路Ｂ１と、この全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧をチョークコイルＬ１を介して入力し、制御回路１０１からの制御信号によりスイッチＱ２をオン／オフさせて、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３により整流平滑して直流電圧を得る力率改善回路５０と、この力率改善回路５０からの直流電圧を別の直流電圧に変換するコンバータ回路６０とを有している。
【０００３】
力率改善回路５０内の制御回路１０１は、スイッチＱ２を流れるピーク電流が入力電圧に比例するようにスイッチＱ２のオン期間を制御するとともに、チョークコイルＬ１の電流がゼロになってからスイッチＱ２をターンオンさせる。具体的には、制御回路１０１は、スイッチＱ２の電流を検出する抵抗ｒ３の両端電圧と、入力電圧（全波整流電圧）を抵抗ｒ１と抵抗ｒ２とで分圧した電圧とをコンパレータ（図示せず）に入力し、このコンパレータの出力信号によりＲＳフリップフロップ（図示せず）を動作させてスイッチＱ２をターンオフさせる。これにより、スイッチＱ２のピーク電流は入力電圧に比例する。また、チョークコイルＬ１に補助巻線１０３を付加し、制御回路１０１は、補助巻線１０３に生ずるフライバック電圧がゼロになるのを検出してスイッチＱ２をターンオンさせる。即ち、チョークコイルＬ１に流れる電流がゼロから始まり、正弦波の包絡線上のピークに達し、そこからゼロまで戻る。これにより、交流電源Ｖａｃ１に流れる入力電流（交流電流）も交流電源Ｖａｃ１の交流電圧に追従した正弦波電流波形となり、力率が大幅に改善される。
【０００４】
また、制御回路１０１は、コンデンサＣ３の出力電圧と基準電圧と全波整流電圧とに基づきスイッチＱ２をオン／オフ制御するので、出力電圧が一定に保たれる。
【０００５】
一方、コンバータ回路６０において、コンデンサＣ３にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、この主スイッチＱ１の両端には、直列に接続された抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１０２のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００６】
また、トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）にはダイオードＤ１及びコンデンサＣ１からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００７】
制御回路１０２は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００８】
次に、コンバータ回路６０の動作を図２１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２１では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、トランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）に流れる電流ｎ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００９】
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、コンデンサＣ３からトランスＴ１の１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【００１０】
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が−側になるため、ダイオードＤ１には電流Ｄ１ｉは流れない。
【００１１】
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタ）の励磁エネルギーは、２次巻線２ｂに伝送されないため、抵抗Ｒ２を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。このため、トランスＴ１の１次巻線５ａのリーケージインダクタＬｇとスナバコンデンサＣ２とにより電圧共振が形成され、その共振周波数ｆは、式（１）で表される。
【００１２】
ｆ＝１／［２π＊｛Ｌｇ＊Ｃ２｝１／２］ ・・・（１）
また、そのときの共振波形は、図２２に示すように、ターンオフ時（オン状態からオフ状態に変わること）にリンギング波形ＲＧ（減衰振動波形）となる。なお、スナバコンデンサＣ２の値と抵抗Ｒ２の値とを適当な値に調整すれば、このリンギング波形を非常に小さくすることができる。そして、このリンギング波形ＲＧは、抵抗Ｒ２により時間の経過とともに減衰して一定値となり、この一定値は時刻ｔ３３直前まで継続する。また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び電流ｎ１ｉはゼロになる。
【００１３】
なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が＋側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れる。
【００１４】
このようなコンバータ回路６０によれば、主スイッチＱ１の両端にスナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴ１のリーケージインダクタＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のこの種のスイッチング電源装置にあっては、高調波規制に対応するため、力率改善回路５０とコンバータ回路６０の２コンバータ方式で対応していた。このため、制御回路が２系統（力率改善回路用、コンバータ回路用）必要であり、スイッチング回路も２系統必要であった。
【００１６】
このため、回路が複雑となり、スイッチング部分が２回路あるため、ノイズや損失が増大し、小型化、低ノイズ化、高効率化の妨げとなっていた。
【００１７】
また、従来のスイッチング電源装置にあっては、スナバコンデンサＣ２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、コンデンサ容量、変換周波数に比例するため、ノイズ抑制を目的としてコンデンサ容量を増やしたり、あるいは、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。
【００１８】
本発明の第１の目的は、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することにある。また、本発明の第２の目的は、補助スイッチを用いて、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。本発明は、交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、第１巻線と第２巻線とを有する第１リアクトルと、前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第１リアクトルの第１巻線と第２リアクトルと第１整流素子とコンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、前記コンデンサに並列に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第２直列回路と、前記整流回路の正極側出力端と、前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの接続点との間に接続され、前記第１リアクトルの第２巻線と第２整流素子とが直列に接続された第３直列回路と、前記トランスの２次巻線に接続され、整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【００２０】
この発明によれば、コンデンサの電圧が交流電源の入力電圧（交流電圧）を整流して得られた整流電圧より高い場合、第１リアクトルの第２巻線を介して第２整流素子に流れる電流は、入力電圧に比例する。また、主スイッチがオン時又はオフ時でも、第１リアクトルの第１巻線には巻線比に応じた電圧が発生し、この電圧と入力電圧との和がコンデンサの電圧より高くなった場合には、第１リアクトルの第１巻線→第２リアクトル→第１整流素子→コンデンサと電流が流れる。交流電源の入力電流（交流電流）は、第１整流素子に流れる電流と第２整流素子に流れる電流との和となり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。従って、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図ることができる。
【００２１】
また、本発明は、前記第１リアクトルは第３巻線をさらに備え、前記主スイッチに並列に接続され、前記第１リアクトルの第３巻線と第３リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された第４直列回路と、前記主スイッチに並列に接続されたスナバコンデンサ及びダイオードとを有し、前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、前記補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせることを特徴とする。
【００２２】
この発明によれば、主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせるので、主スイッチ及び補助スイッチのスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減することができる。特に、共振作用により、電圧の立ち上がり及び立ち下りも緩やかとなり、ノイズ発生を抑制し、スナバコンデンサの電荷を入力に帰還させるため、損失の増大もなく、高効率化できる。また、トランスの１次巻線の電流実効値を減少できることから、トランスを小型化できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００２４】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、交流を入力して直流を出力するスイッチング電源装置であって、１つの主スイッチＱ１により力率改善と直流−直流変換とを同時に行うようにしたことを特徴とする。
【００２５】
図１は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１において、全波整流回路Ｂ１は、交流電源Ｖａｃ１に接続され、交流電源Ｖａｃ１からの交流電圧を整流して正極側出力端１及び負極側出力端２に出力する。第１リアクトルＬ２は、第１巻線６ａ（巻数ｎ３）とこの第１巻線６ａに直列に接続された第２巻線６ｂ（巻数ｎ４）とを有しており、第１巻線６ａと第２巻線６ｂとは電磁結合している。
【００２６】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と負極側出力端２との間には、第１リアクトルＬ２の第１巻線６ａと第２リアクトルＬ１とダイオードＤ２（本発明の第１整流素子に対応）とコンデンサＣ２とからなる第１直列回路が接続されている。コンデンサＣ２には、並列にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）と主スイッチＱ１とからなる第２直列回路が接続されている。主スイッチＱ１は、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴのいずれかを用いることができる。なお、第２リアクトルＬ１は、第１リアクトルＬ２のリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。
【００２７】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と、トランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１との接続点との間には、第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂとダイオードＤ４（本発明の第２整流素子に対応）とからなる第３直列回路が接続されている。トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂには、ダイオードＤ１（本発明の整流素子に対応）及びコンデンサＣ１（本発明の平滑素子に対応）を有する整流平滑回路７が接続されている。この整流平滑回路７は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００２８】
制御回路１０は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００２９】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００３０】
なお、図２では、交流電源Ｖａｃ１の入力電圧Ｖｉ（交流電圧）、交流電源Ｖａｃ１を流れる入力電流Ｉｉ（交流電流）、制御回路１０から主スイッチＱ１の制御端子（例えばＦＥＴのゲート）に印加されて主スイッチＱ１をオン／オフ制御する制御信号Ｖｇ、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４、第１リアクトルＬ２の第１巻線６ａの電圧Ｖｎ３、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２を示している。
【００３１】
まず、交流電源Ｖａｃ１からの交流電圧が、全波整流回路Ｂ１により整流されて全波整流電圧が正極側出力端１及び負極側出力端２から出力される。そして、時刻ｔ０において、主スイッチＱ１をオンさせると、Ｃ２→５ａ→Ｑ１→Ｃ２の閉ループが形成されて、コンデンサＣ２に蓄えられた電荷は、トランスＴ１の１次巻線５ａを通って放電し、トランスＴ１の励磁インダクタンスに電力が蓄えられる。
【００３２】
また、これと同時に、Ｂ１→６ｂ→Ｄ４→Ｑ１→Ｂ１の閉ループが形成される。このため、全波整流回路Ｂ１により整流された全波整流電圧は、第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂに加わり、この第２巻線６ｂには全波整流電圧に応じた電力が蓄えられる。また、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４は、時刻ｔ０から時刻ｔ１まで直線的に増加していく。
【００３３】
次に、時刻ｔ１において、主スイッチＱ１がオフすると、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４は、直線的に減少していき、時刻ｔ２でゼロとなる。また、このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力によりトランスＴ１の２次巻線５ｂにも逆起電力が誘起されて、２次巻線５ｂからダイオードＤ１、コンデンサＣ１及び負荷ＲＬに電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。また、第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂに蓄えられた電力は、トランスＴ１の１次巻線５ａを通り、２次巻線５ｂ側から負荷ＲＬに電力を供給すると共に、コンデンサＣ２を充電する。
【００３４】
以下、同様にして、時刻ｔ２から時刻ｔ１６までの半周期においても主スイッチＱ１をオン／オフすると、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が増加／減少して、図２に示すように三角形の波形となる。この各三角形の頂点を結ぶ波形（各三角形の包絡線波形）が電流Ｉｄ４の波形となる。即ち、コンデンサＣ２の電圧が入力電圧Ｖｉ（交流電圧）を全波整流して得られた全波整流電圧より高い場合、第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂを介してダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４は、入力電圧Ｖｉに比例する。
【００３５】
また、主スイッチＱ１がオン時又はオフ時でも（オフ時には第１リアクトルＬ２の極性が異なる。）、第１リアクトルＬ２の第１巻線６ａには、第１巻線６ａと第２巻線６ｂとの巻線比に応じた電圧Ｖｎ３が発生する。この電圧Ｖｎ３と入力電圧Ｖｉとの和がコンデンサＣ２の電圧より高くなった場合（時刻ｔ６〜ｔ９）には、６ａ→Ｌ１→Ｄ２→Ｃ２と電流が流れて、コンデンサＣ２が充電される。これにより、コンデンサＣ２の電圧を常に入力電圧Ｖｉより高く維持することができる。
【００３６】
このとき、時刻ｔ６〜ｔ７では主スイッチＱ１がオンしてＩｄ２が増加し、時刻ｔ７〜ｔ８では主スイッチＱ１がオフしてＩｄ２が減少してゼロとなり、時刻ｔ８〜ｔ９では主スイッチＱ１がオンしてＩｄ２が増加し、時刻ｔ９〜ｔ１０では主スイッチＱ１がオフしてＩｄ２が減少してゼロとなる。このため、電流Ｉｄ２は、図２に示すように三角形の波形となる。この各三角形の頂点を結ぶ波形（各三角形の包絡線波形）が電流Ｉｄ２の波形となる。
【００３７】
以上のことから、入力電流Ｉｉは、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２とダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４との和になり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。即ち、１つのコンバータで高調波規制に対応することができる。
【００３８】
なお、入力電圧Ｖｉが負電圧となる半周期（時刻ｔ１６からの半周期）における電流Ｉｄ２及びＩｄ４の値は、入力電圧Ｖｉが正電圧となる半周期（時刻ｔ０から時刻ｔ１６までの半周期）のその値と同一値となる。入力電圧Ｖｉが負電圧となる半周期（時刻ｔ１６からの半周期）における電流Ｉｉの値は、入力電圧Ｖｉが正電圧となる半周期（時刻ｔ０から時刻ｔ１６までの半周期）のその値の絶対値と同じで負の値となる。
【００３９】
