JP2006352959A - 直流−直流変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】
直流−直流変換回路の変圧器二次巻線に接続される整流回路のスナバとして、従来のようなＲＣＤスナバを用いると、電源の変動範囲が大きい場合損失が大きくなるという課題があった。
【解決手段】
直流を交流に変換する、いわゆるインバータの出力に変圧器の一次巻線を、前記変圧器の二次巻線に整流回路の入力を、前記整流回路の出力の一端に平滑リアクトルの一端を、前記平滑リアクトルの他端と前記整流回路の他端との間に半導体スイッチを、前記リアクトルの他端に第１のダイオードの一端を、前記第１のダイオードの他端と前記整流回路の他端との間に第１のコンデンサと負荷との並列回路を、それぞれ接続した、いわゆる直流−直流変換装置路において、前記整流回路の出力の一端と第１のコンデンサの一端との間に第２のダイオードを接続し、かつ前記整流回路の出力電圧を、第１のコンデンサの電圧よりも低く設定する。
【選択図】 図１
直流−直流変換回路の変圧器二次巻線に接続される整流回路のスナバとして、従来のようなＲＣＤスナバを用いると、電源の変動範囲が大きい場合損失が大きくなるという課題があった。
【解決手段】
直流を交流に変換する、いわゆるインバータの出力に変圧器の一次巻線を、前記変圧器の二次巻線に整流回路の入力を、前記整流回路の出力の一端に平滑リアクトルの一端を、前記平滑リアクトルの他端と前記整流回路の他端との間に半導体スイッチを、前記リアクトルの他端に第１のダイオードの一端を、前記第１のダイオードの他端と前記整流回路の他端との間に第１のコンデンサと負荷との並列回路を、それぞれ接続した、いわゆる直流−直流変換装置路において、前記整流回路の出力の一端と第１のコンデンサの一端との間に第２のダイオードを接続し、かつ前記整流回路の出力電圧を、第１のコンデンサの電圧よりも低く設定する。
【選択図】 図１
Description
本発明は、絶縁形直流−直流変換装置における変圧器二次側整流ダイオードの過電圧を防止する回路技術に関する。
図４に第１の従来方式の回路構成を示す。図４において、1は直流電源、２〜５は半導体スイッチ、６は変圧器、７〜１０はダイオード、１１はリアクトル、１２はコンデンサ、１３は負荷、１４はコンデンサ、１５はダイオード、１６は抵抗である。
図５にその動作を示す。ここでは簡単化のためコンデンサ１４、ダイオード１５および抵抗１６で構成されたいわゆるＲＣＤスナバの波形への影響は省略している。
半導体スイッチ２と５をオンすると変圧器６の一次巻線に正の電圧が、半導体スイッチ３と４をオンすると変圧器６の一次巻線に負の電圧が印加される。正負の電圧を交互に印加することで変圧器６には高周波の交流が入力される。この周波数は、変圧器の小形化、騒音防止のため10kHz以上とするのが一般的である。変圧器６により絶縁、変圧した後ダイオード７〜１０からなる全波整流回路により整流し、リアクトル１１およびコンデンサ１２により平滑することで負荷１３にリプルの小さな直流電圧を供給する。負荷１３に印加する電圧は、パルス幅制御により変圧器６に印加する電圧の時比率を変えることで制御可能である。変圧器６に正の電圧を印加する期間と、負の電圧を印加する期間の間には半導体スイッチ２〜５を全てオフする期間を設ける。この期間においてもリアクトル１１の作用により負荷側には電流が流れ続ける。以下、この期間を環流期間と称する。環流期間においてはダイオード７〜１０が全てオンし、変圧器６への印加電圧は0Vとなる。この回路の目的は、直流電源１と負荷１３とを絶縁するとともに、負荷１３に印加する電圧を安定化することにある。
