JP2001095256A

JP2001095256A - 電源回路

Info

Publication number: JP2001095256A
Application number: JP27052299A
Authority: JP
Inventors: Tomiyasu Sagane; 富保砂金; Nobuaki Tanaka; 信昭田中
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1999-09-24
Filing date: 1999-09-24
Publication date: 2001-04-06
Anticipated expiration: 2019-09-24
Also published as: JP4359973B2

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、商用交流電源を受電して全波整流
した電圧をスイッチング素子によって交流変換し、電力
変換用トランスの二次側に生じた交流電圧を主コンバー
タによって整流、平滑した直流電圧を負荷に供給する電
源回路に関し、力率を改善し、突入電流を生じさせず、
且つ、負荷に一定電圧を供給可能な電源回路を供給す
る。【解決手段】一次巻線側の全波整流回路には入力コン
デンサを並列に接続せず、入力交流電圧が所定の値より
低い時に、三次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑した
電圧を源とする電流を流して磁気エネルギーとして蓄積
し、蓄積した磁気エネルギーを源とする電流を負荷に供
給する補助コンバータを備えて構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電圧（主とし
て商用交流電圧である。）を受電して全波整流した電圧
をスイッチング・トランジスタによって交流変換し、電
力変換用トランスの二次側に生じた交流電圧を主コンバ
ータによって整流、平滑した直流電圧を負荷に供給する
電源回路に係り、入力皮相電力に対する電源回路の有効
電力の比である力率を改善することができ、突入電流防
止回路を必要とせず、更に、入力交流電圧の振幅が所定
の値より小さくなるにも安定な電圧を負荷に供給するこ
とができる電源回路に関する。

【０００２】通信装置や情報処理装置など種々の電子装
置は、当然のことながら、電源回路からエネルギー（電
力）の供給を受けて初めてそれら電子装置本来の機能や
性能を発揮することができる。通常は、電源回路はそれ
ら電子装置に直流によって電力を供給する。

【０００３】通信装置や情報処理装置などの電子装置の
機能や性能を発揮する主機能回路がＷワットの電力を消
費するものとし、電源回路の電力効率をη（％表示では
なく、実数表示である。従って、０＜η＜１である。）
とすると、（１−η）Ｗ／ηの電力を電源回路が消費す
ることになる。

【０００４】一般に、電子装置内で電源回路に割り当て
られる単位消費電力当たりの実装スペースと主機能回路
に割り当てられる実装スペースを比較すると、電源回路
に割り当てられる実装スペースの方が遙に小さい。

【０００５】従って、電源回路の電力効率の改善が極め
て重要となる。

【０００６】ところで、電源回路は、入力電源種別によ
って分類すると、交流（多くは商用交流）を受電するも
の（交流入力方式）と直流を受電するもの（直流入力方
式）があり、上記電子装置の設置環境によって交流入力
方式と直流入力方式が適宜選択される。

【０００７】又、電圧変換・安定化の方式によって分類
すると、シリーズ・レギュレータ方式とスイッチング・
レギュレータ方式とがあり、電力効率の向上に期待が大
きいことから、スイッチング・レギュレータ型を適用す
る電源回路が主流になっている。

【０００８】本発明は、かかる背景の中にあって、交流
入力方式で、スイッチング・レギュレータ方式を適用す
る電源回路を改良せんとするものである。

【０００９】

【従来の技術】図６は、従来の交流入力でスイッチング
・レギュレータ方式の電源回路で、負荷も含めて図示し
ている。

【００１０】図６において、１は入力交流電圧源で、限
定する必要性はないが、商用交流電圧源が主流である。

【００１１】２は、電源の起動、停止を行なうスイッチ
である。

【００１２】３、３ａ、３ｂ及び３ｃは入力交流電圧を
全波整流するダイオード・ブリッジ（以降では、これを
「全波整流回路」と記載することがある。）を構成する
ダイオードである。

【００１３】４ａは電力変換用トランスで、この場合、
一次巻線４−１及び二次巻線４−２を備えている。

【００１４】５は、全波整流された電圧をスイッチング
して交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタ
である。

【００１５】６は電力変換用トランス４ａの二次巻線４
−２に生じた交流を整流するダイオード、７は整流波形
を平滑化するコンデンサである。

【００１６】８及び８ａは抵抗で、出力電圧を検出する
ための分圧器を構成する。

【００１７】９は負荷である。

【００１８】１０は抵抗８及び抵抗８ａによってなる分
圧器の出力を受けて、負荷９に供給される電圧を一定に
保つために第一のスイッチング・トランジスタ５のオ
ン、オフを制御する第一の制御回路である。

【００１９】本発明の本質ではないので簡単なコメント
に止めるが、第一の制御回路１０は、抵抗８及び抵抗８
ａによってなる分圧器の出力に応じた幅のパルスを出力
して第一のスイッチング・トランジスタ５のオン、オフ
を制御している。即ち、パルス幅変調による出力電圧の
制御（一般に、ＰＷＭ制御と呼ばれる。尚、ＰＷＭは
「pulse Width Modulation」の略である。）を行なって
いる。

【００２０】２１は上記ダイオード・ブリッジによる全
波整流回路で全波整流した電圧を平滑する入力コンデン
サである。

【００２１】２２は、スイッチ２を投入する際に瞬間的
に流れる電流、即ち、突入電流を抑圧する突入電流防止
回路である。

【００２２】そして、トランス４ａ、第一のスイッチン
グ・トランジスタ５、ダイオード６、コンデンサ７、抵
抗８、抵抗８ａ及び第一の制御回路１０によってフライ
・バック方式の主コンバータが構成される。

【００２３】入力交流電圧は該ダイオード・ブリッジに
よる全波整流回路で全波整流され、入力コンデンサ２１
によって平滑されて一旦直流に変換され、第一のスイッ
チング・トランジスタ５によって１００ｋＨｚ前後の周
波数でスイッチングされて再度交流電圧に変換され、ト
ランス４ａの二次側に生ずる交流電圧がダイオード６及
びコンデンサ７によって整流、平滑されて再び直流に変
換されて負荷９に供給される。

【００２４】この時、第一のスイッチング・トランジス
タ５がオンの時にはトランス４ａの一次巻線４−１に
は、巻き始めから巻き終り（一次巻線４−１の傍らに付
した、トランスの巻線の巻き方向を示す・印がある方を
巻き始めとし、・印がない方を巻き終りと定義する。）
の方向に電流が流れ、一次巻線４−１の巻き始め側が高
電圧になる。

【００２５】トランス４ａの２つの巻線４−１、４−２
の巻線の方向は図６の通りであるので、第一のスイッチ
ング・トランジスタ５がオンの時には二次巻線４−２の
巻き始め側が高電圧になる。従って、第一のスイッチン
グ・トランジスタ５がオンの時にはダイオード６はオフ
になり、コンデンサ７はそれまでに充電された電荷を負
荷側に放電する。