図３は交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスＤ判定波形を示す図である。交流入力電流の半周期の波形が、図３の太い実線Ｗ１の内側に、少なくとも半周期の９５％に渡って入る特殊波形の交流入力電流を有する機器をクラスＤと判定し、限度値が適用される。限度値は国際標準規格ＩＥＣ６１０００−３−２による。実施の形態の入力電流波形も図３（ｂ）に示すように、太い実線Ｗ１の内側に、少なくとも半周期の９５％に渡って入っているので、特殊波形とみなされ、限度値が適用される。また、第１リアクトルＬ２と第２リアクトルＬ１とコンデンサＣ２とによる低域フィルタにより、高い周波数を抑制できるので、高調波を大幅に低減することができる。
【００４０】
図４は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の変形例の回路構成図である。図４に示すスイッチング電源装置は、図１に示すスイッチング電源装置を変形したものである。即ち、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と第１リアクトルＬ２の第１巻線６ａとの間にダイオードＤ２を接続し、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂとの間にダイオードＤ４を接続したことを特徴とする。
【００４１】
以上の構成によれば、図１に示すスイッチング電源装置と回路的に等価であるので、図１に示すスイッチング電源装置の動作と同様に動作することから、同様な効果が得られる。また、センタータップダイオードＤ２，Ｄ４を使用することにより、部品点数の削減を図ることができる。
【００４２】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、１つの主スイッチＱ１により力率改善と直流−直流変換とを同時に行うと共に、リアクトルの補助巻線の代わりに、トランスに補助巻線を巻回したことを特徴とする。
【００４３】
図５は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図５において、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と負極側出力端２との間には、トランスＴ１の３次巻線５ｃと第２リアクトルＬ３とダイオードＤ５（本発明の第１整流素子に対応）とコンデンサＣ３とからなる第１直列回路が接続されている。なお、第２リアクトルＬ３は、トランスＴ１のリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。
【００４４】
コンデンサＣ３には並列に、トランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１とからなる第２直列回路が接続されている。ダイオードＤ５のアノードと、トランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１との接続点との間には、ダイオードＤ４（本発明の第２整流素子に対応）と第１リアクトルＬ１とからなる第３直列回路が接続されている。整流平滑回路７及び制御回路１０は、図１に示したものと同一である。
【００４５】
次にこのように構成された第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明する。なお、各部の信号のタイミングチャートは、図２に示すタイミングチャートと略同様であり、図２のＩｄ２がＩｄ５に対応し、図２のＩｄ４がＩｄ４に対応し、図２のＶｎ３がトランスＴ１の３次巻線５ｃの電圧である点が異なる。
【００４６】
まず、時刻ｔ０において、主スイッチＱ１をオンさせると、Ｃ３→５ａ→Ｑ１→Ｃ３の閉ループが形成されて、コンデンサＣ３に蓄えられた電荷は、トランスＴ１の１次巻線５ａを通って放電し、トランスＴ１の励磁インダクタンスに電力が蓄えられる。
【００４７】
また、これと同時に、Ｂ１→５ｃ→Ｌ３→Ｄ４→Ｌ１→Ｑ１→Ｂ１の閉ループが形成される。このため、全波整流回路Ｂ１により整流された全波整流電圧は、トランスＴ１の３次巻線５ｃに加わり、この３次巻線５ｃに電圧に応じた電力が蓄えられる。また、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４は、時刻ｔ０から時刻ｔ１まで直線的に増加していく。
【００４８】
次に、時刻ｔ１において、主スイッチＱ１がオフすると、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４は、直線的に減少していき時刻ｔ２でゼロとなる。また、このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力によりトランスＴ１の２次巻線５ｂにも逆起電力が誘起されて、２次巻線５ｂからダイオードＤ１、コンデンサ及び負荷ＲＬに電流が流れて負荷ＲＬに電力が供給される。また、トランスＴ１の３次巻線５ｃに蓄えられた電力は、トランスＴ１の１次巻線５ａを通り、２次巻線５ｂ側から負荷ＲＬに電力を供給すると共にコンデンサＣ３を充電する。
【００４９】
以下、同様にして、時刻ｔ２から時刻ｔ１６までの半周期においても主スイッチＱ１をオン／オフすると、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が増加／減少して、図２に示すような波形となる。
【００５０】
また、主スイッチＱ１がオン時又はオフ時でも（オフ時にはトランスＴ１の３次巻線５ｃの極性が異なる。）、トランスＴ１の３次巻線５ｃには巻線比に応じた電圧Ｖｎ３が発生する。この電圧Ｖｎ３と入力電圧Ｖｉとの和がコンデンサＣ３の電圧より高くなった場合（時刻ｔ６〜ｔ９）には、５ｃ→Ｌ３→Ｄ５→Ｃ３と電流が流れて、コンデンサＣ３が充電される。これにより、コンデンサＣ３の電圧を常に入力電圧Ｖｉより高く維持することができる。このとき、時刻ｔ６〜ｔ９では、ダイオードＤ５に流れる電流Ｉｄ５は、図２に示す電流Ｉｄ２の波形と同様になる。
【００５１】
以上のことから、入力電流Ｉｉは、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４とダイオードＤ５に流れる電流Ｉｄ５との和になり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。また、第２の実施の形態では、リアクトルが１巻線でよく、リングコアー等を使用した小型なリアクトルも使用可能である。
【００５２】
（第３の実施の形態）
図６は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図６に示すスイッチング電源装置は、図１に示すスイッチング電源装置の構成を有するとともに、さらに、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス（電力損失）及びスイッチングノイズを低減させることを特徴とする。
【００５３】
なお、図６の構成部分において、図１に示す構成部分と同一のものは同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、新たに追加された構成部分についてのみ説明する。
【００５４】
図６において、主スイッチＱ１には、並列に第１リアクトルＬ２ａの第３巻線６ｃ（巻数ｎ５）と第３リアクトルＬ４と逆流防止ダイオードＤ７と補助スイッチＱ２とからなる第４直列回路が接続されている。第３リアクトルＬ４は、第１リアクトルＬ２ａのリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。更に、主スイッチＱ１には並列に寄生コンデンサを含むスナバコンデンサＣ６及び寄生ダイオードを含むダイオードＤ６が接続されている。
【００５５】
主スイッチＱ１、補助スイッチＱ２は、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴのいずれかを用いることができる。なお、ダイオードＤ６は、主スイッチＱ１の寄生ダイオードのみであってもよく、スナバコンデンサＣ６は、主スイッチＱ１の寄生コンデンサのみであってもよい。
【００５６】
制御回路１０ｂは、主スイッチＱ１をオンさせる前に補助スイッチＱ２をオンさせ、主スイッチＱ１をオフさせる前に補助スイッチＱ２をオフさせるように制御する。制御回路１０ｂは、主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチＱ２をゼロ電流スイッチングさせるとともに、整流平滑回路７からの出力電圧を所定の電圧に制御して安定化させる。
【００５７】
次にこのように構成された第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図６乃至図１０を参照しながら説明する。図７は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。図８は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図９は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオン時（時刻ｔ１付近でＡ部分）の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図１０は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオフ時（時刻ｔ２付近でＢ部分）の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【００５８】
なお、図８乃至図１０では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、交流電源Ｖａｃ１から第１リアクトルＬ２ａへ流れる入力電流Ｉｉ、トランスＴ１の１次巻線５ａに流れる電流ｎ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、補助スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、補助スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号、補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するＱ２制御信号を示している。
【００５９】
また、図８に示すタイミングチャートの時刻は、図２に示すタイミングチャートの時刻に対応しており、図８では、図２に示すタイミングチャートの微小時間における各信号の波形を示している。
【００６０】
まず、全波整流回路Ｂ１から電流が第１リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂ及びダイオードＤ４を介してスナバコンデンサＣ６に流れてスナバコンデンサＣ６が充電され、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが所定の電圧となる（時刻ｔ０１付近）。
【００６１】
そして、スナバコンデンサＣ６が充電されている状態で、時刻ｔ１において、制御回路１０ａからのＱ２制御信号により、補助スイッチＱ２がオンとすると、図７に示す閉ループ▲１▼のように、Ｃ６→６ｃ→Ｌ４→Ｄ７→Ｑ２→Ｃ６のルートで電流Ｑ２ｉが流れる。このため、図９に示すように、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖは約ゼロとなり、補助スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは急激に上昇する。
【００６２】
このとき、スナバコンデンサＣ６の電荷が放電するので、スナバコンデンサＣ６の電圧（図９の電圧Ｑ１ｖに相当）は、第１リアクトルＬ２ａの巻線間のリーケージインダクタである第３リアクトルＬ４とスナバコンデンサＣ６との電圧共振により、正弦波状に下降していき、時刻ｔ２２でゼロ電圧となる。また、このとき、スナバコンデンサＣ６に充電されていた電荷は、第１リアクトルＬ２ａにより昇圧され、閉ループ▲３▼のルートを通り、コンデンサＣ２側に戻される。
【００６３】
次に、時刻ｔ２２において、スナバコンデンサＣ６の電圧がゼロとなると、スナバコンデンサＣ６の電荷の一部が第３リアクトルＬ４に蓄積され、蓄積された電荷により、閉ループ▲２▼のように、Ｌ４（リーケージインダクタでも可）→Ｄ７→Ｑ２→Ｄ６→６ｃ→Ｌ４のルートで電流Ｑ２ｉが流れ続ける。この電流Ｑ２ｉは、時刻ｔ２２において最大値Ｉｍａｘとなり、時刻ｔ２２から徐々に減少していき、時刻ｔ２４においてゼロとなる。
【００６４】
また、このときも、閉ループ▲３▼のルートで電流が流れ、スナバコンデンサＣ６の電荷がコンデンサＣ２に帰還され続け、この間、主スイッチＱ１の電圧もゼロボルトを維持する。このため、時刻ｔ２２から時刻ｔ２４の間の時刻ｔ２３に、即ち主スイッチＱ１ｖの電圧がゼロで且つダイオードＤ６に電流が流れているとき（電流Ｑ２ｉが流れているときに相当）に、主スイッチＱ１をオンとすることによりゼロ電圧スイッチングを達成することができる。
【００６５】
このように、スナバコンデンサＣ６と第３リアクトルＬ４により電圧共振させて、ゼロ電圧スイッチング動作させるので、主スイッチＱ１の電圧波形は、緩やかな下降となることから、スイッチングノイズの発生も抑制できる。
【００６６】
また、補助スイッチＱ２は、第３リアクトルＬ４の電流がゼロのときオンされるため、オン後に電流がＶ／Ｌｇ（Ｌｇ：リーケージインダクタ）の傾きをもって、ゼロから上昇するため、ゼロ電流スイッチングとなる。
【００６７】
次に、スナバコンデンサＣ６の電荷がコンデンサＣ２に全て帰還されると、閉ループ▲４▼のように、Ｃ２→５ａ→Ｑ１→Ｃ２のルートで電流ｎ１ｉが流れて、トランスＴ１の１次巻線５ａにエネルギーを蓄積する。このとき、電流ｎ１ｉは、時刻ｔ２まで徐々に直線的に増加していく。この電流ｎ１ｉは１次巻線５ａをドット側（●）からドット無し側に流れる正方向電流である。また、電流Ｑ１ｉも同様に時刻ｔ２まで徐々に直線的に増加していく。
【００６８】
また、このとき、同時に、閉ループ▲５▼のように、Ｖａｃ１→Ｌ２ａ→Ｄ４→Ｑ１→Ｖａｃ１のルートで入力電流Ｉｉが流れ、第１リアクトルＬ２ａにエネルギーを蓄える。この入力電流Ｉｉは図８に示すように、時刻ｔ２まで徐々に直線的に増加していく。
【００６９】
また、閉ループ▲４▼で電流ｎ１ｉが流れているときには、トランスＴ１の１次巻線５ａのドット側が＋極となるため、ダイオードＤ１のアノード側が−極となり、ダイオードＤ１の電流Ｄ１ｉは流れない。
【００７０】
また、このとき、逆流防止ダイオードＤ７は、逆バイアスされ、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖ及び電流Ｑ２ｉはゼロとなる。この状態で、時刻ｔ２６において、制御回路１０ａからのＱ２制御信号により、補助スイッチＱ２をオフさせる。即ち、補助スイッチＱ２は、ゼロ電流スイッチングを達成することができる。
【００７１】
次に、補助スイッチＱ２をオフした後に、時刻ｔ２において、制御回路１０ａからのＱ１制御信号により、主スイッチＱ１をオフさせると、▲４▼▲５▼の電流は、スナバコンデンサＣ６を通り、スナバコンデンサＣ６の電圧（図１０のＱ１ｖに相当）を上昇させる。このとき、スナバコンデンサＣ６の電圧は、ゼロからＩ／Ｃ６の傾きをもって上昇するため、ゼロ電圧スイッチングを達成することができる。
【００７２】
次に、スナバコンデンサＣ６の電圧が上昇し、トランスＴ１の２次巻線５ｂの電圧が上昇して、トランスＴ１の２次巻線５ｂにダイオードＤ１を順バイアスさせる方向に電圧が発生し、２次巻線５ｂの電圧が出力電圧と等しくなった時点（時刻ｔ２７）から、閉ループ▲７▼のように、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れて電力を出力に供給する。
【００７３】
また、第１リアクトルＬ２ａのエネルギーは、閉ループ▲６▼のように、Ｖａｃｌ→Ｌ２ａ→５ａ→Ｃ２のルートで放出され、トランスＴの２次巻線５ｂに電力を供給するとともにコンデンサＣ２を充電する。このとき、電流ｎ１ｉは１次巻線５ａをドット無し側からドット側（●）に流れる負方向電流である。
【００７４】
即ち、トランスＴ１の１次電流ｎ１ｉは、従来の方式の１／２の電流が正負（主スイッチＱ１のオン時には正方向、主スイッチＱ１がオフ時には負方向）に流れるため、電流実効値は、従来方式に比較して１／√２となる。このため、巻線の損失は、同一線径の電線を使用した場合には１／２となり、電線の断面積を１／２としても同一損失となるため、トランスの小型化が可能である。また、巻線の損失は、電力損失であるから、Ｗ＝Ｉ０ ２×Ｒにより、同一線径の電線を使用した場合には従来の線径の１／２となる。Ｒは負荷で、Ｉ０は負荷に流れる電流である。
【００７５】
また、主スイッチＱ１がオン時又はオフ時でも（オフ時には第１リアクトルＬ２ａの極性が異なる。）、第１リアクトルＬ２ａの第１巻線６ａには巻線比に応じた電圧Ｖｎ３が発生する。この電圧Ｖｎ３と入力電圧Ｖｉとの和がコンデンサＣ２の電圧より高くなった場合には、６ａ→Ｌ１→Ｄ２→Ｃ２と電流が流れて、コンデンサＣ２が充電される。これにより、コンデンサＣ２の電圧を常に入力電圧Ｖｉより高く維持することができる。このため、入力電流Ｉｉは、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２とダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４との和になり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。
【００７６】
このように第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、主スイッチＱ１に並列にスナバコンデンサＣ６及びダイオードＤ６を接続し、かつ、第１リアクトルＬ２ａの第３巻線６ｃ、第３リアクトルＬ４、逆流防止ダイオードＤ７及び補助スイッチＱ２からなる第４直列回路を接続し、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン時及びターンオフ時に主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせ、補助スイッチＱ２のターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチＱ２をゼロ電流スイッチングさせることにより、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減することができる。特に、共振作用により、電圧の立ち上がり及び立ち下りも緩やかとなり、ノイズ発生を抑制し、スナバコンデンサの電荷を入力に帰還させるため、損失の増大もなく、高効率化できる。また、トランスＴ１の１次巻線５ａの電流実効値を減少できることから、トランスを小型化できる。これによって、小型、高効率、低ノイズ化できるスイッチング電源装置を提供することができる。