例えば、負荷１３の定格電圧が100Vであり、直流電源1の最低電圧も100Vであったとすると、６の変圧比を１：１よりわずかに高い値(回路内の電圧降下補償のため)に設定しておく。直流電源1の電圧が100Vの場合には電圧を印加する時比率をほぼ1.0とする(正負極性の切換時間遅れなどにより、電圧を印加する時比率を1.0にはできないため)。また、直流電源１の電圧が200Vとなった場合、時比率をおよそ0.5とする。変圧器６の二次電圧振幅は200V強であるが、電圧が印加される期間が全体の1/2であるので、平均値は約100Vであり、リアクトル１１とコンデンサ１２の平滑作用により負荷１３には平均値が印加される。
図５にその動作を示す。ここでは簡単化のためコンデンサ１４、ダイオード１５および抵抗１６で構成されたいわゆるＲＣＤスナバの波形への影響は省略している。
半導体スイッチ２と５をオンすると変圧器６の一次巻線に正の電圧が、半導体スイッチ３と４をオンすると変圧器６の一次巻線に負の電圧が印加される。正負の電圧を交互に印加することで変圧器６には高周波の交流が入力される。この周波数は、変圧器の小形化、騒音防止のため10kHz以上とするのが一般的である。変圧器６により絶縁、変圧した後ダイオード７〜１０からなる全波整流回路により整流し、リアクトル１１およびコンデンサ１２により平滑することで負荷１３にリプルの小さな直流電圧を供給する。負荷１３に印加する電圧は、パルス幅制御により変圧器６に印加する電圧の時比率を変えることで制御可能である。変圧器６に正の電圧を印加する期間と、負の電圧を印加する期間の間には半導体スイッチ２〜５を全てオフする期間を設ける。この期間においてもリアクトル１１の作用により負荷側には電流が流れ続ける。以下、この期間を環流期間と称する。環流期間においてはダイオード７〜１０が全てオンし、変圧器６への印加電圧は0Vとなる。この回路の目的は、直流電源１と負荷１３とを絶縁するとともに、負荷１３に印加する電圧を安定化することにある。
例えば、負荷１３の定格電圧が100Vであり、直流電源1の最低電圧も100Vであったとすると、６の変圧比を１：１よりわずかに高い値(回路内の電圧降下補償のため)に設定しておく。直流電源1の電圧が100Vの場合には電圧を印加する時比率をほぼ1.0とする(正負極性の切換時間遅れなどにより、電圧を印加する時比率を1.0にはできないため)。また、直流電源１の電圧が200Vとなった場合、時比率をおよそ0.5とする。変圧器６の二次電圧振幅は200V強であるが、電圧が印加される期間が全体の1/2であるので、平均値は約100Vであり、リアクトル１１とコンデンサ１２の平滑作用により負荷１３には平均値が印加される。
この回路において、たとえば環流期間から、正の電圧が印加される期間に移行するとダイオード８および９には逆電圧が印加されるため、極短い時間逆電流(いわゆる逆回復電流)を流したのち、還流電流を遮断する動作を行う。逆回復電流の供給源は変圧器６であり、電流経路には漏れインダクタンスＡが存在する。電流遮断時に電流変化率に応じた電圧が漏れインダクタンスＡに発生し、この電圧がダイオード８および９の両端に印加される。この電圧が大きいとダイオード８および９を破損する危険があるため、コンデンサ１４、ダイオード１５および抵抗１６からなるスナバ回路を設ける。
ダイオード９の逆回復電流は、最初変圧器６→漏れインダクタンスＡ→ダイオード７→ダイオード９→変圧器６の経路で流れるが、ダイオード９がこの電流を遮断しても、変圧器６→漏れインダクタンスＡ→ダイオード７→ダイオード１５→コンデンサ１４→ダイオード１０→変圧器６の経路で漏れインダクタンスＡの電流は流れ続けるため、漏れインダクタンスＡの電流変化率が抑制され、ダイオード９に印加される電圧は小さくなる。ダイオード８に対する作用も同様である。この時コンデンサ１４が充電され、その電圧は一旦上昇するが、抵抗１６を介してコンデンサ１２に放電され、次の充電までに充電前の電圧に復帰する。このスナバ回路については特許文献１にその構成と原理が示されており、整流電圧と出力電圧との差が小さければ、抵抗１６において発生する損失を小さく抑えられることが述べられている。