【００２６】次に、第一のスイッチング・トランジスタ
５がオフになっても、トランス４ａは一次巻線のリアク
ティブ作用によって一次巻線に同じ方向の電流を流し続
けようとするので、一次巻線の巻き始め側が低電圧にな
り、二次巻線の巻き始め側も低電圧になる。従って、ダ
イオード６がオンになることができて、コンデンサ７を
充電する。

【００２７】上記の動作を繰り返して、ダイオード６と
コンデンサ７はトランス４ａの二次巻線に生ずる交流電
圧を整流、平滑して、負荷９に電圧を供給する。

【００２８】そして、負荷９に供給される電圧を抵抗８
及び抵抗８ａによってなる分圧器によって検出し、検出
した電圧を第一の制御回路１０に供給してＰＷＭ制御し
て、負荷に供給する電圧を安定化している。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】図７は、図６の構成の
一次巻線側の各部の波形である。

【００３０】図７（イ）は、入力交流電圧である。最近
は、発電機が出力する交流の周波数及び位相を正確に制
御しているので、入力交流電圧の波形は正確な正弦波で
あると見てよい。

【００３１】図７（ロ）は、入力コンデンサ２１の端子
電圧で、併せて、ダイオード３乃至３ｃよりなる全波整
流回路を抵抗性の負荷で終端した時の該全波整流回路の
出力も示している。

【００３２】即ち、該全波整流回路を抵抗性の負荷で終
端する時、入力交流電圧の正の半周期ではダイオード
３、抵抗性の負荷、ダイオード３ｃを経由して電流が流
れ、入力交流電圧の負の半周期ではダイオード３ｂ、抵
抗性の負荷、ダイオード３ａを経由して電流が流れるの
で、図７（ロ）に破線で示すような全波整流電圧が生ず
る。

【００３３】実際には、その全波整流電圧を入力コンデ
ンサ２１で平滑するので、入力コンデンサ２１の端子電
圧は図７（ロ）の実線のようになる。

【００３４】図７（ハ）は、入力コンデンサ２１を流れ
る電流である。

【００３５】コンデンサ中を流れる電流Ｉ_Cは、当該コ
ンデンサに蓄積されている電荷を時間で微分したもので
ある。コンデンサに蓄積される電荷はコンデンサの容量
値をＣとし、端子電圧をＶ_Cとすれば、Ｉ_C＝Ｃ（ｄＶ_C／ｄｔ）であるので、図７（ロ）に実線で示す如き電圧が入力コ
ンデンサ２１に印加されると、図７（ハ）の如く、入力
コンデンサ２１には全波整流波形のピーク近傍の時間に
幅の狭いパルス状の電流が流れる。この電流のピーク
は、平均電流の３〜５倍にもなり、入力コンデンサの容
量値が大きい程大きくなる。

【００３６】さて、図６の構成の電源回路の力率Ｐ_Fは
次のように定義される。

【００３７】まず、主コンバータの電力効率をη₀とす
る時、負荷に供給される電力Ｗ_Lを電力効率η₀で除算
した電力Ｗ_E（＝Ｗ_C／η₀）を図６の構成の電源回路
の有効電力と定義する。

【００３８】一方、入力交流電源の正弦波電圧の実効値
と入力交流電源から供給される正弦波電流の実効値の積
が図６の構成の電源回路の皮相電力Ｗｓである。

【００３９】この時、力率Ｐ_Fは有効電力を皮相電力で
除算した値であるから、図６の構成の電源回路の力率Ｐ
_Fは、Ｐ_F＝Ｗ_E／Ｗ_S で定義される。

【００４０】上記の如く、入力コンデンサ２１に常時幅
が狭いパルス状の電流が流れるので、皮相電力を増加さ
せる原因となり、結局、電源回路の力率を低下させる原
因になる。

【００４１】力率が低下する分だけ電源回路の有効電力
が低下する結果、負荷に供給できる電力が低下するの
で、それを入力側で補償するためには、交流入力電圧を
高くする必要が生ずる。これは、交流入力方式の電源回
路のトータルな電力効率の低下を意味する上、入力側の
回路に適用すべき部品の耐圧を上昇させることにつなが
るので、電源回路に不利益をもたらす。

【００４２】又、入力コンデンサ２１が全波整流回路に
並列に接続されているために、電源回路が停止している
状態でスイッチ２を投入すると、蓄積電荷がない状態の
入力コンデンサ２１に全波整流された電圧が急に印加さ
れることになるので、入力交流電圧の位相とスイッチ投
入のタイミングとの関係によっては、入力コンデンサ２
１を通って瞬間的な大電流、即ち、突入電流が流れるこ
とになる。通常、入力コンデンサの容量値は極めて大き
いので、突入電流の振幅は極めて大きなものとなる。

【００４３】これは、電源投入直後に入力コンデンサ２
１やスイッチ２に過大なストレスを与える要因になり、
電源回路自体の信頼性を低下させる主要な原因の１つに
なる。

【００４４】従って、突入電流防止回路２２を挿入し
て、電源回路の入力電流が徐々に立ち上がるようにして
いる。

【００４５】突入電流防止回路２２は、基本的には、電
界効果トランジスタと、該電界効果トランジスタのゲー
トに接続される抵抗と、該電界効果トランジスタのゲー
トとソースの間に接続されるコンデンサとを備えてお
り、該抵抗のゲートには接続されていない方の端子を図
６のトランス４ａの一次巻線の巻き始め側に接続し、該
電界効果トランジスタのドレインを入力コンデンサ２１
とスイッチング・トランジスタ５の接続点に接続し、該
電界効果トランジスタのソースをダイオード３ａ及びダ
イオード３ｃのアノードに接続して構成する。

【００４６】これによって、電源投入後徐々に該電界効
果トランジスタのゲート電圧が上昇してゆき、該電界効
果トランジスタのスレショルド電圧を超えて初めて該電
界効果トランジスタがオンする。

【００４７】従って、電源投入後に入力コンデンサ２１
の端子電圧が急激に変化しても、突入電流防止回路を構
成する電界効果トランジスタがオフしている間は突入電
流が入力コンデンサ２１を流れることができない。そし
て、該電界効果トランジスタのゲート電圧が徐々に上が
るのにつれてチャネル抵抗が徐々に低下してゆくので、
電源投入後の入力電流は徐々に上昇してゆく。

【００４８】尚、電界効果トランジスタの代わりにバイ
ポーラ・トランジスタを使用し、該バイポーラ・トラン
ジスタのベースに接続される抵抗と、該バイポーラ・ト
ランジスタのベースとエミッタの間に接続されるコンデ
ンサとを備えており、該抵抗のベースには接続されてい
ない方の端子を図６のトランス４ａの一次巻線の巻き始
め側に接続し、該バイポーラ・トランジスタのコレクタ
を入力コンデンサ２１とスイッチング・トランジスタ５
の接続点に接続し、該バイポーラ・トランジスタのエミ
ッタをダイオード３ａ及びダイオード３ｃのアノードに
接続して突入電流防止回路を構成してもよい。

