JP2003088114A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 逆電流の通電量を抑制できる同期整流器を備
えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【解決手段】 逆電流を検知する逆電流検知手段４３を
設ける。また、逆電流が検知されたときに入出力変換比
を増加する逆電流抑制手段４４を設ける。チョークコイ
ル１３は微小の逆電流が流れる通電量範囲ではインダク
タンスを大にし、通常動作モード時以上の通電量範囲で
はインダクタンスを小に可変する。これにより、出力電
流が負（−）である領域（逆電流通電領域）において、
出力電流の変動分に対する出力電圧の変動が非常に大き
い特有なレギュレーション特性を持たせる。この特有な
レギュレーション特性を持たせることにより、逆電流の
増加を抑制でき、逆電流通電に起因した部品の破損や、
損失増加問題を回避する。
えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【解決手段】 逆電流を検知する逆電流検知手段４３を
設ける。また、逆電流が検知されたときに入出力変換比
を増加する逆電流抑制手段４４を設ける。チョークコイ
ル１３は微小の逆電流が流れる通電量範囲ではインダク
タンスを大にし、通常動作モード時以上の通電量範囲で
はインダクタンスを小に可変する。これにより、出力電
流が負（−）である領域（逆電流通電領域）において、
出力電流の変動分に対する出力電圧の変動が非常に大き
い特有なレギュレーション特性を持たせる。この特有な
レギュレーション特性を持たせることにより、逆電流の
増加を抑制でき、逆電流通電に起因した部品の破損や、
損失増加問題を回避する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源装
置等に組み込まれる同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコン
バータに関するものである。
置等に組み込まれる同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコン
バータに関するものである。
【０００２】
【背景技術】スイッチング電源装置等に組み込まれるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、周知のように、直流の入力電圧
Ｖinをスイッチ素子（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ）のスイ
ッチング動作によって一旦交流に変換し、この交流電圧
を整流平滑回路によって整流・平滑して直流の電圧Ｖou
tを負荷に出力するものである。このようなＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、上記スイッチ素子のスイッチング動作
を制御することで上記出力電圧Ｖoutを可変制御するこ
とができる。換言すれば、入力電圧Ｖinに対する出力電
圧Ｖoutの比（入出力変換比）はスイッチ素子のスイッ
チング動作により定まる。このことから、出力電圧Ｖou
tを検出し該検出電圧に基づいて上記出力電圧Ｖoutを設
定の電圧値に安定させるべく上記スイッチ素子のスイッ
チング動作制御が行われている。また、近年、上記整流
平滑回路の整流器として、導通損失の低減を図るため
に、同期整流器を用いるものが増えてきている。
Ｃ−ＤＣコンバータは、周知のように、直流の入力電圧
Ｖinをスイッチ素子（例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ）のスイ
ッチング動作によって一旦交流に変換し、この交流電圧
を整流平滑回路によって整流・平滑して直流の電圧Ｖou
tを負荷に出力するものである。このようなＤＣ−ＤＣ
コンバータでは、上記スイッチ素子のスイッチング動作
を制御することで上記出力電圧Ｖoutを可変制御するこ
とができる。換言すれば、入力電圧Ｖinに対する出力電
圧Ｖoutの比（入出力変換比）はスイッチ素子のスイッ
チング動作により定まる。このことから、出力電圧Ｖou
tを検出し該検出電圧に基づいて上記出力電圧Ｖoutを設
定の電圧値に安定させるべく上記スイッチ素子のスイッ
チング動作制御が行われている。また、近年、上記整流