【００７７】
また、主スイッチＱ１をオンさせる前に補助スイッチＱ２をオンさせ、主スイッチＱ１をオフさせる前に補助スイッチＱ２をオフさせることにより、主スイッチＱ１のターンオン時及びターンオフ時に主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチＱ２のターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチＱ２をゼロ電流スイッチングさせることができる。
【００７８】
また、第１リアクトルＬ２ａに直列に接続された第３リアクトルＬ４により、補助スイッチＱ２に流れる電流の傾きや時間を調整できるため、補助スイッチＱ２のゼロ電流スイッチングが簡単に達成できる。また、補助スイッチＱ２に流れる電流の傾きや時間は、第１リアクトルＬ２ａの巻数やスナバコンデンサＣ６の値により調整することができ、この調整により主スイッチＱ１のオンのタイミングを制御することができる。
【００７９】
また、スナバコンデンサＣ６の電圧がゼロ電圧となった時ｔ２２から補助スイッチＱ２に電流が流れている時ｔ２４までの期間中に主スイッチＱ１をオンさせることにより、スナバコンデンサＣ６の電圧が上昇することなく、主スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングを簡単に達成できる。
【００８０】
（第４の実施の形態）
図１１は第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１１に示すスイッチング電源装置は、図１に示すスイッチング電源装置の構成を有するとともに、さらに、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減させることを特徴とする。
【００８１】
なお、図１１の構成部分において、図１に示す構成部分と同一のものは同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、新たに追加された構成部分についてのみ説明する。
【００８２】
図１１において、コンデンサＣ２には、並列にトランスＴ１の３次巻線５ｃと第３リアクトルＬ４と逆流防止ダイオードＤ７と補助スイッチＱ２とからなる第４直列回路が接続されている。第３リアクトルＬ４は、トランスＴ１のリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。更に、主スイッチＱ１には並列に寄生コンデンサを含むスナバコンデンサＣ６及び寄生ダイオードを含むダイオードＤ６が接続されている。制御回路１０ｂは、図６で説明したものと同じである。
【００８３】
次にこのように構成された第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図１１及び図１２を参照しながら説明する。
【００８４】
まず、時刻ｔ１において、補助スイッチＱ２がオンすると、Ｃ２→５ｃ→Ｌ４→Ｄ７→Ｑ２のルートで電流Ｑ２ｉが流れる。３次巻線５ｃに電流Ｑ２ｉが流れると、２次巻線５ｂにダイオードＤ１を逆バイアスする方向の電圧が発生するので、ダイオードＤ１の電流Ｄ１ｉはゼロになる。
【００８５】
また、３次巻線５ｃの電流に基づいて１次巻線５ａにコンデンサＣ６を放電させる向きの電流が発生する。このため、スナバコンデンサＣ６が放電し、Ｃ６→５ａ→５ｃ→Ｌ４→Ｄ７→Ｑ２のルートでスナバコンデンサＣ６の放電電流が流れ、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが徐々に低下し、時刻ｔ２２でゼロになる。なお、補助スイッチＱ２に直列に接続されている３次巻線５ｃは、リーケージインダクタである第３リアクトルＬ４を有するので、スナバコンデンサＣ６の放電電流は、スナバコンデンサＣ６と第３リアクトルＬ４との共振により流れ、補助スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは時刻ｔ１から徐々に増大する。従って、補助スイッチＱ２は時刻ｔ１でゼロ電流スイッチングされ、補助スイッチＱ２のターンオン時のスイッチング損失は小さい。
【００８６】
次に、時刻ｔ２２において、スナバコンデンサＣ６の放電が終了すると、第３リアクトルＬ４に蓄積されたエネルギの放出によって、Ｌ４→Ｄ７→Ｑ２→Ｄ６→５ａ→５ｃのルートで電流Ｑ２ｉが流れ、Ｑ２ｉは時刻ｔ２２から徐々に減少する。また、ダイオードＤ６の電流も時刻ｔ２２から徐々に減少する。
【００８７】
時刻ｔ２２で主スイッチＱ１がオンされた時又はダイオードＤ６がオンになった時には、１次巻線５ａにコンデンサＣ２の電圧が印加される。第３リアクトルＬ４の蓄積エネルギは、Ｄ７→Ｑ２→Ｃ２から成るルートでも放出される。ダイオードＤ６は時刻ｔ２２〜ｔ２３にオン状態であるので、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは時刻ｔ２２〜ｔ２３にほぼゼロに保持されている。従って、時刻ｔ２２〜ｔ２３に主スイッチＱ１をオンすれば、主スイッチＱ１のＺＶＳが達成される。図１２では主スイッチＱ１のＱ１制御信号が時刻ｔ２２で低レベルから高レベルに転換している。しかし、主スイッチＱ１のターンオン制御のバラツキを考慮すれば、時刻ｔ２２〜ｔ２３の中間に主スイッチＱ１のオン制御を開始するのが望ましい。
【００８８】
次に、時刻ｔ２３〜ｔ２４において、Ｂ１→６ｂ→Ｄ４→Ｑ１から成る第１のルートと、Ｃ２→５ａ→Ｑ１とから成る第２のルートとの両方によって主スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉが流れる。時刻ｔ２３〜ｔ２４において、５ｃ→Ｌ４→Ｄ７→Ｑ２→Ｃ２のルートで電流Ｑ２ｉが流れる。
【００８９】
なお、時刻ｔ２３〜ｔ２４には、時刻ｔ２４〜ｔ２と同様に、１次巻線５ａにコンデンサＣ２の電圧が印加され、整流平滑回路７のダイオードＤ１が非導通であるので、１次側のエネルギはトランスＴ１に蓄積される。
【００９０】
次に、時刻ｔ２４〜ｔ２には、補助スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉはゼロに保たれ、主スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉが流れる。時刻ｔ２４〜ｔ２には、時刻ｔ２３〜ｔ２４と同様に、Ｂ１→６ｂ→Ｄ４→Ｑ１から成る第１のルートの力率改善及び波形改善用電流と、Ｃ２→５ａ→Ｑ１とから成る第２のルートのＤＣ−ＤＣ変換用の電流が流れる。第１のルートの電流はダイオードＤ４の電流Ｉｄ４に等しい。時刻ｔ２４〜ｔ２には、２次側のダイオードＤ１の電流Ｄ１ｉがゼロに保たれている。このため、時刻ｔ２４〜ｔ２にはトランスＴ１にエネルギが蓄積される。
【００９１】
時刻ｔ２４〜ｔ２には、１次巻線５ａの電圧に基づいて３次巻線５ｃにコンデンサＣ２の電圧以上の電圧が誘起している。このため、ダイオードＤ７は非導通に保たれ、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖはゼロに保たれ、補助スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉはゼロに保たれる。
【００９２】
従って、時刻ｔ２４〜ｔ２内の任意の時点で補助スイッチＱ２をターンオフすると、ＺＶＳ及びＺＣＳが達成される。この実施形態では補助スイッチＱ２のオン制御の終了時点が主スイッチＱ１のオン制御の終了時点と同一の時刻ｔ２とされている。従って、補助スイッチＱ２のＺＶＳ及びＺＣＳの条件が満足され、補助スイッチＱ２のターンオフ時のスイッチング損失は小さい。前述したように、時刻ｔ２４〜ｔ２内であれば、補助スイッチＱ２のＺＶＳ及びＺＣＳが可能であるので、図１２で点線で示すように補助スイッチＱ２のターンオフ時点を時刻ｔ２４に移動すること、又は時刻ｔ２４〜ｔ２間の任意の時点に移動することができる。
【００９３】
次に、時刻ｔ２で主スイッチＱ１がターンオフされると、主スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉはゼロになり、且つスナバコンデンサＣ６が充電され、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが図１２に示すような傾斜を有して徐々に高くなる。従って、主スイッチＱ１はＺＶＳでターンオフされる。なお、スナバコンデンサＣ６の充電電流は、Ｂ１→６ｂ→Ｄ４→Ｃ６の第１のルートと、Ｃ２→５ａ→Ｃ６の第２のルートとで流れる。
【００９４】
時刻ｔ２７〜ｔ３には、トランスＴ１の蓄積エネルギの放出によって２次巻線５ｂにダイオードＤ１を順方向バイアスさせる方向の電圧が発生し、このダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れる。また、Ｂ１→６ｂ→Ｄ４→５ａ→Ｃ２のルートでコンデンサＣ２の充電電流が流れる。時刻ｔ３で再び補助スイッチＱ２がオンされると、時刻ｔ１〜ｔ３と同様な動作の繰返しが生じる。
【００９５】
このように第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、主スイッチＱ１のターンオン時とターンオフ時とのいずれにおいてもＺＶＳとなるので、主スイッチＱ１のスイッチング損失を低減させ、スイッチング電源装置の効率を向上させることができる。
【００９６】
また、補助スイッチＱ２はターンオン時にＺＣＳされ、ターンオフ時にＺＶＳ及びＺＣＳされる。この結果、補助スイッチＱ２のスイッチング損失を低く抑えることができる。
【００９７】
また、主スイッチＱ１がオン時又はオフ時でも（オフ時には第１リアクトルＬ２の極性が異なる。）、第１リアクトルＬ２の第１巻線６ａには巻線比に応じた電圧Ｖｎ３が発生する。この電圧Ｖｎ３と入力電圧Ｖｉとの和がコンデンサＣ２の電圧より高くなった場合には、６ａ→Ｌ１→Ｄ２→Ｃ２と電流が流れて、コンデンサＣ２が充電される。これにより、コンデンサＣ２の電圧を常に入力電圧Ｖｉより高く維持することができる。このため、入力電流Ｉｉは、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２とダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４との和になり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。
【００９８】
（第５の実施の形態）
図１３は第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１３に示す第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有するとともに、図６に示すＺＶＳ及びＺＣＳ回路を有し、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減させることを特徴とする。
【００９９】
なお、図１３の構成部分において、図５に示す構成部分と同一のものは同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、新たに追加された構成部分についてのみ説明する。
【０１００】
図１３において、主スイッチＱ１には、並列に第１リアクトルＬ１ａの第２巻線７ｂと第３リアクトルＬ４と逆流防止ダイオードＤ７と補助スイッチＱ２とからなる第４直列回路が接続されている。第３リアクトルＬ４は、第１リアクトルＬ１ａのリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。更に、主スイッチＱ１には並列に寄生コンデンサを含むスナバコンデンサＣ６及び寄生ダイオードを含むダイオードＤ６が接続されている。制御回路１０ｂは、図６で説明したものと同じである。
【０１０１】
このように第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成と、図６に示すＺＶＳ及びＺＣＳ回路とを組合わせたものであるので、その動作は、図５に示す第２の実施の形態で説明した動作と、図６に示すＺＶＳ及びＺＣＳの動作（図８乃至図１０のタイミングチャート）とからなる。
【０１０２】
従って、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の効果が得られるとともに、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減させることができる。
【０１０３】
（第６の実施の形態）
図１４は第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１４に示す第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有するとともに、図１１に示すＺＶＳ及びＺＣＳ回路を有し、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減させることを特徴とする。
【０１０４】
なお、図１４の構成部分において、図５に示す構成部分と同一のものは同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、新たに追加された構成部分についてのみ説明する。
【０１０５】
図１４において、コンデンサＣ３には、並列にトランスＴ１の４次巻線５ｄと第３リアクトルＬ４と逆流防止ダイオードＤ７と補助スイッチＱ２とからなる第４直列回路が接続されている。第３リアクトルＬ４は、トランスＴ１のリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。更に、主スイッチＱ１には並列に寄生コンデンサを含むスナバコンデンサＣ６及び寄生ダイオードを含むダイオードＤ６が接続されている。制御回路１０ａは、図６で説明したものと同じである。
【０１０６】
このように第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成と、図１１に示すＺＶＳ及びＺＣＳ回路とを組合わせたものであるので、その動作は、図５に示す第２の実施の形態で説明した動作と、図１１に示すＺＶＳ及びＺＣＳの動作（図１２のタイミングチャート）とからなる。
【０１０７】
従って、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の効果が得られるとともに、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減させることができる。
【０１０８】
（第７の実施の形態）
次に第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。第１乃至第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【０１０９】
一方、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【０１１０】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【０１１１】
そこで、第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【０１１２】
図１５は第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１５に示すスイッチング電源装置は、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１ｎをＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチとし、この主スイッチＱ１ｎをオン／オフ制御するノーマリオン回路を有していることを特徴とする。
【０１１３】
このノーマリオン回路は以下のように構成される。全波整流回路Ｂ１の負極側出力端２と、主スイッチＱ１ｎとコンデンサＣ２との接続点との間には、突入電流制限抵抗Ｒ１が接続されている。主スイッチＱ１ｎは、ＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチであり、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
【０１１４】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【０１１５】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ１２と抵抗Ｒ２とダイオードＤ１２とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ１２の両端電圧を主スイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、コンデンサＣ２に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【０１１６】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ１２から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、主スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオンする。
【０１１７】
制御回路１１は、コンデンサＣ２の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力し、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【０１１８】