【００４９】上記の理由で、図６の構成では、突入電流
を抑圧するために電界効果トランジスタ、抵抗及びコン
デンサを実装しなければならない。ところで、一般にト
ランス４ａの一次側は高圧なので、突入電流防止回路に
適用する電界効果トランジスタ、コンデンサ及び抵抗に
は高耐圧のものを適用する必要があり、図６の電源回路
の外形を大きくする原因になる。

【００５０】このように、図６の構成は、入力コンデン
サ２１が全波整流回路に並列に接続されているために、
幅の狭いパルス状の電流が流れて電源回路の力率を低下
させる上に突入電流の原因になっている。かかる好まし
くない事項の原因となっている入力コンデンサを除去し
たいが、入力コンデンサ２１を除去するだけでは、安定
な電源回路を構成することができない。

【００５１】図８は、図６の構成から入力コンデンサ２
１を除去した構成である。

【００５２】図８の構成は、図６の構成から入力コンデ
ンサ２１を除去しただけの回路であるから、構成の説明
は省略する。

【００５３】図９は、図８の構成の一次巻線側の各部の
波形である。

【００５４】図９（イ）は、入力交流電圧である。最近
は、発電機が出力する交流の周波数及び位相を正確に制
御しているので、入力交流電圧の波形は正確な正弦波で
あると見てよい。

【００５５】図９（ロ）は、全波整流回路の出力の包絡
線である。入力交流電圧の正の半周期では図８のダイオ
ード３、トランス４ａの一次巻線、ダイオード３ｃを経
由して電流が流れ、入力交流電圧の負の半周期ではダイ
オード３ｂ、トランス４ａの一次巻線、ダイオード３ａ
を経由して電流が流れるので、ダイオード３ｂのカソー
ドとダイオード３ｃのアノードの間の電圧は、入力交流
電圧の正の半周期にも負の半周期にも同一の極性の電圧
となり、全波整流波形になる。尚、上に「全波整流回路
の出力の包絡線」と記載したのは、全波整流された電圧
が第一のスイッチング・トランジスタ５によって１００
ｋＨｚ前後の周波数でスイッチングされているので、実
際の波形は正弦波をオン、オフした波形になっているこ
とを表わしている。

【００５６】図９（ハ）は、トランスの一次巻線の電流
の包絡線である。トランス４ａの二次側の電圧は基本的
には一定であるので、二次側の電圧より全波整流した電
圧が低い場合にはトランス４ａの一次巻線４−１には電
流が流れない。

【００５７】又、全波整流した電圧の振幅が十分大きく
て一次巻線４−１に電流が流れている間は、負荷に一定
の電力を供給しているので、一次巻線に注入される電力
も一定となる。つまり、一次巻線を流れる電流の包絡線
の振幅は全波整流波形の正弦波の振幅に逆比例すること
になり、図９（ハ）のようになる。

【００５８】即ち、図６の構成においては、全波整流回
路に並列に接続されるコンデンサが除去されているの
で、図７（ハ）に示した幅が狭いパルス状の電流が流れ
ることはない。

【００５９】又、全波整流回路に並列に接続されるコン
デンサが除去されているので、電源投入直後に突入電流
が生ずることがない。

【００６０】しかし、図８の構成では、入力交流電圧の
振幅が小さい時に負荷に供給する電力が変動するという
問題が生ずる。

【００６１】図１０は、図８の構成が負荷に供給する電
圧の変化を説明する図である。

【００６２】図１０（イ）は、入力交流電圧で、一部に
瞬断が発生することも想定して図示している。

【００６３】図１０（ロ）は、図１０（イ）の入力交流
電圧を全波整流した電圧の包絡線である。瞬断が発生し
ている時間を除いては、図９（ロ）と同じ波形になる。
トランス４ａの二次側の電圧は基本的には一定であるの
で、二次側の電圧より全波整流した電圧が低い場合には
トランス４ａの一次巻線４−１には電流が流れない。

【００６４】このため、トランス４ａの二次巻線４−２
側に対するエネルギーの供給が一時的に途絶え、図１０
（ハ）の如く、瞬断時も含めて全波整流電圧が二次側の
電圧より低い時間には、負荷に供給される電圧は低下す
る。

【００６５】つまり、図６の構成から入力コンデンサ２
１を除去しただけでは、負荷に一定の電力を供給するこ
とができない。

【００６６】その上、負荷に供給される電圧が図１０
（ハ）の如く変化すると、高周波雑音が重畳した直流電
圧が負荷に供給されることになり、電力の供給を受ける
電子装置の主機能回路において電源線から漏れ込む雑音
によって、アナログ回路の部分では信号帯雑音比が低下
する原因になり、デジタル回路の部分では符号誤りの原
因になる。

【００６７】本発明は、かかる問題に鑑み、交流電圧を
受電して整流した電圧をスイッチング・トランジスタに
よって交流変換し、電力変換用トランスの二次側に生じ
た交流電圧を主コンバータによって整流、平滑した直流
電圧を負荷に供給する電源回路において、突入電流防止
回路を必要とせず、入力皮相電力に対する電源回路の有
効電力の比である力率を改善することができ、且つ、入
力交流電圧の振幅が小さくなる時間にも安定な電圧を負
荷に供給することができる電源回路を提供することを目
的とする。

【００６８】

【課題を解決するための手段】本発明の原理は、全波整
流した電圧を入力コンデンサで平滑せずに直接スイッチ
ングして交流電圧に変換し、電力変換用トランスの二次
側に生ずる交流電圧を主コンバータによって整流、平滑
すると共に、三次巻線に生ずる交流を整流、平滑し、入
力交流電圧の振幅が小さい時間に低下する主コンバータ
からの電力供給を補う補助コンバータを備える技術であ
る。

【００６９】本発明の原理によれば、入力コンデンサを
全波整流回路に並列に接続しないので、いかなる場合に
も突入電流を避けることができ、高耐圧部品を必要とす
る突入電流防止回路を挿入する必要性がなくなるので、
電源回路の小型化が可能になる。

【００７０】又、該入力コンデンサを除去しているの
で、全波整流電圧の特定の位相で幅の狭いパルス状の電
流が流れることがなくなり、電源回路の力率を改善する
ことができ、ひいては、電源回路トータルの電力効率を
改善することが可能になる。

【００７１】更に、入力交流電圧の振幅が小さくなる時
間には、主コンバータから負荷に供給される電圧が低下
する分を補助コンバータから供給するので、電源回路の
出力電圧を安定化することができると共に、電力の供給
を受ける電子装置の主機能回路における性能の低下を防
止することができる。

【００７２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第一の実施の形
態である。

【００７３】図１において、１は入力交流電圧源で、限
定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。

【００７４】２は、電源の起動、停止を行なうスイッチ
である。

【００７５】３、３ａ、３ｂ及び３ｃは入力交流電圧を
全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオー
ドである。

【００７６】４は電力変換用トランスで、この場合、一
次巻線４−１、二次巻線４−２の他に三次巻線４−３を
備えている。

【００７７】５は、全波整流された電圧をスイッチング
して交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタ
である。