ダイオード９の逆回復電流は、最初変圧器６→漏れインダクタンスＡ→ダイオード７→ダイオード９→変圧器６の経路で流れるが、ダイオード９がこの電流を遮断しても、変圧器６→漏れインダクタンスＡ→ダイオード７→ダイオード１５→コンデンサ１４→ダイオード１０→変圧器６の経路で漏れインダクタンスＡの電流は流れ続けるため、漏れインダクタンスＡの電流変化率が抑制され、ダイオード９に印加される電圧は小さくなる。ダイオード８に対する作用も同様である。この時コンデンサ１４が充電され、その電圧は一旦上昇するが、抵抗１６を介してコンデンサ１２に放電され、次の充電までに充電前の電圧に復帰する。このスナバ回路については特許文献１にその構成と原理が示されており、整流電圧と出力電圧との差が小さければ、抵抗１６において発生する損失を小さく抑えられることが述べられている。
図６に第２の従来方式の回路構成を示す。図４と同一部分については同一記号を付してその説明は省略する。これは図４の回路の抵抗１６を、半導体スイッチ１７、リアクトル１８からなる回路に置き換えたものである。この回路は降圧チョッパとしてよく知られており、半導体スイッチ１７がオンするとリアクトル１８の電流は増加し、オフすると減少する。オン／オフの時比率を調整することでコンデンサ１４の電圧を、コンデンサ１２の電圧より高い、ある範囲内に保つことができ、放電にともなう回路損失を最小限にすることができる。このスナバ回路については特許文献２にその構成と原理が示されており、変圧器への電圧印加に同期して降圧チョッパの半導体スイッチを特定時間オンさせることで、スナバ回路の電圧を整流電圧付近に保つことが述べられている。
特開昭６１−１０６０６８
特開平０１−１７７８７０
第１の従来方式において、整流電圧と出力電圧との差電圧が大きい場合、抵抗１６で発生する損失が大きくなる。たとえば図４の例で入力電圧が200Vの場合、漏れインダクタンスＡが存在していなかったとしても、コンデンサ１４の電圧は一旦Erのピーク電圧（約200V）まで充電された後、還流期間にEo=100V付近まで放電される。また、Er印加中に抵抗16の両端にはErとEoの差電圧100Vが印加されるためＡのエネルギーを処理する以上の大きなエネルギーが失われる。 さらに、実際には漏れインダクタンスＡとコンデンサ１４とが整流回路の出力電圧Erとコンデンサ１４の初期電圧(=Eo)の差によりLC共振を起こすため、本来の印加電圧より大きな電圧が加わることになり、放電時の損失が大きくなる。
これらの問題は抵抗１６の抵抗値を大きくすればある程度改善できるが、抵抗値の増加は、装置の動作条件内のいかなる場合も、放電の不足により過電圧を生じない範囲に留める必要があり、その効果は限定される。
これらの問題は抵抗１６の抵抗値を大きくすればある程度改善できるが、抵抗値の増加は、装置の動作条件内のいかなる場合も、放電の不足により過電圧を生じない範囲に留める必要があり、その効果は限定される。
第２の従来方式はこれを解決するものであるが、部品点数が増加する。
回路動作は、コンデンサ１４の電圧が変圧器６の二次電圧Ｅ２程度となるように、半導体スイッチ１７のオン期間を調整することにより、変圧器６の漏れインダクタンスＡのエネルギーをコンデンサ１４で吸収し、この吸収したエネルギーを半導体スイッチ１７、ダイオード１９およびリアクトル１８からなるチョッパ回路でコンデンサ１２に放出する方法である。
回路動作は、コンデンサ１４の電圧が変圧器６の二次電圧Ｅ２程度となるように、半導体スイッチ１７のオン期間を調整することにより、変圧器６の漏れインダクタンスＡのエネルギーをコンデンサ１４で吸収し、この吸収したエネルギーを半導体スイッチ１７、ダイオード１９およびリアクトル１８からなるチョッパ回路でコンデンサ１２に放出する方法である。