また、トランスＴ１に設けられた補助巻線５ｃ（巻数ｎ３）の一端は、主スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ１３の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｃの他端は、ダイオードＤ１３のカソードに接続され、ダイオードＤ１３のアノードはコンデンサＣ１３の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｃとダイオードＤ１３とコンデンサＣ１３とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｃで発生した電圧をダイオードＤ１３及びコンデンサＣ１３を介して制御回路１１に供給する。
【０１１９】
次にこのように構成された第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図１５乃至図１７を参照しながら説明する。
【０１２０】
なお、図１７において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ２電圧は、コンデンサＣ２の電圧を示し、Ｃ１２電圧は、コンデンサＣ１２の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ１の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【０１２１】
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプの主スイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、コンデンサＣ２を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に印加される（図１６中の▲１▼）。
【０１２２】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ１２、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ１２に蓄えられる（図１６中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ１２の端子ｆ側が例えばゼロ電位となり、コンデンサＣ１２の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ１２の電圧は、図１７に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ１２の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【０１２３】
そして、コンデンサＣ１２の電圧が、主スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１７の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１６中の▲３▼）。このため、主スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
【０１２４】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、コンデンサＣ２は、充電されて（図１６中の▲４▼）、コンデンサＣ２の電圧が上昇していき、コンデンサＣ２の充電が完了する。
【０１２５】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１６中の▲５▼）。このため、主スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、コンデンサＣ２→５ａ→Ｑ１ｎと電流が流れる（図１６中の▲６▼）。このため、トランスＴ１の１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。
【０１２６】
また、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１から６ｂ→Ｄ４→Ｑ１ｎに電流が流れる（図１６中の▲７▼）。また、トランスＴ１の１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｃにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ１３及びコンデンサＣ１３を介して制御回路１１に供給される（図１６中の▲８▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、主スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【０１２７】
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３に主スイッチＱ１ｎがオフして、１次巻線５ａに発生した逆起電力により、２次巻線５ｂからダイオードＤ１を介して負荷ＲＬ及びコンデンサＣ１に電流が流れて、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１６中の▲９▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【０１２８】
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えばコンデンサＣ２と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ２・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、主スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。主スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、主スイッチＱ１ｎは、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１の動作、即ち、図２に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【０１２９】
このように第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧により主スイッチＱ１ｎをオフさせ、コンデンサＣ２が充電された後、主スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率なスイッチング電源装置を提供することができる。また、第１の実施の形態の効果が得られる。
【０１３０】
（第８の実施の形態）
図１８は第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１８に示すスイッチング電源装置は、図６に示す第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１ｎをＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチとし、この主スイッチＱ１ｎをオン／オフ制御する図１５に示すようなノーマリオン回路を有していることを特徴とする。なお、補助スイッチＱ２は、ノーマリオフタイプのスイッチである。制御回路１１ａは、制御回路１１の機能を有するとともに、主スイッチＱ１ｎ及び補助スイッチＱ２をオン／オフ制御する。
【０１３１】
図１９は第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。図１９の閉ループ▲１▼〜▲９▼は、図１６の閉ループ▲１▼〜▲９▼に対応しており、図１９に示す第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作も、図１６に示す第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作と同様であるので、ここではその詳細な動作は省略する。
【０１３２】
なお、主スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、主スイッチＱ１ｎ及び補助スイッチＱ２は、図６に示す第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の主スイッチＱ１，補助スイッチＱ２の動作と同様に動作する。
【０１３３】
この第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、図６に示す第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の効果が得られると共に、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率なスイッチング電源装置を提供することができる。
【０１３４】
なお、上述した実施の形態では、第１の実施の形態及び第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置にノーマリオン回路を設けたが、これに限定されることなく、ノーマリオン回路は、第２の実施の形態、第４の実施の形態乃至第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置のいずれかに設けても良いのは勿論である。
【０１３５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、交流電源に流れる交流電流は、第１整流素子に流れる電流と第２整流素子に流れる電流との和となり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。従って、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することができる。
【０１３６】
また、主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせるので、主スイッチ及び補助スイッチのスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減することができる。これにより、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスＤ判定波形を示す図である。
【図４】第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の変形例の回路構成図である。
【図５】第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図６】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図７】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。
【図８】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図９】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１０】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１１】第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１２】第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１３】第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１４】第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１５】第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１６】第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。
【図１７】第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１８】第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１９】第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。
【図２０】従来の力率改善回路とコンバータ回路との２コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図２１】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路の各部における信号のタイミングチャートである。
【図２２】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路における主スイッチのターンオフ時のリンギング波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
Ｖａｃ１ 交流電源
Ｂ１ 全波整流回路
１０，１０ａ，１０ｂ，１１，１１ａ，１０１，１０２ 制御回路
Ｑ１，Ｑ１ｎ 主スイッチ
Ｑ２ 補助スイッチ
ＲＬ 負荷
Ｃ６ スナバコンデンサ
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｓ１ スイッチ
Ｔ１ トランス
５ａ １次巻線
５ｂ ２次巻線
５ｃ ３次巻線
７ 整流平滑回路
１２ 起動電源部
１３ 通常動作電源部
Ｌ１〜Ｌ４ リアクトル
Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、高効率、低ノイズ、高力率を図ることができるスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２０に従来の力率改善回路とコンバータ回路との２コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図を示す。図２０に示すスイッチング電源装置は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を全波整流する全波整流回路Ｂ１と、この全波整流回路Ｂ１からの全波整流電圧をチョークコイルＬ１を介して入力し、制御回路１０１からの制御信号によりスイッチＱ２をオン／オフさせて、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３により整流平滑して直流電圧を得る力率改善回路５０と、この力率改善回路５０からの直流電圧を別の直流電圧に変換するコンバータ回路６０とを有している。
【０００３】
力率改善回路５０内の制御回路１０１は、スイッチＱ２を流れるピーク電流が入力電圧に比例するようにスイッチＱ２のオン期間を制御するとともに、チョークコイルＬ１の電流がゼロになってからスイッチＱ２をターンオンさせる。具体的には、制御回路１０１は、スイッチＱ２の電流を検出する抵抗ｒ３の両端電圧と、入力電圧（全波整流電圧）を抵抗ｒ１と抵抗ｒ２とで分圧した電圧とをコンパレータ（図示せず）に入力し、このコンパレータの出力信号によりＲＳフリップフロップ（図示せず）を動作させてスイッチＱ２をターンオフさせる。これにより、スイッチＱ２のピーク電流は入力電圧に比例する。また、チョークコイルＬ１に補助巻線１０３を付加し、制御回路１０１は、補助巻線１０３に生ずるフライバック電圧がゼロになるのを検出してスイッチＱ２をターンオンさせる。即ち、チョークコイルＬ１に流れる電流がゼロから始まり、正弦波の包絡線上のピークに達し、そこからゼロまで戻る。これにより、交流電源Ｖａｃ１に流れる入力電流（交流電流）も交流電源Ｖａｃ１の交流電圧に追従した正弦波電流波形となり、力率が大幅に改善される。
【０００４】
また、制御回路１０１は、コンデンサＣ３の出力電圧と基準電圧と全波整流電圧とに基づきスイッチＱ２をオン／オフ制御するので、出力電圧が一定に保たれる。
【０００５】
一方、コンバータ回路６０において、コンデンサＣ３にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、この主スイッチＱ１の両端には、直列に接続された抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ２が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１０２のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００６】
また、トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）にはダイオードＤ１及びコンデンサＣ１からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００７】
制御回路１０２は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００８】
次に、コンバータ回路６０の動作を図２１に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２１では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、トランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）に流れる電流ｎ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００９】
まず、時刻ｔ３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、コンデンサＣ３からトランスＴ１の１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【００１０】
なお、時刻ｔ３１から時刻ｔ３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が−側になるため、ダイオードＤ１には電流Ｄ１ｉは流れない。
【００１１】
次に、時刻ｔ３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタ）の励磁エネルギーは、２次巻線２ｂに伝送されないため、抵抗Ｒ２を介してスナバコンデンサＣ２に蓄えられる。このため、トランスＴ１の１次巻線５ａのリーケージインダクタＬｇとスナバコンデンサＣ２とにより電圧共振が形成され、その共振周波数ｆは、式（１）で表される。