【００７８】６は電力変換用トランス４の二次側巻線４
−２に生じた交流を整流するダイオード、７は整流波形
を平滑化するコンデンサである。

【００７９】８及び８ａは抵抗で、出力電圧を検出する
ための分圧器を構成する。

【００８０】９は負荷である。

【００８１】１０は抵抗８及び抵抗８ａによってなる分
圧器の出力を受けて、負荷９に供給される電圧を一定に
保つために第一のスイッチング・トランジスタ５のオ
ン、オフを制御する第一の制御回路で、ＰＷＭ制御によ
る出力電圧の制御を行なっている。

【００８２】そして、トランス４、第一のスイッチング
・トランジスタ５、ダイオード６、コンデンサ７、抵抗
８、抵抗８ａ及び第一の制御回路１０によってフライ・
バック方式の主コンバータが構成される。

【００８３】更に、図１に示す本発明の第一の実施の形
態においては、以下の構成要素によってなる回路が付加
される。

【００８４】即ち、１１は三次巻線４−３に生ずる交流
電圧を整流するダイオードである。

【００８５】１２はダイオード１１によって整流された
電圧を平滑するコンデンサである。

【００８６】そして、トランス４の一次巻線４−１、三
次巻線４−３、ダイオード１１及びコンデンサ１２はフ
ライ・バック回路を構成している。

【００８７】尚、第一のスイッチング・トランジスタ５
のスイッチングに伴ってトランス４の三次巻線に生ずる
電圧と、ダイオード１１及びコンデンサ１２による該三
次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図６の構成の動
作の説明において記載しているので、省略する。

【００８８】１３は該フライ・バック回路が整流、平滑
した電圧を源とする電流をオン、オフする第二のスイッ
チング・トランジスタである。

【００８９】１４は第二のスイッチング・トランジスタ
１３がオンしている時に磁気エネルギーを蓄積するコイ
ルである。

【００９０】１５は第二のスイッチング・トランジスタ
１３がオンしている時に負荷側からコイル１４に電流が
逆流するのを阻止し、第二のスイッチング・トランジス
タ１３がオフしている時にコイル１４に蓄積された磁気
エネルギーを負荷側に供給可能にするダイオードであ
る。

【００９１】１６及び１６ａは負荷に供給されている電
圧を検出する分圧回路を構成する抵抗である。

【００９２】１７は負荷に供給される電圧を平滑するコ
ンデンサである。

【００９３】１８は三次巻線の端子電圧を監視して、、
即ち、全波整流された電圧を監視する電圧監視回路、１
９は電圧監視回路１８の出力を反転入力端子に受け、抵
抗１６及び抵抗１６ａによってなる分圧回路の出力を非
反転入力端子に受け、全波整流電圧が所定の値以下の時
に論理レベル「１」を出力し、所定以上の電圧である時
に論理レベル「０」を出力するコンパレータ、２０はコ
ンパレータ１９の出力によって動作可能又は動作不可能
に制御され、抵抗１６及び抵抗１６ａによってなる分圧
器の出力によってＰＷＭ制御をする第二の制御回路であ
る。

【００９４】そして、第二のスイッチング・トランジス
タ１３、コイル１４、ダイオード１５、コンデンサ１
７、抵抗１６及び抵抗１６ａ、第二の制御回路２０によ
ってバック・ブースト方式の補助コンバータを構成す
る。

【００９５】図１の構成の、電力変換用トランス４の一
次側の動作については図８の構成と全く同じなので重複
する説明は省略し、ここでは、図１の構成の二次巻線側
と三次巻線側の回路を中心に、全波整流した電圧が所定
の値より低下した時にも負荷に一定な電力を供給できる
ことについて説明する。

【００９６】図２は、図１の構成が負荷に一定電力を供
給できることを説明する図である。

【００９７】図２（イ）は、入力交流電圧で、一部に瞬
断が発生することも想定して図示している。

【００９８】図２（ロ）は、図２（イ）の入力交流電圧
を全波整流した電圧で、この波形は図１０（ロ）と全く
同じである。トランス４の二次側の電圧は基本的には一
定であるので、三次巻線側のフライ・バック回路とバッ
ク・ブースト方式の補助コンバータがない場合には、二
次側の電圧より全波整流した電圧が低い場合にはトラン
ス４の一次巻線４−１には電流が流れない。

【００９９】このため、三次巻線側のフライ・バック回
路とバック・ブースト方式の補助コンバータがない場合
には、トランス４の二次巻線４−２側に対するエネルギ
ーの供給が一時的に途絶え、図２（ハ）の如く、全波整
流電圧が二次側の電圧より低い時間には、負荷に供給さ
れる電圧が変化（低下）する。

【０１００】図２（ニ）は、コンパレータの出力であ
る。コンパレータ１９は、電圧監視回路１８の出力を反
転入力端子に受け、抵抗１６及び抵抗１６ａによってな
る分圧器の出力を非反転入力端子に受けて、全波整流し
た電圧が所定の電圧より低いか否かを判定して、所定の
電圧より低い場合に論理レベル「１」を出力して、第二
の制御回路２０に供給する。

【０１０１】一方、第二の制御回路２０は、抵抗１６及
び抵抗１６ａよりなる分圧器の出力を受けて、スイッチ
ング・トランジスタをオン、オフするＰＷＭパルスを生
成している。

【０１０２】そこへ、コンパレータ１９から論理レベル
「１」が供給されると、第二の制御回路２０は生成して
いるＰＷＭパルスを出力してスイッチング・トランジス
タ１３のベースに供給して、スイッチング・トランジス
タ１３のオン、オフを制御する。尚、コンパレータ１９
から論理レベル「０」が供給されると、第二の制御回路
は生成しているＰＷＭパルスを出力することができな
い。

【０１０３】第二の制御回路２０が出力するＰＷＭパル
スによって第二のスイッチング・トランジスタ１３がオ
ンすると、コンデンサ１２に蓄積された電荷を源とする
電流がコイル１４に流れる。これによって、コイル１４
に磁気エネルギーの形でエネルギーが蓄積される。尚、
この時には、コイル１４の端子電圧はスイッチング・ト
ランジスタのエミッタ側で高電圧になるので、ダイオー
ド１５によってブロックされて、負荷側には電流が流れ
ることはできない。

【０１０４】この状態で、第二の制御回路２０が出力す
るＰＷＭパルスによって第二のスイッチング・トランジ
スタ１３がオフすると、コイル１４はリアクティブ作用
によって同じ方向に電流を流し続けようとするので、コ
イル１４の端子電圧は第二のスイッチング・トランジス
タ１３のエミッタ側が低電圧になり、コイル１４、負荷
９、ダイオード１５を経由して電流が流れて負荷に電圧
が供給される。

【０１０５】即ち、三次巻線側のフライ・バック回路と
補助コンバータからは、二次巻線側のフライ・バック回
路から供給される電圧が低下する時に負荷に電圧が供給
される。

【０１０６】そして、第一の制御回路１０は抵抗８及び
抵抗８ａよりなる分圧器の出力を受けてＰＷＭ制御して
おり、第二の制御回路２０は抵抗１６及び抵抗１６ａよ
りなる分圧器の出力を受けてＰＷＭ制御しているので、
三次巻線側のフライ・バック回路と補助コンバータがあ
る図１の構成の場合には負荷に供給される電圧は一定に
制御される。