平滑回路の整流器として、導通損失の低減を図るため
に、同期整流器を用いるものが増えてきている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、入力電圧Ｖ
inの急激な上昇や負荷の通電電流減少に起因して、ＤＣ
−ＤＣコンバータから負荷に供給している出力電圧Ｖou
tよりも大きな電圧（オーバーシュート電圧）がＤＣ−
ＤＣコンバータの出力側に印加する場合がある。
inの急激な上昇や負荷の通電電流減少に起因して、ＤＣ
−ＤＣコンバータから負荷に供給している出力電圧Ｖou
tよりも大きな電圧（オーバーシュート電圧）がＤＣ−
ＤＣコンバータの出力側に印加する場合がある。
【０００４】このような場合、上記オーバーシュート電
圧の印加によって、整流平滑回路の平滑コンデンサには
上記オーバーシュート電圧に応じた電荷が充電される。
その後に、オーバーシュート電圧の印加状態が解消され
てＤＣ−ＤＣコンバータの出力側の電圧が定常の電圧値
に復帰すると、その瞬間に、上記充電された平滑コンデ
ンサの電荷が放電する。この際、上記オーバーシュート
電圧の印加による出力電圧Ｖoutの降下方向のスイッチ
素子のスイッチング動作制御に起因して、入力電圧Ｖin
に入出力変換比を乗算して得られる電圧値が平滑コンデ
ンサの両端電圧値よりも低くなっているために、上記平
滑コンデンサから放電された電荷は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力側に向けて流れ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力側から入力側に向かう逆電流となる。
圧の印加によって、整流平滑回路の平滑コンデンサには
上記オーバーシュート電圧に応じた電荷が充電される。
その後に、オーバーシュート電圧の印加状態が解消され
てＤＣ−ＤＣコンバータの出力側の電圧が定常の電圧値
に復帰すると、その瞬間に、上記充電された平滑コンデ
ンサの電荷が放電する。この際、上記オーバーシュート
電圧の印加による出力電圧Ｖoutの降下方向のスイッチ
素子のスイッチング動作制御に起因して、入力電圧Ｖin
に入出力変換比を乗算して得られる電圧値が平滑コンデ
ンサの両端電圧値よりも低くなっているために、上記平
滑コンデンサから放電された電荷は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力側に向けて流れ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力側から入力側に向かう逆電流となる。
【０００５】この逆電流の通電量は、上記オーバーシュ
ート電圧が定常の出力電圧Ｖoutよりも僅かに高い電圧
であっても、非常に大きなものとなり、その大きな逆電
流通電に起因して様々な問題が生じてしまう。
ート電圧が定常の出力電圧Ｖoutよりも僅かに高い電圧
であっても、非常に大きなものとなり、その大きな逆電
流通電に起因して様々な問題が生じてしまう。
【０００６】そのような大きな逆電流が通電してしまう
のは、従来の同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ
では、図１２（ａ）に示すようなレギュレーション特性
を持っていたからである。すなわち、従来において、同
期整流器を利用して整流平滑を行って直流の出力電圧Ｖ
outを出力するタイプのＤＣ−ＤＣコンバータでは、図
１２（ａ）に示すように、逆流電流通電領域においても
出力電流の減少方向の変動量に対する出力電圧Ｖoutの
増加方向の変動量（傾き）が緩やかであるレギュレーシ
ョン特性を持っていた。なお、図１２（ａ）に示す出力
電流が正（＋）である領域はＤＣ−ＤＣコンバータの入
力側から出力側に向けて出力電流が通電している領域で
あり、出力電流が負（−）である領域はＤＣ−ＤＣコン
バータの出力側から入力側に向けて逆電流が通電してい
る逆電流通電領域である。
のは、従来の同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ
では、図１２（ａ）に示すようなレギュレーション特性
を持っていたからである。すなわち、従来において、同
期整流器を利用して整流平滑を行って直流の出力電圧Ｖ
outを出力するタイプのＤＣ−ＤＣコンバータでは、図
１２（ａ）に示すように、逆流電流通電領域においても