【００１２】
ｆ＝１／［２π＊｛Ｌｇ＊Ｃ２｝１／２］ ・・・（１）
また、そのときの共振波形は、図２２に示すように、ターンオフ時（オン状態からオフ状態に変わること）にリンギング波形ＲＧ（減衰振動波形）となる。なお、スナバコンデンサＣ２の値と抵抗Ｒ２の値とを適当な値に調整すれば、このリンギング波形を非常に小さくすることができる。そして、このリンギング波形ＲＧは、抵抗Ｒ２により時間の経過とともに減衰して一定値となり、この一定値は時刻ｔ３３直前まで継続する。また、時刻ｔ３２〜時刻ｔ３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び電流ｎ１ｉはゼロになる。
【００１３】
なお、時刻ｔ３２から時刻ｔ３３では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が＋側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れる。
【００１４】
このようなコンバータ回路６０によれば、主スイッチＱ１の両端にスナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴ１のリーケージインダクタＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のこの種のスイッチング電源装置にあっては、高調波規制に対応するため、力率改善回路５０とコンバータ回路６０の２コンバータ方式で対応していた。このため、制御回路が２系統（力率改善回路用、コンバータ回路用）必要であり、スイッチング回路も２系統必要であった。
【００１６】
このため、回路が複雑となり、スイッチング部分が２回路あるため、ノイズや損失が増大し、小型化、低ノイズ化、高効率化の妨げとなっていた。
【００１７】
また、従来のスイッチング電源装置にあっては、スナバコンデンサＣ２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、コンデンサ容量、変換周波数に比例するため、ノイズ抑制を目的としてコンデンサ容量を増やしたり、あるいは、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。
【００１８】
本発明の第１の目的は、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することにある。また、本発明の第２の目的は、補助スイッチを用いて、ゼロ電圧スイッチングを可能とし、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。本発明は、交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、第１巻線と第２巻線とを有する第１リアクトルと、前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第１リアクトルの第１巻線と第２リアクトルと第１整流素子とコンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、前記コンデンサに並列に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第２直列回路と、前記整流回路の正極側出力端と、前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの接続点との間に接続され、前記第１リアクトルの第２巻線と第２整流素子とが直列に接続された第３直列回路と、前記トランスの２次巻線に接続され、整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを有することを特徴とする。
【００２０】
この発明によれば、コンデンサの電圧が交流電源の入力電圧（交流電圧）を整流して得られた整流電圧より高い場合、第１リアクトルの第２巻線を介して第２整流素子に流れる電流は、入力電圧に比例する。また、主スイッチがオン時又はオフ時でも、第１リアクトルの第１巻線には巻線比に応じた電圧が発生し、この電圧と入力電圧との和がコンデンサの電圧より高くなった場合には、第１リアクトルの第１巻線→第２リアクトル→第１整流素子→コンデンサと電流が流れる。交流電源の入力電流（交流電流）は、第１整流素子に流れる電流と第２整流素子に流れる電流との和となり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。従って、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図ることができる。
【００２１】
また、本発明は、前記第１リアクトルは第３巻線をさらに備え、前記主スイッチに並列に接続され、前記第１リアクトルの第３巻線と第３リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された第４直列回路と、前記主スイッチに並列に接続されたスナバコンデンサ及びダイオードとを有し、前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、前記補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせることを特徴とする。
【００２２】
この発明によれば、主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせるので、主スイッチ及び補助スイッチのスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減することができる。特に、共振作用により、電圧の立ち上がり及び立ち下りも緩やかとなり、ノイズ発生を抑制し、スナバコンデンサの電荷を入力に帰還させるため、損失の増大もなく、高効率化できる。また、トランスの１次巻線の電流実効値を減少できることから、トランスを小型化できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００２４】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、交流を入力して直流を出力するスイッチング電源装置であって、１つの主スイッチＱ１により力率改善と直流−直流変換とを同時に行うようにしたことを特徴とする。
【００２５】
図１は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１において、全波整流回路Ｂ１は、交流電源Ｖａｃ１に接続され、交流電源Ｖａｃ１からの交流電圧を整流して正極側出力端１及び負極側出力端２に出力する。第１リアクトルＬ２は、第１巻線６ａ（巻数ｎ３）とこの第１巻線６ａに直列に接続された第２巻線６ｂ（巻数ｎ４）とを有しており、第１巻線６ａと第２巻線６ｂとは電磁結合している。
【００２６】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と負極側出力端２との間には、第１リアクトルＬ２の第１巻線６ａと第２リアクトルＬ１とダイオードＤ２（本発明の第１整流素子に対応）とコンデンサＣ２とからなる第１直列回路が接続されている。コンデンサＣ２には、並列にトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）と主スイッチＱ１とからなる第２直列回路が接続されている。主スイッチＱ１は、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴのいずれかを用いることができる。なお、第２リアクトルＬ１は、第１リアクトルＬ２のリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。
【００２７】
全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と、トランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１との接続点との間には、第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂとダイオードＤ４（本発明の第２整流素子に対応）とからなる第３直列回路が接続されている。トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂには、ダイオードＤ１（本発明の整流素子に対応）及びコンデンサＣ１（本発明の平滑素子に対応）を有する整流平滑回路７が接続されている。この整流平滑回路７は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００２８】
制御回路１０は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００２９】
次にこのように構成された第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００３０】
なお、図２では、交流電源Ｖａｃ１の入力電圧Ｖｉ（交流電圧）、交流電源Ｖａｃ１を流れる入力電流Ｉｉ（交流電流）、制御回路１０から主スイッチＱ１の制御端子（例えばＦＥＴのゲート）に印加されて主スイッチＱ１をオン／オフ制御する制御信号Ｖｇ、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４、第１リアクトルＬ２の第１巻線６ａの電圧Ｖｎ３、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２を示している。
【００３１】
まず、交流電源Ｖａｃ１からの交流電圧が、全波整流回路Ｂ１により整流されて全波整流電圧が正極側出力端１及び負極側出力端２から出力される。そして、時刻ｔ０において、主スイッチＱ１をオンさせると、Ｃ２→５ａ→Ｑ１→Ｃ２の閉ループが形成されて、コンデンサＣ２に蓄えられた電荷は、トランスＴ１の１次巻線５ａを通って放電し、トランスＴ１の励磁インダクタンスに電力が蓄えられる。
【００３２】
また、これと同時に、Ｂ１→６ｂ→Ｄ４→Ｑ１→Ｂ１の閉ループが形成される。このため、全波整流回路Ｂ１により整流された全波整流電圧は、第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂに加わり、この第２巻線６ｂには全波整流電圧に応じた電力が蓄えられる。また、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４は、時刻ｔ０から時刻ｔ１まで直線的に増加していく。
【００３３】
次に、時刻ｔ１において、主スイッチＱ１がオフすると、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４は、直線的に減少していき、時刻ｔ２でゼロとなる。また、このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力によりトランスＴ１の２次巻線５ｂにも逆起電力が誘起されて、２次巻線５ｂからダイオードＤ１、コンデンサＣ１及び負荷ＲＬに電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。また、第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂに蓄えられた電力は、トランスＴ１の１次巻線５ａを通り、２次巻線５ｂ側から負荷ＲＬに電力を供給すると共に、コンデンサＣ２を充電する。
【００３４】
以下、同様にして、時刻ｔ２から時刻ｔ１６までの半周期においても主スイッチＱ１をオン／オフすると、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が増加／減少して、図２に示すように三角形の波形となる。この各三角形の頂点を結ぶ波形（各三角形の包絡線波形）が電流Ｉｄ４の波形となる。即ち、コンデンサＣ２の電圧が入力電圧Ｖｉ（交流電圧）を全波整流して得られた全波整流電圧より高い場合、第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂを介してダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４は、入力電圧Ｖｉに比例する。
【００３５】
また、主スイッチＱ１がオン時又はオフ時でも（オフ時には第１リアクトルＬ２の極性が異なる。）、第１リアクトルＬ２の第１巻線６ａには、第１巻線６ａと第２巻線６ｂとの巻線比に応じた電圧Ｖｎ３が発生する。この電圧Ｖｎ３と入力電圧Ｖｉとの和がコンデンサＣ２の電圧より高くなった場合（時刻ｔ６〜ｔ９）には、６ａ→Ｌ１→Ｄ２→Ｃ２と電流が流れて、コンデンサＣ２が充電される。これにより、コンデンサＣ２の電圧を常に入力電圧Ｖｉより高く維持することができる。
【００３６】
このとき、時刻ｔ６〜ｔ７では主スイッチＱ１がオンしてＩｄ２が増加し、時刻ｔ７〜ｔ８では主スイッチＱ１がオフしてＩｄ２が減少してゼロとなり、時刻ｔ８〜ｔ９では主スイッチＱ１がオンしてＩｄ２が増加し、時刻ｔ９〜ｔ１０では主スイッチＱ１がオフしてＩｄ２が減少してゼロとなる。このため、電流Ｉｄ２は、図２に示すように三角形の波形となる。この各三角形の頂点を結ぶ波形（各三角形の包絡線波形）が電流Ｉｄ２の波形となる。
【００３７】
以上のことから、入力電流Ｉｉは、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２とダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４との和になり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。即ち、１つのコンバータで高調波規制に対応することができる。
【００３８】
なお、入力電圧Ｖｉが負電圧となる半周期（時刻ｔ１６からの半周期）における電流Ｉｄ２及びＩｄ４の値は、入力電圧Ｖｉが正電圧となる半周期（時刻ｔ０から時刻ｔ１６までの半周期）のその値と同一値となる。入力電圧Ｖｉが負電圧となる半周期（時刻ｔ１６からの半周期）における電流Ｉｉの値は、入力電圧Ｖｉが正電圧となる半周期（時刻ｔ０から時刻ｔ１６までの半周期）のその値の絶対値と同じで負の値となる。
【００３９】
図３は交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスＤ判定波形を示す図である。交流入力電流の半周期の波形が、図３の太い実線Ｗ１の内側に、少なくとも半周期の９５％に渡って入る特殊波形の交流入力電流を有する機器をクラスＤと判定し、限度値が適用される。限度値は国際標準規格ＩＥＣ６１０００−３−２による。実施の形態の入力電流波形も図３（ｂ）に示すように、太い実線Ｗ１の内側に、少なくとも半周期の９５％に渡って入っているので、特殊波形とみなされ、限度値が適用される。また、第１リアクトルＬ２と第２リアクトルＬ１とコンデンサＣ２とによる低域フィルタにより、高い周波数を抑制できるので、高調波を大幅に低減することができる。
【００４０】
図４は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の変形例の回路構成図である。図４に示すスイッチング電源装置は、図１に示すスイッチング電源装置を変形したものである。即ち、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と第１リアクトルＬ２の第１巻線６ａとの間にダイオードＤ２を接続し、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と第１リアクトルＬ２の第２巻線６ｂとの間にダイオードＤ４を接続したことを特徴とする。
【００４１】
以上の構成によれば、図１に示すスイッチング電源装置と回路的に等価であるので、図１に示すスイッチング電源装置の動作と同様に動作することから、同様な効果が得られる。また、センタータップダイオードＤ２，Ｄ４を使用することにより、部品点数の削減を図ることができる。
【００４２】
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、１つの主スイッチＱ１により力率改善と直流−直流変換とを同時に行うと共に、リアクトルの補助巻線の代わりに、トランスに補助巻線を巻回したことを特徴とする。
【００４３】
図５は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図５において、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１と負極側出力端２との間には、トランスＴ１の３次巻線５ｃと第２リアクトルＬ３とダイオードＤ５（本発明の第１整流素子に対応）とコンデンサＣ３とからなる第１直列回路が接続されている。なお、第２リアクトルＬ３は、トランスＴ１のリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。
【００４４】
コンデンサＣ３には並列に、トランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１とからなる第２直列回路が接続されている。ダイオードＤ５のアノードと、トランスＴ１の１次巻線５ａと主スイッチＱ１との接続点との間には、ダイオードＤ４（本発明の第２整流素子に対応）と第１リアクトルＬ１とからなる第３直列回路が接続されている。整流平滑回路７及び制御回路１０は、図１に示したものと同一である。
【００４５】
次にこのように構成された第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明する。なお、各部の信号のタイミングチャートは、図２に示すタイミングチャートと略同様であり、図２のＩｄ２がＩｄ５に対応し、図２のＩｄ４がＩｄ４に対応し、図２のＶｎ３がトランスＴ１の３次巻線５ｃの電圧である点が異なる。
【００４６】
まず、時刻ｔ０において、主スイッチＱ１をオンさせると、Ｃ３→５ａ→Ｑ１→Ｃ３の閉ループが形成されて、コンデンサＣ３に蓄えられた電荷は、トランスＴ１の１次巻線５ａを通って放電し、トランスＴ１の励磁インダクタンスに電力が蓄えられる。
【００４７】
また、これと同時に、Ｂ１→５ｃ→Ｌ３→Ｄ４→Ｌ１→Ｑ１→Ｂ１の閉ループが形成される。このため、全波整流回路Ｂ１により整流された全波整流電圧は、トランスＴ１の３次巻線５ｃに加わり、この３次巻線５ｃに電圧に応じた電力が蓄えられる。また、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４は、時刻ｔ０から時刻ｔ１まで直線的に増加していく。