【０１０７】従って、図１の構成は、一次側に入力コン
デンサを接続していないために、幅の狭いパルス状の電
流が流れず、電源回路の力率を改善することができ、
又、一次側に入力コンデンサを接続していないために、
突入電流を防止することができ、且つ、入力交流電圧が
所定値より低下する時間にも負荷に一定の電圧を供給す
ることができる。そして、一定の電圧を供給するという
ことは高周波雑音を抑圧していることであるので、電力
の供給を受ける電子装置の主機能回路の性能の低下を防
止することにもつながる。

【０１０８】尚、図１の構成では、コンデンサ１７と抵
抗１６及び１６ａよりなる分圧器を補助コンバータに設
けるものとして示しているが、抵抗１６及び１６ａより
なる分圧器は抵抗８及び８ａよりなる分圧器と並列に接
続されており、コンデンサ１７はコンデンサ７と並列に
接続されているので、抵抗１６及び１６ａとコンデンサ
１７を省くことができる。そして、抵抗１６及び１６ａ
よにる分圧器を省く場合には、コンパレータ１９及び第
二の制御回路２０に与える電圧は抵抗８及び８ａよりな
る分圧器からとればよい。そして、このことは以降に説
明する他の発明の実施の形態においても同様である。

【０１０９】図３は、本発明の第二の実施の形態であ
る。

【０１１０】図３において、１は入力交流電圧源で、限
定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。

【０１１１】２は、電源の起動、停止を行なうスイッチ
である。

【０１１２】３、３ａ、３ｂ及び３ｃは入力交流電圧を
全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオー
ドである。

【０１１３】４は電力変換用トランスで、この場合、一
次側巻線４−１、二次側巻線４−２の他に三次巻線４−
３を備えている。

【０１１４】５は、全波整流された電圧をスイッチング
して交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタ
である。

【０１１５】６は電力変換用トランス４の二次側巻線４
−２に生じた交流を整流するダイオード、７は整流波形
を平滑化するコンデンサである。

【０１１６】８及び８ａは抵抗で、出力電圧を検出する
ための分圧器を構成する。

【０１１７】９は負荷である。

【０１１８】１０は抵抗８及び抵抗８ａによってなる分
圧器の出力を受けて、負荷９に供給される電圧を一定に
保つために第一のスイッチング・トランジスタ５のオ
ン、オフを制御する第一の制御回路で、ＰＷＭ制御によ
る出力電圧の制御を行なっている。

【０１１９】そして、トランス４、第一のスイッチング
・トランジスタ５、ダイオード６、コンデンサ７、抵抗
８、抵抗８ａ及び第一の制御回路１０によってフライ・
バック方式の主コンバータが構成される。

【０１２０】更に、図３に示す本発明の第二の実施の形
態においては、以下の構成要素によって構成される回路
が付加される。

【０１２１】即ち、１１は三次巻線４−３に生ずる交流
電圧を整流するダイオードである。

【０１２２】１２はダイオード１１によって整流された
電圧を平滑するコンデンサである。

【０１２３】そして、トランス４の一次巻線４−１、三
次巻線４−３、ダイオード１１及びコンデンサ１２はフ
ライ・バック回路を構成している。

【０１２４】尚、第一のスイッチング・トランジスタ５
のスイッチングに伴ってトランス４の三次巻線に生ずる
電圧と、ダイオード１１及びコンデンサ１２による該三
次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図６の構成の動
作の説明において記載しているので、省略する。

【０１２５】１３は該フライ・バック回路が整流、平滑
した電圧を源とする電流をオン、オフする第二のスイッ
チング・トランジスタである。

【０１２６】１４は第二のスイッチング・トランジスタ
１３がオンしている時に直接負荷側に電流を供給すると
共に磁気エネルギーを蓄積し、第二のスイッチング・ト
ランジスタ１３がオフしている時には蓄積した磁気エネ
ルギーを放出して負荷側に電流を供給するコイルであ
る。

【０１２７】１５は第二のスイッチング・トランジスタ
１３がオンしている時にオフとなって第二のスイッチン
グ・トランジス１３とコイル１４を経由して負荷側に電
流の供給を可能にし、第二のスイッチング・トランジス
タ１３がオフしている時にはコイル１４に蓄積した磁気
エネルギーを放出して負荷側に電流を供給可能にするダ
イオードである。

【０１２８】１６及び１６ａは負荷に供給されている電
圧を検出する分圧回路を構成する抵抗である。

【０１２９】１７は負荷に供給される電圧を平滑するコ
ンデンサである。

【０１３０】１８は三次巻線の端子電圧を監視して、全
波整流した電圧が所定の電圧以下であることを監視する
電圧監視回路、１９は電圧監視回路１８の出力を反転入
力端子に受け、抵抗１６及び抵抗１６ａによってなる分
圧回路の出力を非反転入力端子に受け、全波整流電圧が
所定の電圧以下の時に論理レベル「１」を出力し、所定
以上の電圧である時に論理レベル「０」を出力するコン
パレータ、２０はコンパレータ１９の出力によって動作
可能又は動作不可能に制御され、抵抗１６及び抵抗１６
ａによってなる分圧器の出力によってＰＷＭ制御をする
第二の制御回路である。

【０１３１】そして、第二のスイッチング・トランジス
タ１３、コイル１４、ダイオード１５、コンデンサ１
７、抵抗１６及び抵抗１６ａ、第二の制御回路２０によ
ってバック方式の補助コンバータを構成する。

【０１３２】図１の構成の、電力変換用トランス４の一
次側の動作については図３の構成と全く同じなので重複
する説明は省略する。一方、図１の構成の二次巻線側と
三次巻線側の回路と動作と図３の構成の二次巻線側と三
次巻線側の回路と動作は類似しているものの、本発明の
重要なポイントであるので、負荷に一定の電圧が供給で
きることについて簡単に説明する。

【０１３３】もし、三次巻線側のフライ・バック回路と
バック方式の補助コンバータがない場合には、負荷に供
給される電圧は一定にはならない。

【０１３４】ここで、三次巻線側にフライ・バック回路
を設けているので、ダイオード１１とコンデンサ１２は
三次巻線に生ずる交流を整流、平滑する。

【０１３５】そして、第二の制御回路が出力するＰＷＭ
パルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３
がオンの時には、コンデンサ１２に蓄積された電荷がス
イッチング・トランジスタ１３、コイル１４を経由して
放電され、負荷に電流が供給される。

【０１３６】一方、第二の制御回路が出力するＰＷＭパ
ルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３が
オフの時には、コイル１４はリアクティブ作用によって
同じ方向に電流を流し続けようとするので、コイル１４
と第二のスイッチング・トランジスタ１３のエミッタの
接続点側の電位が低電位になり、コイル１４に蓄積され
た磁気エネルギーがコイル１４、負荷９、ダイオード１
５を経由して放出され、負荷に電流が供給される。