出力電流の減少方向の変動量に対する出力電圧Ｖoutの
増加方向の変動量（傾き）が緩やかであるレギュレーシ
ョン特性を持っていた。なお、図１２（ａ）に示す出力
電流が正（＋）である領域はＤＣ−ＤＣコンバータの入
力側から出力側に向けて出力電流が通電している領域で
あり、出力電流が負（−）である領域はＤＣ−ＤＣコン
バータの出力側から入力側に向けて逆電流が通電してい
る逆電流通電領域である。
【０００７】従来では、図１２（ａ）に示すようなレギ
ュレーション特性を持つために、例えば、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力側に電圧値がＶｘという僅かなオーバー
シュート電圧が印加しただけでも、電流値Ｉｘという大
きな逆電流がＤＣ−ＤＣコンバータ内を通電してしま
う。
ュレーション特性を持つために、例えば、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの出力側に電圧値がＶｘという僅かなオーバー
シュート電圧が印加しただけでも、電流値Ｉｘという大
きな逆電流がＤＣ−ＤＣコンバータ内を通電してしま
う。
【０００８】この大きな逆電流通電によって、大きな電
流ストレスがＤＣ−ＤＣコンバータを構成している部品
に加えられて部品破損の虞がある。また、トランスや、
整流平滑用のチョークコイル、同期整流器を有している
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチ素子のオン期間に
逆電流通電による大きな電磁エネルギーが上記チョーク
コイルやトランスに蓄積され、スイッチ素子がオフした
瞬間にその蓄積されたエネルギーに基づいた大きな電圧
がスイッチ素子や、整流平滑用の同期整流器に印加して
スイッチ素子や同期整流器を破損してしまう虞がある。
このように、大きな逆電流通電に起因してＤＣ−ＤＣコ
ンバータの部品破損問題が生じていた。
流ストレスがＤＣ−ＤＣコンバータを構成している部品
に加えられて部品破損の虞がある。また、トランスや、
整流平滑用のチョークコイル、同期整流器を有している
ＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチ素子のオン期間に
逆電流通電による大きな電磁エネルギーが上記チョーク
コイルやトランスに蓄積され、スイッチ素子がオフした
瞬間にその蓄積されたエネルギーに基づいた大きな電圧
がスイッチ素子や、整流平滑用の同期整流器に印加して
スイッチ素子や同期整流器を破損してしまう虞がある。
このように、大きな逆電流通電に起因してＤＣ−ＤＣコ
ンバータの部品破損問題が生じていた。
【０００９】また、図１１に示すように、複数（図では
２個）のＤＣ−ＤＣコンバータを負荷に並列に接続する
並列運転の使用形態を採る場合がある。このような並列
運転を行う際に、上記並列接続されている複数のＤＣ−
ＤＣコンバータ間に出力電圧Ｖoutのばらつきが生じる
ことがある。このような場合には、出力電圧Ｖoutの高
いＤＣ−ＤＣコンバータから出力電圧Ｖoutの低いＤＣ
−ＤＣコンバータに向かって逆電流が流れる。そして、
その逆電流によりＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ間で循環
電流が発生する。
２個）のＤＣ−ＤＣコンバータを負荷に並列に接続する
並列運転の使用形態を採る場合がある。このような並列
運転を行う際に、上記並列接続されている複数のＤＣ−
ＤＣコンバータ間に出力電圧Ｖoutのばらつきが生じる
ことがある。このような場合には、出力電圧Ｖoutの高
いＤＣ−ＤＣコンバータから出力電圧Ｖoutの低いＤＣ
−ＤＣコンバータに向かって逆電流が流れる。そして、
その逆電流によりＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ間で循環
電流が発生する。
【００１０】例えば、出力電圧Ｖoutの高い方のＤＣ−
ＤＣコンバータＡが、図１２（ｂ）の実線Ａに示すレギ
ュレーション特性を持ち、出力電圧Ｖoutの低い方のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータＢが、図１２（ｂ）の実線Ｂに示す
レギュレーション特性を持ち、並列運転している複数の
ＤＣ−ＤＣコンバータ全体から負荷に供給される電流の
値がＩｃであるとする。この場合には、出力電圧Ｖout