上述の課題を解決するため、請求項１の発明では、直流を交流に変換する、いわゆるインバータの出力に変圧器の一次巻線を、前記変圧器の二次巻線に整流回路の入力を、前記整流回路の出力の一端に平滑リアクトルの一端を、前記平滑リアクトルの他端と前記整流回路の他端との間に半導体スイッチを、前記リアクトルの他端に第１のダイオードの一端を、前記第１のダイオードの他端と前記整流回路の他端との間に第１のコンデンサと負荷との並列回路を、それぞれ接続した、いわゆる直流−直流変換装置路において、前記整流回路の出力の一端と第１のコンデンサの一端との間に第２のダイオードを接続し、かつ前記整流回路の出力電圧を、第１のコンデンサの電圧よりも低く設定する。
また、請求項２の発明では、直流を交流に変換する、いわゆるインバータの出力に変圧器の一次巻線を、前記変圧器の二次巻線に整流回路の入力を、前記整流回路の出力の一端に平滑リアクトルの一端を、前記平滑リアクトルの他端と前記整流回路の他端との間に半導体スイッチを、前記リアクトルの他端に第１のダイオードの一端を、前記第１のダイオードの他端と前記整流回路の他端との間に第１のコンデンサと負荷との並列回路を、それぞれ接続した、いわゆる直流−直流変換装置において、前記整流回路の出力の一端と第１のコンデンサの一端との間に第２のダイオードと抵抗との直列回路を、第２のダイオードと抵抗との直列接続点と前記整流回路の出力の他端との間に第２のコンデンサを接続し、かつ前記整流回路の出力電圧を、第１のコンデンサの電圧よりも低く設定する。
また、請求項２の発明では、直流を交流に変換する、いわゆるインバータの出力に変圧器の一次巻線を、前記変圧器の二次巻線に整流回路の入力を、前記整流回路の出力の一端に平滑リアクトルの一端を、前記平滑リアクトルの他端と前記整流回路の他端との間に半導体スイッチを、前記リアクトルの他端に第１のダイオードの一端を、前記第１のダイオードの他端と前記整流回路の他端との間に第１のコンデンサと負荷との並列回路を、それぞれ接続した、いわゆる直流−直流変換装置において、前記整流回路の出力の一端と第１のコンデンサの一端との間に第２のダイオードと抵抗との直列回路を、第２のダイオードと抵抗との直列接続点と前記整流回路の出力の他端との間に第２のコンデンサを接続し、かつ前記整流回路の出力電圧を、第１のコンデンサの電圧よりも低く設定する。
本発明により、電源電圧変動が大きい場合でも、ダイオードへの印加電圧を低く抑えられ、また、回路の複雑化を最低限としつつ、漏れインダクタンスのエネルギー以上の不必要な充放電損失が発生しないように処理できるため、損失の低減、装置の小形化が図れる。
本発明の要点は、直流を交流に変換する、いわゆるインバータの出力に変圧器の一次側を、前記変圧器の二次側に整流回路の入力を、前記整流回路の出力に昇圧チョッパを接続し、整流回路の出力電圧を昇圧チョッパ出力のコンデンサ電圧よりも低く設定することにより、従来のＲＣＤスナバやダイオードだけで、整流ダイオード逆回復時の印加電圧を低損失で低く抑えるようにした点である。
図1に本発明の第１の実施例を、図２にその動作を示す。図４と同一の部品については同一符号を付してその説明は省略する。
図１において、２０は半導体スイッチ、２１、２２はダイオードである。
リアクトル１１、半導体スイッチ２０、ダイオード２１、コンデンサ１２からなる回路は昇圧チョッパとしてよく知られており、入力電圧よりも出力電圧を高く保つことができる。半導体スイッチ２０がオンする時比率をαとすると、リアクトル１１の電流が連続の際に
出力電圧＝１／（１−α）×入力電圧
の関係が成立する。
図４の回路と同様に直流電源１の電圧範囲を100V〜200V、定格出力電圧を100Vとし、変圧器６の変圧比は２：１よりわずかに小さい値に設定する。図４の回路と異なり変圧器に電圧を印加する時比率は直流電源１の電圧変動に関わらず1.0に近い最大値とする。