【０１３７】そして、上記動作は、全波整流した波形の
振幅が小さい時に第二のスイッチング・トランジスタ１
３のベースに第二の制御回路２０の出力をして行なわ
れ、しかも、第一の制御回路１０と第二の制御回路２０
が負荷に供給される電圧を一定に保つように制御してい
る。

【０１３８】これによって、図６における入力コンデン
サ２１を除去したために全波整流電圧の振幅が小さい時
に負荷に供給される電圧が低下することがなくなり、重
畳される高周波雑音も小さくなる。

【０１３９】その上、図６の構成のように、幅の狭いパ
ルス状の電流が流れることがなくなるので、電源回路の
力率を改善することができ、突入電流が流れることもな
くなる。

【０１４０】図４は、本発明の第三の実施の形態であ
る。

【０１４１】図４において、１は入力交流電圧源で、限
定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。

【０１４２】２は、電源の起動、停止を行なうスイッチ
である。

【０１４３】３、３ａ、３ｂ及び３ｃは入力交流電圧を
全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオー
ドである。

【０１４４】４は電力変換用トランスで、この場合、一
次側巻線４−１、二次側巻線４−２の他に三次巻線４−
３を備えている。

【０１４５】５は、全波整流された電圧をスイッチング
して交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタ
である。

【０１４６】６は電力変換用トランス４の二次側巻線４
−２に生じた交流を整流するダイオード、７は整流波形
を平滑化するコンデンサである。

【０１４７】８及び８ａは抵抗で、出力電圧を検出する
ための分圧器を構成する。

【０１４８】９は負荷である。

【０１４９】１０は抵抗８及び抵抗８ａによってなる分
圧器の出力を受けて、負荷９に供給される電圧を一定に
保つためにスイッチング・トランジスタ５のオン、オフ
を制御する第一の制御回路で、ＰＷＭ制御による出力電
圧の制御を行なっている。

【０１５０】そして、トランス４、第一のスイッチング
・トランジスタ５、ダイオード６、コンデンサ７、抵抗
８、抵抗８ａ及び第一の制御回路１０によってフライ・
バック方式の主コンバータが構成される。

【０１５１】更に、図３に示す本発明の第二の実施の形
態においては、以下の構成要素によってなる回路が付加
される。

【０１５２】即ち、１１は三次巻線４−３に生ずる交流
電圧を整流するダイオードである。

【０１５３】１２はダイオード１１によって整流された
電圧を平滑するコンデンサである。

【０１５４】そして、トランス４の一次巻線４−１、三
次巻線４−３、ダイオード１１及びコンデンサ１２はフ
ライ・バック回路を構成している。

【０１５５】尚、第一のスイッチング・トランジスタ５
のスイッチングに伴ってトランス４の三次巻線に生ずる
電圧と、ダイオード１１及びコンデンサ１２による該三
次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図６の構成の動
作の説明において記載しているので、省略する。

【０１５６】１３はオンの時に該フライ・バック回路が
整流、平滑した電圧を源とする電流を流して後述するコ
イル１４に磁気エネルギーを蓄積させ、オフの時にコイ
ル１４に蓄積した磁気エネルギーをダイオード１５を経
由して放出して負荷に電流供給を可能にする第二のスイ
ッチング・トランジスタである。

【０１５７】１４は第二のスイッチング・トランジスタ
１３がオンしている時にコンデンサ１２が放出する電気
エネルギーを磁気エネルギーに変換して蓄積し、第二の
スイッチング・トランジスタ１３がオフしている時に蓄
積した磁気エネルギーを放出して負荷側に電流を供給す
るコイルである。

【０１５８】１５は第二のスイッチング・トランジスタ
１３がオンしている時にオフとなって負荷側からコイル
１４への逆流を阻止し、第二のスイッチング・トランジ
スタ１３がオフの時にコイル１４に蓄積された磁気エネ
ルギーを放出して負荷に電流を供給するダイオードであ
る。

【０１５９】１６及び１６ａは負荷に供給されている電
圧を検出する分圧回路を構成する抵抗である。

【０１６０】１７は負荷に供給される電圧を平滑するコ
ンデンサである。

【０１６１】１８は三次巻線の端子電圧を監視して、全
波整流した電圧が所定の電圧以下であることを監視する
電圧監視回路、１９は電圧監視回路１８の出力を反転入
力端子に受け、抵抗１６及び抵抗１６ａによってなる分
圧回路の出力を非反転入力端子に受け、全波整流電圧が
所定の電圧以下の時に論理レベル「１」を出力し、所定
以上の電圧の時に論理レベル「０」を出力するコンパレ
ータ、２０はコンパレータ１９の出力によって動作可能
又は動作不可能に制御され、抵抗１６及び抵抗１６ａに
よってなる分圧器の出力によってＰＷＭ制御をする第二
の制御回路である。

【０１６２】そして、第二のスイッチング・トランジス
タ１３、コイル１４、ダイオード１５、コンデンサ１
７、抵抗１６及び抵抗１６ａ、第二の制御回路２０によ
ってバック方式の補助コンバータを構成する。

【０１６３】図１の構成の、電力変換用トランス４の一
次側の動作については図８の構成と全く同じなので重複
する説明は省略する。一方、図１及び図３の構成の二次
巻線側と三次巻線側の回路と動作は類似しているもの
の、本発明の重要なポイントであるので、負荷に一定の
電圧が供給されることについて簡単に説明する。

【０１６４】もし、三次巻線側のフライ・バック回路と
ブースト方式の補助コンバータがない場合には、負荷に
供給される電圧は一定にはならない。

【０１６５】ここで、三次巻線側にフライ・バック回路
を設けているので、ダイオード１１とコンデンサ１２は
三次巻線に生ずる交流を整流、平滑する。

【０１６６】そして、第二の制御回路が出力するＰＷＭ
パルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３
がオンの時には、コンデンサ１２に蓄積された電荷がコ
イル１４、第二のスイッチング・トランジスを経由して
放電され、コイル１４に磁気エネルギーの形で蓄積す
る。

【０１６７】一方、第二の制御回路が出力するＰＷＭパ
ルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３が
オフの時には、コイル１４はリアクティブ作用によって
電流を流し続けようとするので、コイル１４と第二のス
イッチング・トランジスタ１３のコレクタの接続点側の
電位が高電位になり、コイル１４に蓄積された磁気エネ
ルギーがダイオード１５を経由して放出され、負荷に電
流が供給される。

【０１６８】そして、上記動作は、全波整流した波形の
振幅が小さい時に第二のスイッチング・トランジスタ１
３のベースに第二の制御回路２０の出力を供給して行な
われ、しかも、第一の制御回路１０も負荷に供給される
電圧を一定に保つように制御している。

【０１６９】これによって、図６における入力コンデン
サ２１を除去したために全波整流電圧の振幅が小さい時
に負荷に供給される電圧が低下することがなくなる。こ
の結果、負荷に供給される直流電圧に重畳される高周波
雑音も軽減され、電力の供給を受ける電子装置の主機能
回路の性能低下を防止できる。

【０１７０】その上、図６の構成のように、幅の狭いパ
ルス状の電流が流れることがなくなるので、電源回路の
力率を改善することができ、突入電流が流れることもな
くなる。