【００４８】
次に、時刻ｔ１において、主スイッチＱ１がオフすると、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４は、直線的に減少していき時刻ｔ２でゼロとなる。また、このとき、トランスＴ１の１次巻線５ａには逆起電力が発生し、この逆起電力によりトランスＴ１の２次巻線５ｂにも逆起電力が誘起されて、２次巻線５ｂからダイオードＤ１、コンデンサ及び負荷ＲＬに電流が流れて負荷ＲＬに電力が供給される。また、トランスＴ１の３次巻線５ｃに蓄えられた電力は、トランスＴ１の１次巻線５ａを通り、２次巻線５ｂ側から負荷ＲＬに電力を供給すると共にコンデンサＣ３を充電する。
【００４９】
以下、同様にして、時刻ｔ２から時刻ｔ１６までの半周期においても主スイッチＱ１をオン／オフすると、ダイオードＤ４の電流Ｉｄ４が増加／減少して、図２に示すような波形となる。
【００５０】
また、主スイッチＱ１がオン時又はオフ時でも（オフ時にはトランスＴ１の３次巻線５ｃの極性が異なる。）、トランスＴ１の３次巻線５ｃには巻線比に応じた電圧Ｖｎ３が発生する。この電圧Ｖｎ３と入力電圧Ｖｉとの和がコンデンサＣ３の電圧より高くなった場合（時刻ｔ６〜ｔ９）には、５ｃ→Ｌ３→Ｄ５→Ｃ３と電流が流れて、コンデンサＣ３が充電される。これにより、コンデンサＣ３の電圧を常に入力電圧Ｖｉより高く維持することができる。このとき、時刻ｔ６〜ｔ９では、ダイオードＤ５に流れる電流Ｉｄ５は、図２に示す電流Ｉｄ２の波形と同様になる。
【００５１】
以上のことから、入力電流Ｉｉは、ダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４とダイオードＤ５に流れる電流Ｉｄ５との和になり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。また、第２の実施の形態では、リアクトルが１巻線でよく、リングコアー等を使用した小型なリアクトルも使用可能である。
【００５２】
（第３の実施の形態）
図６は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図６に示すスイッチング電源装置は、図１に示すスイッチング電源装置の構成を有するとともに、さらに、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス（電力損失）及びスイッチングノイズを低減させることを特徴とする。
【００５３】
なお、図６の構成部分において、図１に示す構成部分と同一のものは同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、新たに追加された構成部分についてのみ説明する。
【００５４】
図６において、主スイッチＱ１には、並列に第１リアクトルＬ２ａの第３巻線６ｃ（巻数ｎ５）と第３リアクトルＬ４と逆流防止ダイオードＤ７と補助スイッチＱ２とからなる第４直列回路が接続されている。第３リアクトルＬ４は、第１リアクトルＬ２ａのリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。更に、主スイッチＱ１には並列に寄生コンデンサを含むスナバコンデンサＣ６及び寄生ダイオードを含むダイオードＤ６が接続されている。
【００５５】
主スイッチＱ１、補助スイッチＱ２は、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴのいずれかを用いることができる。なお、ダイオードＤ６は、主スイッチＱ１の寄生ダイオードのみであってもよく、スナバコンデンサＣ６は、主スイッチＱ１の寄生コンデンサのみであってもよい。
【００５６】
制御回路１０ｂは、主スイッチＱ１をオンさせる前に補助スイッチＱ２をオンさせ、主スイッチＱ１をオフさせる前に補助スイッチＱ２をオフさせるように制御する。制御回路１０ｂは、主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチＱ２をゼロ電流スイッチングさせるとともに、整流平滑回路７からの出力電圧を所定の電圧に制御して安定化させる。
【００５７】
次にこのように構成された第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図６乃至図１０を参照しながら説明する。図７は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。図８は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図９は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオン時（時刻ｔ１付近でＡ部分）の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図１０は第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオフ時（時刻ｔ２付近でＢ部分）の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【００５８】
なお、図８乃至図１０では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、交流電源Ｖａｃ１から第１リアクトルＬ２ａへ流れる入力電流Ｉｉ、トランスＴ１の１次巻線５ａに流れる電流ｎ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、補助スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、補助スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号、補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するＱ２制御信号を示している。
【００５９】
また、図８に示すタイミングチャートの時刻は、図２に示すタイミングチャートの時刻に対応しており、図８では、図２に示すタイミングチャートの微小時間における各信号の波形を示している。
【００６０】
まず、全波整流回路Ｂ１から電流が第１リアクトルＬ２ａの第２巻線６ｂ及びダイオードＤ４を介してスナバコンデンサＣ６に流れてスナバコンデンサＣ６が充電され、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが所定の電圧となる（時刻ｔ０１付近）。
【００６１】
そして、スナバコンデンサＣ６が充電されている状態で、時刻ｔ１において、制御回路１０ａからのＱ２制御信号により、補助スイッチＱ２がオンとすると、図７に示す閉ループ▲１▼のように、Ｃ６→６ｃ→Ｌ４→Ｄ７→Ｑ２→Ｃ６のルートで電流Ｑ２ｉが流れる。このため、図９に示すように、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖは約ゼロとなり、補助スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは急激に上昇する。
【００６２】
このとき、スナバコンデンサＣ６の電荷が放電するので、スナバコンデンサＣ６の電圧（図９の電圧Ｑ１ｖに相当）は、第１リアクトルＬ２ａの巻線間のリーケージインダクタである第３リアクトルＬ４とスナバコンデンサＣ６との電圧共振により、正弦波状に下降していき、時刻ｔ２２でゼロ電圧となる。また、このとき、スナバコンデンサＣ６に充電されていた電荷は、第１リアクトルＬ２ａにより昇圧され、閉ループ▲３▼のルートを通り、コンデンサＣ２側に戻される。
【００６３】
次に、時刻ｔ２２において、スナバコンデンサＣ６の電圧がゼロとなると、スナバコンデンサＣ６の電荷の一部が第３リアクトルＬ４に蓄積され、蓄積された電荷により、閉ループ▲２▼のように、Ｌ４（リーケージインダクタでも可）→Ｄ７→Ｑ２→Ｄ６→６ｃ→Ｌ４のルートで電流Ｑ２ｉが流れ続ける。この電流Ｑ２ｉは、時刻ｔ２２において最大値Ｉｍａｘとなり、時刻ｔ２２から徐々に減少していき、時刻ｔ２４においてゼロとなる。
【００６４】
また、このときも、閉ループ▲３▼のルートで電流が流れ、スナバコンデンサＣ６の電荷がコンデンサＣ２に帰還され続け、この間、主スイッチＱ１の電圧もゼロボルトを維持する。このため、時刻ｔ２２から時刻ｔ２４の間の時刻ｔ２３に、即ち主スイッチＱ１ｖの電圧がゼロで且つダイオードＤ６に電流が流れているとき（電流Ｑ２ｉが流れているときに相当）に、主スイッチＱ１をオンとすることによりゼロ電圧スイッチングを達成することができる。
【００６５】
このように、スナバコンデンサＣ６と第３リアクトルＬ４により電圧共振させて、ゼロ電圧スイッチング動作させるので、主スイッチＱ１の電圧波形は、緩やかな下降となることから、スイッチングノイズの発生も抑制できる。
【００６６】
また、補助スイッチＱ２は、第３リアクトルＬ４の電流がゼロのときオンされるため、オン後に電流がＶ／Ｌｇ（Ｌｇ：リーケージインダクタ）の傾きをもって、ゼロから上昇するため、ゼロ電流スイッチングとなる。
【００６７】
次に、スナバコンデンサＣ６の電荷がコンデンサＣ２に全て帰還されると、閉ループ▲４▼のように、Ｃ２→５ａ→Ｑ１→Ｃ２のルートで電流ｎ１ｉが流れて、トランスＴ１の１次巻線５ａにエネルギーを蓄積する。このとき、電流ｎ１ｉは、時刻ｔ２まで徐々に直線的に増加していく。この電流ｎ１ｉは１次巻線５ａをドット側（●）からドット無し側に流れる正方向電流である。また、電流Ｑ１ｉも同様に時刻ｔ２まで徐々に直線的に増加していく。
【００６８】
また、このとき、同時に、閉ループ▲５▼のように、Ｖａｃ１→Ｌ２ａ→Ｄ４→Ｑ１→Ｖａｃ１のルートで入力電流Ｉｉが流れ、第１リアクトルＬ２ａにエネルギーを蓄える。この入力電流Ｉｉは図８に示すように、時刻ｔ２まで徐々に直線的に増加していく。
【００６９】
また、閉ループ▲４▼で電流ｎ１ｉが流れているときには、トランスＴ１の１次巻線５ａのドット側が＋極となるため、ダイオードＤ１のアノード側が−極となり、ダイオードＤ１の電流Ｄ１ｉは流れない。
【００７０】
また、このとき、逆流防止ダイオードＤ７は、逆バイアスされ、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖ及び電流Ｑ２ｉはゼロとなる。この状態で、時刻ｔ２６において、制御回路１０ａからのＱ２制御信号により、補助スイッチＱ２をオフさせる。即ち、補助スイッチＱ２は、ゼロ電流スイッチングを達成することができる。
【００７１】
次に、補助スイッチＱ２をオフした後に、時刻ｔ２において、制御回路１０ａからのＱ１制御信号により、主スイッチＱ１をオフさせると、▲４▼▲５▼の電流は、スナバコンデンサＣ６を通り、スナバコンデンサＣ６の電圧（図１０のＱ１ｖに相当）を上昇させる。このとき、スナバコンデンサＣ６の電圧は、ゼロからＩ／Ｃ６の傾きをもって上昇するため、ゼロ電圧スイッチングを達成することができる。
【００７２】
次に、スナバコンデンサＣ６の電圧が上昇し、トランスＴ１の２次巻線５ｂの電圧が上昇して、トランスＴ１の２次巻線５ｂにダイオードＤ１を順バイアスさせる方向に電圧が発生し、２次巻線５ｂの電圧が出力電圧と等しくなった時点（時刻ｔ２７）から、閉ループ▲７▼のように、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れて電力を出力に供給する。
【００７３】
また、第１リアクトルＬ２ａのエネルギーは、閉ループ▲６▼のように、Ｖａｃｌ→Ｌ２ａ→５ａ→Ｃ２のルートで放出され、トランスＴの２次巻線５ｂに電力を供給するとともにコンデンサＣ２を充電する。このとき、電流ｎ１ｉは１次巻線５ａをドット無し側からドット側（●）に流れる負方向電流である。
【００７４】
即ち、トランスＴ１の１次電流ｎ１ｉは、従来の方式の１／２の電流が正負（主スイッチＱ１のオン時には正方向、主スイッチＱ１がオフ時には負方向）に流れるため、電流実効値は、従来方式に比較して１／√２となる。このため、巻線の損失は、同一線径の電線を使用した場合には１／２となり、電線の断面積を１／２としても同一損失となるため、トランスの小型化が可能である。また、巻線の損失は、電力損失であるから、Ｗ＝Ｉ０ ２×Ｒにより、同一線径の電線を使用した場合には従来の線径の１／２となる。Ｒは負荷で、Ｉ０は負荷に流れる電流である。
【００７５】
また、主スイッチＱ１がオン時又はオフ時でも（オフ時には第１リアクトルＬ２ａの極性が異なる。）、第１リアクトルＬ２ａの第１巻線６ａには巻線比に応じた電圧Ｖｎ３が発生する。この電圧Ｖｎ３と入力電圧Ｖｉとの和がコンデンサＣ２の電圧より高くなった場合には、６ａ→Ｌ１→Ｄ２→Ｃ２と電流が流れて、コンデンサＣ２が充電される。これにより、コンデンサＣ２の電圧を常に入力電圧Ｖｉより高く維持することができる。このため、入力電流Ｉｉは、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２とダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４との和になり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。
【００７６】
このように第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、主スイッチＱ１に並列にスナバコンデンサＣ６及びダイオードＤ６を接続し、かつ、第１リアクトルＬ２ａの第３巻線６ｃ、第３リアクトルＬ４、逆流防止ダイオードＤ７及び補助スイッチＱ２からなる第４直列回路を接続し、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン時及びターンオフ時に主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせ、補助スイッチＱ２のターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチＱ２をゼロ電流スイッチングさせることにより、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減することができる。特に、共振作用により、電圧の立ち上がり及び立ち下りも緩やかとなり、ノイズ発生を抑制し、スナバコンデンサの電荷を入力に帰還させるため、損失の増大もなく、高効率化できる。また、トランスＴ１の１次巻線５ａの電流実効値を減少できることから、トランスを小型化できる。これによって、小型、高効率、低ノイズ化できるスイッチング電源装置を提供することができる。
【００７７】
また、主スイッチＱ１をオンさせる前に補助スイッチＱ２をオンさせ、主スイッチＱ１をオフさせる前に補助スイッチＱ２をオフさせることにより、主スイッチＱ１のターンオン時及びターンオフ時に主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチＱ２のターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチＱ２をゼロ電流スイッチングさせることができる。
【００７８】
また、第１リアクトルＬ２ａに直列に接続された第３リアクトルＬ４により、補助スイッチＱ２に流れる電流の傾きや時間を調整できるため、補助スイッチＱ２のゼロ電流スイッチングが簡単に達成できる。また、補助スイッチＱ２に流れる電流の傾きや時間は、第１リアクトルＬ２ａの巻数やスナバコンデンサＣ６の値により調整することができ、この調整により主スイッチＱ１のオンのタイミングを制御することができる。
【００７９】
また、スナバコンデンサＣ６の電圧がゼロ電圧となった時ｔ２２から補助スイッチＱ２に電流が流れている時ｔ２４までの期間中に主スイッチＱ１をオンさせることにより、スナバコンデンサＣ６の電圧が上昇することなく、主スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングを簡単に達成できる。
【００８０】
（第４の実施の形態）
図１１は第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１１に示すスイッチング電源装置は、図１に示すスイッチング電源装置の構成を有するとともに、さらに、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減させることを特徴とする。
【００８１】
なお、図１１の構成部分において、図１に示す構成部分と同一のものは同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、新たに追加された構成部分についてのみ説明する。
【００８２】
図１１において、コンデンサＣ２には、並列にトランスＴ１の３次巻線５ｃと第３リアクトルＬ４と逆流防止ダイオードＤ７と補助スイッチＱ２とからなる第４直列回路が接続されている。第３リアクトルＬ４は、トランスＴ１のリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。更に、主スイッチＱ１には並列に寄生コンデンサを含むスナバコンデンサＣ６及び寄生ダイオードを含むダイオードＤ６が接続されている。制御回路１０ｂは、図６で説明したものと同じである。
【００８３】
次にこのように構成された第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図１１及び図１２を参照しながら説明する。
【００８４】
まず、時刻ｔ１において、補助スイッチＱ２がオンすると、Ｃ２→５ｃ→Ｌ４→Ｄ７→Ｑ２のルートで電流Ｑ２ｉが流れる。３次巻線５ｃに電流Ｑ２ｉが流れると、２次巻線５ｂにダイオードＤ１を逆バイアスする方向の電圧が発生するので、ダイオードＤ１の電流Ｄ１ｉはゼロになる。
【００８５】
また、３次巻線５ｃの電流に基づいて１次巻線５ａにコンデンサＣ６を放電させる向きの電流が発生する。このため、スナバコンデンサＣ６が放電し、Ｃ６→５ａ→５ｃ→Ｌ４→Ｄ７→Ｑ２のルートでスナバコンデンサＣ６の放電電流が流れ、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが徐々に低下し、時刻ｔ２２でゼロになる。なお、補助スイッチＱ２に直列に接続されている３次巻線５ｃは、リーケージインダクタである第３リアクトルＬ４を有するので、スナバコンデンサＣ６の放電電流は、スナバコンデンサＣ６と第３リアクトルＬ４との共振により流れ、補助スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは時刻ｔ１から徐々に増大する。従って、補助スイッチＱ２は時刻ｔ１でゼロ電流スイッチングされ、補助スイッチＱ２のターンオン時のスイッチング損失は小さい。