図１において、２０は半導体スイッチ、２１、２２はダイオードである。
リアクトル１１、半導体スイッチ２０、ダイオード２１、コンデンサ１２からなる回路は昇圧チョッパとしてよく知られており、入力電圧よりも出力電圧を高く保つことができる。半導体スイッチ２０がオンする時比率をαとすると、リアクトル１１の電流が連続の際に
出力電圧＝１／（１−α）×入力電圧
の関係が成立する。
図４の回路と同様に直流電源１の電圧範囲を100V〜200V、定格出力電圧を100Vとし、変圧器６の変圧比は２：１よりわずかに小さい値に設定する。図４の回路と異なり変圧器に電圧を印加する時比率は直流電源１の電圧変動に関わらず1.0に近い最大値とする。
直流電源１の電圧値が100Vの際には整流電圧Erは50V弱となるが、半導体スイッチ２０においてα＝0.5強にすればこれを2倍強に昇圧できるので、負荷には100Vが供給される。直流電源１の電圧値が200Vの際には整流回路の出力電圧Erが100V弱となるのでαを微小にしてわずかに昇圧した電圧を負荷に供給する。
電圧の関係をこのように設定すると、定常的にEr＜Eoが成立するので、ダイオード２２は定常的には導通せず、前記の逆回復電流遮断のタイミングで整流電圧Erが負荷電圧Eoを超えようとした一瞬のみ導通する。このときの電流経路はたとえば変圧器６→漏れインダクタンスＡ→ダイオード７→ダイオード２２→コンデンサ１２→ダイオード１０→変圧器６である。ダイオード２２の導通により整流回路の出力電圧Erが負荷電圧Eoに制限されるため、ダイオード７〜９に過電圧が印加されるのを防止することができる。
図１の回路は、図４の回路と比べると、一見変換段数が増えたため損失が増加するように思われるが、変圧器６の変圧比が小さくなった分、同じ二次電流に対する一次電流が小さくなり半導体スイッチ２〜５の損失を小さくすることができる。また、二次電圧を下げたことによりダイオード７〜１０は耐圧の低いものを用いることができ、その分低損失なものを選定することが可能となる。このため装置の条件によっては変換段数の増加による損失増加を相殺し、かえって損失を減らすことも可能となる。
電圧の関係をこのように設定すると、定常的にEr＜Eoが成立するので、ダイオード２２は定常的には導通せず、前記の逆回復電流遮断のタイミングで整流電圧Erが負荷電圧Eoを超えようとした一瞬のみ導通する。このときの電流経路はたとえば変圧器６→漏れインダクタンスＡ→ダイオード７→ダイオード２２→コンデンサ１２→ダイオード１０→変圧器６である。ダイオード２２の導通により整流回路の出力電圧Erが負荷電圧Eoに制限されるため、ダイオード７〜９に過電圧が印加されるのを防止することができる。
図１の回路は、図４の回路と比べると、一見変換段数が増えたため損失が増加するように思われるが、変圧器６の変圧比が小さくなった分、同じ二次電流に対する一次電流が小さくなり半導体スイッチ２〜５の損失を小さくすることができる。また、二次電圧を下げたことによりダイオード７〜１０は耐圧の低いものを用いることができ、その分低損失なものを選定することが可能となる。このため装置の条件によっては変換段数の増加による損失増加を相殺し、かえって損失を減らすことも可能となる。
図３に本発明の第２の実施例を示す。図１と同一の部品については同一符号を付してその説明は省略する。図３において、２３はコンデンサ、２４は抵抗である。