【０１７１】ところで、上においては、三次巻線側に設
けられたフライ・バック回路で整流、平滑してコンデン
サに蓄積した電荷を源として流す電流によって磁気エネ
ルギーをコイルに蓄積する例を以て発明の実施の形態を
説明してきた。

【０１７２】しかし、磁気エネルギーを蓄積し、負荷側
に放出する素子はコイルには限定されない。

【０１７３】図５は、本発明の第一の実施の形態の変形
である。

【０１７４】図５は、図１の構成の変形ではあるが、先
に説明したように省略しうる素子を省略しているために
若干回路形が異なるので、重複を顧みずに構成の説明を
する。

【０１７５】図５において、１は入力交流電圧源で、限
定する必要性はないが、商用交流電圧源が主体である。

【０１７６】２は、電源の起動、停止を行なうスイッチ
である。

【０１７７】３、３ａ、３ｂ及び３ｃは入力交流電圧を
全波整流するダイオード・ブリッジを構成するダイオー
ドである。

【０１７８】４は電力変換用トランスで、この場合、一
次巻線４−１、二次巻線４−２の他に三次巻線４−３を
備えている。

【０１７９】５は、全波整流された電圧をスイッチング
して交流に変換する第一のスイッチング・トランジスタ
である。

【０１８０】６は電力変換用トランス４の二次側巻線４
−２に生じた交流を整流するダイオード、７は整流波形
を平滑化するコンデンサである。

【０１８１】８及び８ａは抵抗で、出力電圧を検出する
ための分圧器を構成する。

【０１８２】９は負荷である。

【０１８３】１０は抵抗８及び抵抗８ａによってなる分
圧器の出力を受けて、負荷９に供給される電圧を一定に
保つために第一のスイッチング・トランジスタ５のオ
ン、オフを制御する第一の制御回路で、ＰＷＭ制御によ
る出力電圧の制御を行なっている。

【０１８４】そして、トランス４、第一のスイッチング
・トランジスタ５、ダイオード６、コンデンサ７、抵抗
８、抵抗８ａ及び第一の制御回路１０によってフライ・
バック方式の主コンバータが構成される。

【０１８５】更に、図５に示す本発明の第一の実施の形
態の変形においては、以下の構成要素によってなる回路
が付加される。

【０１８６】即ち、１１は三次巻線４−３に生ずる交流
電圧を整流するダイオードである。

【０１８７】１２はダイオード１１によって整流された
電圧を平滑するコンデンサである。

【０１８８】そして、トランス４の一次巻線４−１、三
次巻線４−３、ダイオード１１及びコンデンサ１２はフ
ライ・バック回路を構成している。

【０１８９】尚、第一のスイッチング・トランジスタ５
のスイッチングに伴ってトランス４の三次巻線に生ずる
電圧と、ダイオード１１及びコンデンサ１２による該三
次巻線に生ずる電圧の整流、平滑動作は図６の構成の動
作の説明において記載しているので、省略する。

【０１９０】１３は該フライ・バック回路が整流、平滑
した電圧を源とする電流をオン、オフする第二のスイッ
チング・トランジスタである。

【０１９１】２３は第二のスイッチング・トランジスタ
１３がオンしている時に磁気エネルギーを蓄積するトラ
ンスで、一次巻線２３−１と二次巻線２３−２を有して
いる。１５は第二のスイッチング・トランジスタ１３
がオンしている時に負荷側からトランス２３の二次巻線
に電流が逆流するのを阻止し、第二のスイッチング・ト
ランジスタ１３がオフしている時にトランス２３に蓄積
された磁気エネルギーを負荷側に供給可能にするダイオ
ードである。

【０１９２】１８は三次巻線の端子電圧を監視して、、
即ち、全波整流された電圧を監視する電圧監視回路、１
９は電圧監視回路１８の出力を反転入力端子に受け、抵
抗８及び抵抗８ａによってなる分圧回路の出力を非反転
入力端子に受け、全波整流電圧が所定の値以下の時に論
理レベル「１」を出力し、所定以上の電圧である時に論
理レベル「０」を出力するコンパレータ、２０はコンパ
レータ１９の出力によって動作可能又は動作不可能に制
御され、抵抗８及び抵抗８ａによってなる分圧器の出力
によってＰＷＭ制御をする第二の制御回路である。

【０１９３】そして、第二のスイッチング・トランジス
タ１３、トランス２３、ダイオード１５、コンデンサ
７、抵抗８及び抵抗８ａ、第二の制御回路２０によって
バック・ブースト方式の補助コンバータを構成する。

【０１９４】図５の構成の、電力変換用トランス４の一
次側の動作については図３の構成と全く同じなので重複
する説明は省略する。一方、図１の構成の二次巻線側と
三次巻線側の回路と動作と図５の構成の二次巻線側と三
次巻線側の回路と動作は酷似しているものの、図１の構
成を図５の如く変形しても同じ動作を実現できることの
説明は重要であるので、図５の構成によっても負荷に一
定の電圧が供給できることについて簡単に説明する。

【０１９５】もし、三次巻線側のフライ・バック回路と
バック・ブースト方式の補助コンバータがない場合に
は、負荷に供給される電圧は一定にはならない。

【０１９６】ここで、三次巻線側にフライ・バック回路
を設けているので、ダイオード１１とコンデンサ１２は
三次巻線に生ずる交流を整流、平滑する。

【０１９７】そして、第二の制御回路が出力するＰＷＭ
パルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３
がオンの時には、コンデンサ１２に蓄積された電荷が第
二のスイッチング・トランジスタ１３、トランス２３の
一次巻線を経由して放電される。

【０１９８】しかし、この時にはトランス２３の二次巻
線の巻き始め側が高電圧になっているので、ダイオード
１５にブロックされて負荷側に電流は供給されない。

【０１９９】一方、第二の制御回路が出力するＰＷＭパ
ルスによって第二のスイッチング・トランジスタ１３が
オフの時には、トランス２３の一次巻線２３−１は誘導
性のリアクティブ作用によって同じ方向に電流を流し続
けようとするので、トランス２３の一次巻線２３−１の
巻き始め側が低電圧になり、従って、トランス２３の二
次巻線２３−２の巻き始め側も低電圧になり、トランス
２３に蓄積された磁気エネルギーがトランス２３の二次
巻線２３−２、ダイオード１５を経由して放出され、負
荷９に電流が供給される。

【０２００】つまり、図１の構成において、補助コンバ
ータにおいて磁気エネルギーを蓄積して放出する素子は
コイルに限定されず、トランスでもよく、誘導性のリア
クティブ素子でよいということになる。

【０２０１】そして、上記動作は、全波整流した波形の
振幅が小さい時に第二の制御回路２０が出力するＰＷＭ
パルスを第二のスイッチング・トランジスタ１３のベー
スに供給して行なわれ、しかも、第一の制御回路１０と
第二の制御回路２０が負荷に供給される電圧を一定に保
つように制御している。