【００８６】
次に、時刻ｔ２２において、スナバコンデンサＣ６の放電が終了すると、第３リアクトルＬ４に蓄積されたエネルギの放出によって、Ｌ４→Ｄ７→Ｑ２→Ｄ６→５ａ→５ｃのルートで電流Ｑ２ｉが流れ、Ｑ２ｉは時刻ｔ２２から徐々に減少する。また、ダイオードＤ６の電流も時刻ｔ２２から徐々に減少する。
【００８７】
時刻ｔ２２で主スイッチＱ１がオンされた時又はダイオードＤ６がオンになった時には、１次巻線５ａにコンデンサＣ２の電圧が印加される。第３リアクトルＬ４の蓄積エネルギは、Ｄ７→Ｑ２→Ｃ２から成るルートでも放出される。ダイオードＤ６は時刻ｔ２２〜ｔ２３にオン状態であるので、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは時刻ｔ２２〜ｔ２３にほぼゼロに保持されている。従って、時刻ｔ２２〜ｔ２３に主スイッチＱ１をオンすれば、主スイッチＱ１のＺＶＳが達成される。図１２では主スイッチＱ１のＱ１制御信号が時刻ｔ２２で低レベルから高レベルに転換している。しかし、主スイッチＱ１のターンオン制御のバラツキを考慮すれば、時刻ｔ２２〜ｔ２３の中間に主スイッチＱ１のオン制御を開始するのが望ましい。
【００８８】
次に、時刻ｔ２３〜ｔ２４において、Ｂ１→６ｂ→Ｄ４→Ｑ１から成る第１のルートと、Ｃ２→５ａ→Ｑ１とから成る第２のルートとの両方によって主スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉが流れる。時刻ｔ２３〜ｔ２４において、５ｃ→Ｌ４→Ｄ７→Ｑ２→Ｃ２のルートで電流Ｑ２ｉが流れる。
【００８９】
なお、時刻ｔ２３〜ｔ２４には、時刻ｔ２４〜ｔ２と同様に、１次巻線５ａにコンデンサＣ２の電圧が印加され、整流平滑回路７のダイオードＤ１が非導通であるので、１次側のエネルギはトランスＴ１に蓄積される。
【００９０】
次に、時刻ｔ２４〜ｔ２には、補助スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉはゼロに保たれ、主スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉが流れる。時刻ｔ２４〜ｔ２には、時刻ｔ２３〜ｔ２４と同様に、Ｂ１→６ｂ→Ｄ４→Ｑ１から成る第１のルートの力率改善及び波形改善用電流と、Ｃ２→５ａ→Ｑ１とから成る第２のルートのＤＣ−ＤＣ変換用の電流が流れる。第１のルートの電流はダイオードＤ４の電流Ｉｄ４に等しい。時刻ｔ２４〜ｔ２には、２次側のダイオードＤ１の電流Ｄ１ｉがゼロに保たれている。このため、時刻ｔ２４〜ｔ２にはトランスＴ１にエネルギが蓄積される。
【００９１】
時刻ｔ２４〜ｔ２には、１次巻線５ａの電圧に基づいて３次巻線５ｃにコンデンサＣ２の電圧以上の電圧が誘起している。このため、ダイオードＤ７は非導通に保たれ、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖはゼロに保たれ、補助スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉはゼロに保たれる。
【００９２】
従って、時刻ｔ２４〜ｔ２内の任意の時点で補助スイッチＱ２をターンオフすると、ＺＶＳ及びＺＣＳが達成される。この実施形態では補助スイッチＱ２のオン制御の終了時点が主スイッチＱ１のオン制御の終了時点と同一の時刻ｔ２とされている。従って、補助スイッチＱ２のＺＶＳ及びＺＣＳの条件が満足され、補助スイッチＱ２のターンオフ時のスイッチング損失は小さい。前述したように、時刻ｔ２４〜ｔ２内であれば、補助スイッチＱ２のＺＶＳ及びＺＣＳが可能であるので、図１２で点線で示すように補助スイッチＱ２のターンオフ時点を時刻ｔ２４に移動すること、又は時刻ｔ２４〜ｔ２間の任意の時点に移動することができる。
【００９３】
次に、時刻ｔ２で主スイッチＱ１がターンオフされると、主スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉはゼロになり、且つスナバコンデンサＣ６が充電され、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが図１２に示すような傾斜を有して徐々に高くなる。従って、主スイッチＱ１はＺＶＳでターンオフされる。なお、スナバコンデンサＣ６の充電電流は、Ｂ１→６ｂ→Ｄ４→Ｃ６の第１のルートと、Ｃ２→５ａ→Ｃ６の第２のルートとで流れる。
【００９４】
時刻ｔ２７〜ｔ３には、トランスＴ１の蓄積エネルギの放出によって２次巻線５ｂにダイオードＤ１を順方向バイアスさせる方向の電圧が発生し、このダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れる。また、Ｂ１→６ｂ→Ｄ４→５ａ→Ｃ２のルートでコンデンサＣ２の充電電流が流れる。時刻ｔ３で再び補助スイッチＱ２がオンされると、時刻ｔ１〜ｔ３と同様な動作の繰返しが生じる。
【００９５】
このように第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、主スイッチＱ１のターンオン時とターンオフ時とのいずれにおいてもＺＶＳとなるので、主スイッチＱ１のスイッチング損失を低減させ、スイッチング電源装置の効率を向上させることができる。
【００９６】
また、補助スイッチＱ２はターンオン時にＺＣＳされ、ターンオフ時にＺＶＳ及びＺＣＳされる。この結果、補助スイッチＱ２のスイッチング損失を低く抑えることができる。
【００９７】
また、主スイッチＱ１がオン時又はオフ時でも（オフ時には第１リアクトルＬ２の極性が異なる。）、第１リアクトルＬ２の第１巻線６ａには巻線比に応じた電圧Ｖｎ３が発生する。この電圧Ｖｎ３と入力電圧Ｖｉとの和がコンデンサＣ２の電圧より高くなった場合には、６ａ→Ｌ１→Ｄ２→Ｃ２と電流が流れて、コンデンサＣ２が充電される。これにより、コンデンサＣ２の電圧を常に入力電圧Ｖｉより高く維持することができる。このため、入力電流Ｉｉは、ダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２とダイオードＤ４に流れる電流Ｉｄ４との和になり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。
【００９８】
（第５の実施の形態）
図１３は第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１３に示す第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有するとともに、図６に示すＺＶＳ及びＺＣＳ回路を有し、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減させることを特徴とする。
【００９９】
なお、図１３の構成部分において、図５に示す構成部分と同一のものは同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、新たに追加された構成部分についてのみ説明する。
【０１００】
図１３において、主スイッチＱ１には、並列に第１リアクトルＬ１ａの第２巻線７ｂと第３リアクトルＬ４と逆流防止ダイオードＤ７と補助スイッチＱ２とからなる第４直列回路が接続されている。第３リアクトルＬ４は、第１リアクトルＬ１ａのリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。更に、主スイッチＱ１には並列に寄生コンデンサを含むスナバコンデンサＣ６及び寄生ダイオードを含むダイオードＤ６が接続されている。制御回路１０ｂは、図６で説明したものと同じである。
【０１０１】
このように第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成と、図６に示すＺＶＳ及びＺＣＳ回路とを組合わせたものであるので、その動作は、図５に示す第２の実施の形態で説明した動作と、図６に示すＺＶＳ及びＺＣＳの動作（図８乃至図１０のタイミングチャート）とからなる。
【０１０２】
従って、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の効果が得られるとともに、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減させることができる。
【０１０３】
（第６の実施の形態）
図１４は第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１４に示す第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有するとともに、図１１に示すＺＶＳ及びＺＣＳ回路を有し、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減させることを特徴とする。
【０１０４】
なお、図１４の構成部分において、図５に示す構成部分と同一のものは同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。ここでは、新たに追加された構成部分についてのみ説明する。
【０１０５】
図１４において、コンデンサＣ３には、並列にトランスＴ１の４次巻線５ｄと第３リアクトルＬ４と逆流防止ダイオードＤ７と補助スイッチＱ２とからなる第４直列回路が接続されている。第３リアクトルＬ４は、トランスＴ１のリーケージインダクタであってもよく、あるいはリーケージインダクタとは別のインダクタであってもよい。更に、主スイッチＱ１には並列に寄生コンデンサを含むスナバコンデンサＣ６及び寄生ダイオードを含むダイオードＤ６が接続されている。制御回路１０ａは、図６で説明したものと同じである。
【０１０６】
このように第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成と、図１１に示すＺＶＳ及びＺＣＳ回路とを組合わせたものであるので、その動作は、図５に示す第２の実施の形態で説明した動作と、図１１に示すＺＶＳ及びＺＣＳの動作（図１２のタイミングチャート）とからなる。
【０１０７】
従って、図５に示す第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の効果が得られるとともに、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン及びターンオフをＺＶＳ動作させることにより、主スイッチＱ１のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減させることができる。
【０１０８】
（第７の実施の形態）
次に第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置を説明する。第１乃至第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、スイッチとして、ノーマリオフタイプのＭＯＳ ＦＥＴ等を用いた。このノーマリオフタイプのスイッチは、電源がオフ時にオフ状態となるスイッチである。
【０１０９】
一方、ＳＩＴ（ｓｔａｔｉｃ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、静電誘導トランジスタ）等のノーマリオンタイプのスイッチは、電源がオフ時にオン状態となるスイッチである。このノーマリオンタイプのスイッチは、スイッチングスピードが速く、オン抵抗も低くスイッチング電源等の電力変換装置に使用した場合、理想的な素子であり、スイッチング損失を減少させ高効率が期待できる。
【０１１０】
しかし、ノーマリオンタイプのスイッチング素子にあっては、電源をオンすると、スイッチがオン状態であるため、スイッチが短絡する。このため、ノーマリオンタイプのスイッチを起動できず、特殊な用途以外には使用できない。
【０１１１】
そこで、第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１にノーマリオンタイプのスイッチを使用するために、交流電源オン時に、コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、ノーマリオンタイプのスイッチの逆バイアス電圧に使用し、電源オン時の問題をなくす構成を追加したことを特徴とする。
【０１１２】
図１５は第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１５に示すスイッチング電源装置は、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１ｎをＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチとし、この主スイッチＱ１ｎをオン／オフ制御するノーマリオン回路を有していることを特徴とする。
【０１１３】
このノーマリオン回路は以下のように構成される。全波整流回路Ｂ１の負極側出力端２と、主スイッチＱ１ｎとコンデンサＣ２との接続点との間には、突入電流制限抵抗Ｒ１が接続されている。主スイッチＱ１ｎは、ＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチであり、制御回路１１のＰＷＭ制御によりオン／オフする。
【０１１４】
また、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端にはスイッチＳ１が接続されている。このスイッチＳ１は、例えばノーマリオフタイプのＭＯＳＦＥＴ，ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の半導体スイッチであり、制御回路１１からの短絡信号によりオン制御される。
【０１１５】
突入電流制限抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ１２と抵抗Ｒ２とダイオードＤ１２とからなる起動電源部１２が接続されている。この起動電源部１２は、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧を取り出し、コンデンサＣ１２の両端電圧を主スイッチＱ１ｎのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、制御回路１１に出力する。また、コンデンサＣ２に充電された充電電圧を制御回路１１に供給する。
【０１１６】
制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたときに、コンデンサＣ１２から供給された電圧により起動し、制御信号として端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートに逆バイアス電圧を出力し、主スイッチＱ１ｎをオフさせる。この制御信号は、例えば、−１５Ｖと０Ｖとのパルス信号からなり、−１５Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオフし、０Ｖの電圧により主スイッチＱ１ｎがオンする。
【０１１７】
制御回路１１は、コンデンサＣ２の充電が完了した後、端子ｂから制御信号として０Ｖと−１５Ｖとのパルス信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力し、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させる。制御回路１１は、主スイッチＱ１ｎをスイッチング動作させた後、所定時間経過後にスイッチＳ１のゲートに短絡信号を出力し、スイッチＳ１をオンさせる。
【０１１８】
また、トランスＴ１に設けられた補助巻線５ｃ（巻数ｎ３）の一端は、主スイッチＱ１ｎの一端とコンデンサＣ１３の一端と制御回路１１とに接続され、補助巻線５ｃの他端は、ダイオードＤ１３のカソードに接続され、ダイオードＤ１３のアノードはコンデンサＣ１３の他端及び制御回路１１の端子ｃに接続されている。補助巻線５ｃとダイオードＤ１３とコンデンサＣ１３とは通常動作電源部１３を構成し、この通常動作電源部１３は、補助巻線５ｃで発生した電圧をダイオードＤ１３及びコンデンサＣ１３を介して制御回路１１に供給する。
【０１１９】
次にこのように構成された第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を図１５乃至図１７を参照しながら説明する。
【０１２０】
なお、図１７において、Ｖａｃ１は、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧を示し、入力電流は、交流電源Ｖａｃ１に流れる電流を示し、Ｒ１電圧は、突入電流制限抵抗Ｒ１に発生する電圧を示し、Ｃ２電圧は、コンデンサＣ２の電圧を示し、Ｃ１２電圧は、コンデンサＣ１２の電圧を示し、出力電圧は、コンデンサＣ１の電圧を示し、制御信号は、制御回路１１の端子ｂから主スイッチＱ１ｎのゲートへ出力される信号を示す。
【０１２１】
まず、時刻ｔ０において、交流電源Ｖａｃ１を印加（オン）すると、交流電源Ｖａｃ１の交流電圧は全波整流回路Ｂ１で全波整流される。このとき、ノーマリオンタイプの主スイッチＱ１ｎは、オン状態であり、スイッチＳ１は、オフ状態である。このため、全波整流回路Ｂ１からの電圧は、コンデンサＣ２を介して突入電流制限抵抗Ｒ１に印加される（図１６中の▲１▼）。
【０１２２】
この突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧は、ダイオードＤ１２、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ１２に蓄えられる（図１６中の▲２▼）。ここで、コンデンサＣ１２の端子ｆ側が例えばゼロ電位となり、コンデンサＣ１２の端子ｇ側が例えば負電位となる。このため、コンデンサＣ１２の電圧は、図１７に示すように、負電圧（逆バイアス電圧）となる。このコンデンサＣ１２の負電圧が端子ａを介して制御回路１１に供給される。
【０１２３】
そして、コンデンサＣ１２の電圧が、主スイッチＱ１ｎのスレッシホールド電圧ＴＨＬになった時点（図１７の時刻ｔ１）で、制御回路１１は、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１６中の▲３▼）。このため、主スイッチＱ１ｎは、オフ状態となる。