図１の回路において、大容量器の場合には装置が大型のため、部品配置の都合上ダイオード２２からコンデンサ１２に至る経路が長くなる場合が多い。この場合回路上の配線インダクタンスがダイオード２２の電圧抑制効果を減殺してしまう。図３の回路は逆回復時の漏れインダクタンスＡのエネルギーを一旦ダイオード７〜１０の近くに配置したコンデンサ２３で吸収し、その後これを抵抗２４でコンデンサ１２に放出するものである。抵抗２４は漏れインダクタンスＡとコンデンサ２３との共振防止を目的とする。すなわちダイオード２２、コンデンサ２３、抵抗２４は図４の従来技術と同様にＲＣＤスナバを適用したものであるが、昇圧チョッパによって整流電圧Erと負荷電圧Eoとの大小関係を入れ替え、スナバ損失を最低限(漏れインダクタンスＡのエネルギー相当分のみ)とした点が異なる。
図１の回路において、大容量器の場合には装置が大型のため、部品配置の都合上ダイオード２２からコンデンサ１２に至る経路が長くなる場合が多い。この場合回路上の配線インダクタンスがダイオード２２の電圧抑制効果を減殺してしまう。図３の回路は逆回復時の漏れインダクタンスＡのエネルギーを一旦ダイオード７〜１０の近くに配置したコンデンサ２３で吸収し、その後これを抵抗２４でコンデンサ１２に放出するものである。抵抗２４は漏れインダクタンスＡとコンデンサ２３との共振防止を目的とする。すなわちダイオード２２、コンデンサ２３、抵抗２４は図４の従来技術と同様にＲＣＤスナバを適用したものであるが、昇圧チョッパによって整流電圧Erと負荷電圧Eoとの大小関係を入れ替え、スナバ損失を最低限(漏れインダクタンスＡのエネルギー相当分のみ)とした点が異なる。
尚、インバータ回路や変圧器二次側の整流回路はフルブリッジ回路で説明したが、ハーフブリッジ回路やセンタータップ回路を用いた場合も同様の動作となる。
本発明は、電源電圧変動範囲の大きい交流電源や直流電源に接続されるスイッチング電源、ＤＣ−ＤＣコンバータ、直流電源装置などへの適用が可能である。
１・・・直流電源 ２〜５、１７、２０・・・半導体スイッチ
６・・・変圧器 ７〜１０、１５、１９、２１、２２・・・ダイオード
１１、１８・・・リアクトル １２、１４、２３・・・コンデンサ
１３・・・負荷 １６、２４・・・抵抗 Ａ・・・漏れインダクタンス
６・・・変圧器 ７〜１０、１５、１９、２１、２２・・・ダイオード
１１、１８・・・リアクトル １２、１４、２３・・・コンデンサ
１３・・・負荷 １６、２４・・・抵抗 Ａ・・・漏れインダクタンス
Claims (2)
- 直流を交流に変換する、いわゆるインバータの出力に変圧器の一次巻線を、前記変圧器の二次巻線に整流回路の入力を、前記整流回路の出力の一端に平滑リアクトルの一端を、前記平滑リアクトルの他端と前記整流回路の他端との間に半導体スイッチを、前記リアクトルの他端に第１のダイオードの一端を、前記第１のダイオードの他端と前記整流回路の他端との間に第１のコンデンサと負荷との並列回路を、それぞれ接続した、いわゆる直流−直流変換装置において、
前記整流回路の出力の一端と第１のコンデンサの一端との間に第２のダイオードを接続し、かつ前記整流回路の出力電圧を、第１のコンデンサの電圧よりも低く設定したことを特徴とする直流−直流変換装置。 - 直流を交流に変換する、いわゆるインバータの出力に変圧器の一次巻線を、前記変圧器の二次巻線に整流回路の入力を、前記整流回路の出力の一端に平滑リアクトルの一端を、前記平滑リアクトルの他端と前記整流回路の他端との間に半導体スイッチを、前記リアクトルの他端に第１のダイオードの一端を、前記第１のダイオードの他端と前記整流回路の他端との間に第１のコンデンサと負荷との並列回路を、それぞれ接続した、いわゆる直流−直流変換装置において、
前記整流回路の出力の一端と第１のコンデンサの一端との間に第２のダイオードと抵抗との直列回路を、第２のダイオードと抵抗との直列接続点と前記整流回路の出力の他端との間に第２のコンデンサを接続し、かつ前記整流回路の出力電圧を、第１のコンデンサの電圧よりも低く設定したことを特徴とする直流−直流変換装置。
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