【０２０２】これによって、図６における入力コンデン
サ２１を除去したために全波整流電圧の振幅が小さい時
に負荷に供給される電圧が低下することがなくなり、重
畳される高周波雑音も小さくなる。

【０２０３】その上、図６の構成のように、幅の狭いパ
ルス状の電流が流れることがなくなるので、電源回路の
力率を改善することができ、突入電流が流れることもな
くなる。

【０２０４】ここでは、図１の構成に対して、補助コン
バータにおいて磁気エネルギーを蓄積する素子をトラン
スにする変形を説明したが、図３及び図４の構成におい
て補助コンバータにおいて磁気エネルギーを蓄積する素
子をトランスにする変形も可能である。しかし、これに
ついては説明の重複を避けるために記載を省略する。

【０２０５】そして、補助コンバータにおいて磁気エネ
ルギーを蓄積して放出する素子としてトランスを適用す
ると、該トランスの巻き数比によって該補助コンバータ
の出力電圧を柔軟に決めることができる。このことは、
電源回路の出力電圧を柔軟に決めることができることも
意味し、トランスを適用する利点となる。

【０２０６】さて、上記説明においては一貫して、第一
のスイッチング・トランジスタ及び第二のスイッチング
・トランジスタがバイポーラ・トランジスタである場合
について説明してきたが、両者が電界効果トランジスタ
であってもよく、又、一方がバイポーラ・トランジスタ
でもう一方が電界効果トランジスタであってもよい。

【０２０７】そして、電界効果トランジスタを適用する
場合には、ゲートをバイポーラ・トランジスタのベース
に対応させ、ドレインをバイポーラ・トランジスタのコ
レクタに対応させ、ソースをバイポーラ・トランジスタ
のエミッタに対応させて、配線設計をすればよい。尚、
電界効果トランジスタは、耐圧はバイポーラ・トランジ
スタより優れており、オンの時の損失についてはバイポ
ーラ・トランジスタに匹敵するようになっているので、
最近は電界効果トランジスタを適用するケースが増えて
いる。

【０２０８】

【発明の効果】以上詳述した如く、本発明によれば、商
用交流電圧を受電して全波整流した電圧を第一のスイッ
チング・トランジスタによって交流変換し、電力変換用
トランスの二次側に生じた交流電圧を主コンバータによ
って整流、平滑した直流電圧を負荷に供給する電源回路
において、入力コンデンサを全波整流回路に並列に接続
しないので、突入電流を避けることができ、突入電流防
止回路を挿入する必要性がなくなるために電源回路の小
型化が可能になる。

【０２０９】又、該入力コンデンサを除去しているの
で、全波整流電圧の特定の位相で幅の狭いパルス状の電
流が流れることがなくなり、電源回路の力率を改善する
ことができる。

【０２１０】更に、入力交流電圧の振幅が小さくなる時
間と瞬断が生じている時に主コンバータから負荷に供給
される電圧が低下する分を補助コンバータから供給する
ことができるので、負荷に供給される電圧を一定に保つ
ことができる。これは、電源回路の出力雑音の低下をも
意味する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一の実施の形態。

【図２】負荷に一定電圧を供給できることを説明する
図。

【図３】本発明の第二の実施の形態。

【図４】本発明の第三の実施の形態。

【図５】本発明の第一の実施の形態の変形。

【図６】従来の交流入力でスイッチング・レギュレー
タ方式の電源回路。

【図７】図６の構成の一次巻線側の各部の波形。

【図８】図６の構成から入力コンデンサを除去した構
成。

【図９】図８の構成の一次巻線側の各部の波形。

【図１０】図８の構成が負荷に供給する電圧の変化を
説明する図。

【符号の説明】

１入力交流電圧源２スイッチ３ダイオード３ａダイオード３ｂダイオード３ｃダイオード４トランス４−１一次巻線４−２二次巻線４−３三次巻線５第一のスイッチング・トランジスタ６ダイオード７コンデンサ８抵抗８ａ抵抗９負荷１０第一の制御回路１１ダイオード１２コンデンサ１３第二のスイッチング・トランジスタ１４コイル１５ダイオード１６抵抗１６ａ抵抗１７コンデンサ１８電圧監視回路１９コンパレータ２０第二の制御回路２１入力コンデンサ２２突入電流防止回路２３トランス２３−１一次巻線２３−２二次巻線

フロントページの続きＦターム(参考） 5H730 AA18 AA20 AS01 BB43 BB57 DD02 EE07 EE18 EE73 FD01 FD21 FG05 XC09 XX03 XX15

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電圧を受電して全波整流した電圧
を、第一の制御回路によってオン、オフ制御される第一
のスイッチング・トランジスタによって交流変換し、電
力変換用トランスの二次巻線に生ずる交流電圧を主コン
バータによって整流、平滑した直流電圧を負荷に供給す
る電源回路において、一次巻線側の全波整流回路には入力コンデンサを並列に
接続せず、三次巻線に生ずる交流電圧を整流、平滑した電圧を源と
する電流によって磁気エネルギーを蓄積し、入力交流電
圧が所定の値より低い時に、蓄積した磁気エネルギーを
源とする電流を負荷に供給する補助コンバータを備える
ことを特徴とする電源回路。
【請求項２】請求項１に記載の電源回路であって、上記補助コンバータは、出力線に直列に配置された、出力電圧を一定に制御する
第二の制御回路によってオン、オフ制御される第二のス
イッチング・トランジスタがオンの間に三次巻線に生ず
る交流電圧を整流、平滑した電圧を源とする電流によっ
て、誘導性のリアクティブ素子に磁気エネルギーを蓄積
し、該第二のスイッチング・トランジスタがオフの間に該誘
導性のリアクティブ素子に蓄積した磁気エネルギーを源
とする電流を負荷に供給するバック・ブースト方式の補
助コンバータであることを特徴とする電源回路。
【請求項３】請求項１に記載の電源回路であって、上記補助コンバータは、出力線に直列に配置された、出力電圧を一定に制御する
第二の制御回路によってオン、オフ制御される第二のス
イッチング・トランジスタがオンの間に三次巻線に生ず
る交流電圧を整流、平滑した電圧を源とする電流によっ
て、誘導性のリアクティブ素子に磁気エネルギーを蓄積
すると共に、負荷に電流を供給し、該第二のスイッチング・トランジスタがオフの間に該誘
導性のリアクティブ素子に蓄積した磁気エネルギーを源
とする電流を負荷に供給するバック方式の補助コンバー
タであることを特徴とする電源回路。
【請求項４】請求項１に記載の電源回路であって、上記補助コンバータは、出力線に並列に配置された、出力電圧を一定に制御する
第二の制御回路によってオン、オフ制御される第二のス
イッチング・トランジスタがオンの間に三次巻線に生ず
る交流電圧を整流、平滑した電圧を源とする電流によっ
て、誘導性のリアクティブ素子に磁気エネルギーを蓄積
し、該第二のスイッチング・トランジスタがオフの間に該誘
導性のリアクティブ素子に蓄積した磁気エネルギーを源
とする電流を負荷に供給するブースト方式の補助コンバ
ータであることを特徴とする電源回路。