【０１２４】
すると、全波整流回路Ｂ１からの電圧により、コンデンサＣ２は、充電されて（図１６中の▲４▼）、コンデンサＣ２の電圧が上昇していき、コンデンサＣ２の充電が完了する。
【０１２５】
次に、時刻ｔ２において、制御回路１１は、スイッチング動作を開始させる。始めに、端子ｂから０Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する（図１６中の▲５▼）。このため、主スイッチＱ１ｎは、オン状態となるため、コンデンサＣ２→５ａ→Ｑ１ｎと電流が流れる（図１６中の▲６▼）。このため、トランスＴ１の１次巻線５ａにエネルギーが蓄えられる。
【０１２６】
また、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端１から６ｂ→Ｄ４→Ｑ１ｎに電流が流れる（図１６中の▲７▼）。また、トランスＴ１の１次巻線５ａと電磁結合している補助巻線５ｃにも電圧が発生し、発生した電圧は、ダイオードＤ１３及びコンデンサＣ１３を介して制御回路１１に供給される（図１６中の▲８▼）。このため、制御回路１１が動作を継続することができるので、主スイッチＱ１ｎのスイッチング動作を継続して行うことができる。
【０１２７】
次に、時刻ｔ３において、端子ｂから−１５Ｖの制御信号を主スイッチＱ１ｎのゲートに出力する。このため、時刻ｔ３に主スイッチＱ１ｎがオフして、１次巻線５ａに発生した逆起電力により、２次巻線５ｂからダイオードＤ１を介して負荷ＲＬ及びコンデンサＣ１に電流が流れて、負荷ＲＬに出力電圧が発生する。また、時刻ｔ３に制御回路１１から短絡信号をスイッチＳ１に出力すると、スイッチＳ１がオンして（図１６中の▲９▼）、突入電流制限抵抗Ｒ１の両端が短絡される。このため、突入電流制限抵抗Ｒ１の損失を減ずることができる。
【０１２８】
なお、時刻ｔ３は、交流電源Ｖａｃ１をオンしたとき（時刻ｔ０）からの経過時間として設定され、例えばコンデンサＣ２と突入電流制限抵抗Ｒ１との時定数（τ＝Ｃ２・Ｒ１）の約５倍以上の時間に設定される。以後、主スイッチＱ１ｎはオン／オフによるスイッチング動作を繰り返す。主スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、主スイッチＱ１ｎは、図１に示す第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置のスイッチＱ１の動作、即ち、図２に示すタイミングチャートに従った動作と同様に動作する。
【０１２９】
このように第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、制御回路１１は、交流電源Ｖａｃ１がオンされたときに突入電流制限抵抗Ｒ１に発生した電圧により主スイッチＱ１ｎをオフさせ、コンデンサＣ２が充電された後、主スイッチＱ１ｎをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させるので、電源オン時における問題もなくなる。従って、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率なスイッチング電源装置を提供することができる。また、第１の実施の形態の効果が得られる。
【０１３０】
（第８の実施の形態）
図１８は第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。図１８に示すスイッチング電源装置は、図６に示す第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を有すると共に、主スイッチＱ１ｎをＳＩＴ等のノーマリオンタイプのスイッチとし、この主スイッチＱ１ｎをオン／オフ制御する図１５に示すようなノーマリオン回路を有していることを特徴とする。なお、補助スイッチＱ２は、ノーマリオフタイプのスイッチである。制御回路１１ａは、制御回路１１の機能を有するとともに、主スイッチＱ１ｎ及び補助スイッチＱ２をオン／オフ制御する。
【０１３１】
図１９は第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。図１９の閉ループ▲１▼〜▲９▼は、図１６の閉ループ▲１▼〜▲９▼に対応しており、図１９に示す第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作も、図１６に示す第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作と同様であるので、ここではその詳細な動作は省略する。
【０１３２】
なお、主スイッチＱ１ｎがスイッチング動作を開始した後には、主スイッチＱ１ｎ及び補助スイッチＱ２は、図６に示す第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の主スイッチＱ１，補助スイッチＱ２の動作と同様に動作する。
【０１３３】
この第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置によれば、図６に示す第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の効果が得られると共に、ノーマリオンタイプの半導体スイッチが使用可能となり、損失の少ない、即ち、高効率なスイッチング電源装置を提供することができる。
【０１３４】
なお、上述した実施の形態では、第１の実施の形態及び第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置にノーマリオン回路を設けたが、これに限定されることなく、ノーマリオン回路は、第２の実施の形態、第４の実施の形態乃至第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置のいずれかに設けても良いのは勿論である。
【０１３５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、交流電源に流れる交流電流は、第１整流素子に流れる電流と第２整流素子に流れる電流との和となり、正弦波状電流のピーク付近にこぶ状のピーク電流を持った波形となり、高調波規制を満足する波形とすることができる。従って、１つのコンバータで高調波規制に対応でき、小型化、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することができる。
【０１３６】
また、主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせるので、主スイッチ及び補助スイッチのスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減することができる。これにより、低ノイズ化、高効率化を図るスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図２】第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図３】交流入力電流の半周期の波形を判定するためのクラスＤ判定波形を示す図である。
【図４】第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の変形例の回路構成図である。
【図５】第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図６】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図７】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。
【図８】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図９】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１０】第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図１１】第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１２】第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１３】第５の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１４】第６の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１５】第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１６】第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。
【図１７】第７の実施の形態に係るスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１８】第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図１９】第８の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明するための図である。
【図２０】従来の力率改善回路とコンバータ回路との２コンバータ方式のスイッチング電源装置の回路構成図である。
【図２１】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路の各部における信号のタイミングチャートである。
【図２２】従来のスイッチング電源装置内のコンバータ回路における主スイッチのターンオフ時のリンギング波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
Ｖａｃ１ 交流電源
Ｂ１ 全波整流回路
１０，１０ａ，１０ｂ，１１，１１ａ，１０１，１０２ 制御回路
Ｑ１，Ｑ１ｎ 主スイッチ
Ｑ２ 補助スイッチ
ＲＬ 負荷
Ｃ６ スナバコンデンサ
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｓ１ スイッチ
Ｔ１ トランス
５ａ １次巻線
５ｂ ２次巻線
５ｃ ３次巻線
７ 整流平滑回路
１２ 起動電源部
１３ 通常動作電源部
Ｌ１〜Ｌ４ リアクトル
Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード
Claims (15)
- 交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、
交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、
第１巻線と第２巻線とを有する第１リアクトルと、
前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、前記第１リアクトルの第１巻線と第２リアクトルと第１整流素子とコンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記コンデンサに並列に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第２直列回路と、
前記整流回路の正極側出力端と、前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの接続点との間に接続され、前記第１リアクトルの第２巻線と第２整流素子とが直列に接続された第３直列回路と、
前記トランスの２次巻線に接続され、整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、
前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 交流を入力し、力率を改善させるとともに直流を出力するスイッチング電源装置であって、
交流電源に接続して交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の正極側出力端と負極側出力端との間に接続され、トランスの３次巻線と第２リアクトルと第１整流素子とコンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
前記コンデンサに並列に接続され、前記トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第２直列回路と、
前記第１整流素子の入力端と前記トランスの１次巻線と前記主スイッチとの接続点との間に接続され、第２整流素子と第１リアクトルとが直列に接続された第３直列回路と、
前記トランスの２次巻線に接続され、整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、
前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記第２リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタからなることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
- 前記第１リアクトルは第３巻線をさらに備え、
前記主スイッチに並列に接続され、前記第１リアクトルの第３巻線と第３リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された第４直列回路と、
前記主スイッチに並列に接続されたスナバコンデンサ及びダイオードとを有し、
前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、前記補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 前記トランスは３次巻線をさらに備え、
前記コンデンサに並列に接続され、前記トランスの３次巻線と第３リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された第４直列回路と、
前記主スイッチに並列に接続されたスナバコンデンサ及びダイオードとを有し、
前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、前記補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 前記第１リアクトルは第２巻線をさらに備え、
前記主スイッチに並列に接続され、前記第１リアクトルの第２巻線と第３リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された第４直列回路と、
前記主スイッチに並列に接続されたスナバコンデンサ及びダイオードとを有し、
前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、前記補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。 - 前記トランスは４次巻線をさらに備え、
前記コンデンサに並列に接続され、前記トランスの４次巻線と第３リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された第４直列回路と、
前記主スイッチに並列に接続されたスナバコンデンサ及びダイオードとを有し、
前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、前記補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。 - 前記第３リアクトルは、前記第１リアクトルのリーケージインダクタからなることを特徴とする請求項４又は請求項６記載のスイッチング電源装置。
- 前記第３リアクトルは、前記トランスのリーケージインダクタからなることを特徴とする請求項５又は請求項７記載のスイッチング電源装置。
- 前記制御回路は、前記主スイッチをオンさせる前に前記補助スイッチをオンさせ、前記主スイッチをオフさせる前に前記補助スイッチをオフさせることを特徴とする請求項４乃至請求項７のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
- 前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時に、前記スナバコンデンサの電圧が該スナバコンデンサと前記第１リアクトルのリーケージインダクタンスとの電圧共振によりゼロ電圧となった時から前記補助スイッチに電流が流れている時までの期間中に前記主スイッチをオンさせることを特徴とする請求項８記載のスイッチング電源装置。
- 前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時に、前記スナバコンデンサの電圧が該スナバコンデンサと前記トランスのリーケージインダクタンスとの電圧共振によりゼロ電圧となった時から前記補助スイッチに電流が流れている時までの期間中に前記主スイッチをオンさせることを特徴とする請求項９記載のスイッチング電源装置。
- 前記整流回路と前記コンデンサとの間に接続され、前記交流電源がオンされたときに該コンデンサの突入電流を軽減する突入電流制限抵抗を有し、
前記主スイッチは、ノーマリオンタイプのスイッチからなり、
前記制御回路は、前記交流電源がオンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生した電圧により前記主スイッチをオフさせ、前記コンデンサが充電された後、前記主スイッチをオン／オフさせるスイッチング動作を開始させることを特徴とする請求項１又は請求項４記載のスイッチング電源装置。 - 前記トランスは補助巻線をさらに備え、該トランスの補助巻線に発生する電圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項１３記載のスイッチング電源装置。
- 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スイッチを有し、
前記制御回路は、前記主スイッチのスイッチング動作を開始させた後、前記半導体スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１３又は請求項１４記載のスイッチング電源装置。
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