の低い方のＤＣ−ＤＣコンバータＢには、上記ＤＣ−Ｄ
ＣコンバータＡの出力電圧Ｖoutに基づいた電流値Ｉｂ
の逆電流がＤＣ−ＤＣコンバータＡ側から通電する。こ
の逆電流通電に起因して上記ＤＣ−ＤＣコンバータＢに
は損失が発生する。
ＤＣコンバータＡが、図１２（ｂ）の実線Ａに示すレギ
ュレーション特性を持ち、出力電圧Ｖoutの低い方のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータＢが、図１２（ｂ）の実線Ｂに示す
レギュレーション特性を持ち、並列運転している複数の
ＤＣ−ＤＣコンバータ全体から負荷に供給される電流の
値がＩｃであるとする。この場合には、出力電圧Ｖout
の低い方のＤＣ−ＤＣコンバータＢには、上記ＤＣ−Ｄ
ＣコンバータＡの出力電圧Ｖoutに基づいた電流値Ｉｂ
の逆電流がＤＣ−ＤＣコンバータＡ側から通電する。こ
の逆電流通電に起因して上記ＤＣ−ＤＣコンバータＢに
は損失が発生する。
【００１１】また、一方、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＡ
では、負荷への供給電流量Ｉｃに対する上記逆電流通電
に起因した不足分Ｉｂを補うために電流値Ｉａ（Ｉａ＝
Ｉｂ＋Ｉｃ）の電流を出力しなければならない。このた
め、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内の通電電流量が大き
くなって損失が増加してしまう。上記のように、並列運
転時に、並列接続しているＤＣ−ＤＣコンバータ間に出
力電圧Ｖoutのばらつきが生じると、出力電圧Ｖoutの高
い方のＤＣ−ＤＣコンバータＡと低い方のＤＣ−ＤＣコ
ンバータＢとの双方の損失が増加して、回路効率が悪化
してしまうという問題が生じる。
では、負荷への供給電流量Ｉｃに対する上記逆電流通電
に起因した不足分Ｉｂを補うために電流値Ｉａ（Ｉａ＝
Ｉｂ＋Ｉｃ）の電流を出力しなければならない。このた
め、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内の通電電流量が大き
くなって損失が増加してしまう。上記のように、並列運
転時に、並列接続しているＤＣ−ＤＣコンバータ間に出
力電圧Ｖoutのばらつきが生じると、出力電圧Ｖoutの高
い方のＤＣ−ＤＣコンバータＡと低い方のＤＣ−ＤＣコ
ンバータＢとの双方の損失が増加して、回路効率が悪化
してしまうという問題が生じる。
【００１２】この発明は上記課題を解決するために成さ
れたものであり、その目的は、逆電流の通電量を抑制し
て逆電流通電に起因した部品の破損や、並列運転時に逆
電流に起因した損失増加問題を防止することができる同
期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
にある。
れたものであり、その目的は、逆電流の通電量を抑制し
て逆電流通電に起因した部品の破損や、並列運転時に逆
電流に起因した損失増加問題を防止することができる同
期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
にある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明は次に示す構成をもって前記課題を解決す
る手段としている。すなわち、第１の発明は、スイッチ
素子のスイッチング動作によって、入力電圧を上記スイ
ッチ素子のスイッチング動作により定まる入出力変換比
でもって電圧値変換し、この変換電圧をチョークコイル
を介して負荷に出力する、同期整流器を備えたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、出力側から入力側へ向かう逆電
流を検知する逆電流検知手段と、逆電流が検知されたと
きに逆電流の通電量を抑制する逆電流抑制手段とが設け
られており、前記チョークコイルは一定値以下の電流動
作範囲においてはインダクタンス値を大きい方向に可変
し一定値を越える電流動作範囲においてはインダクタン
ス値を小さい方向に可変する機能を有している構成をも
って、課題を解決する手段としている。
に、この発明は次に示す構成をもって前記課題を解決す
る手段としている。すなわち、第１の発明は、スイッチ
素子のスイッチング動作によって、入力電圧を上記スイ
ッチ素子のスイッチング動作により定まる入出力変換比
でもって電圧値変換し、この変換電圧をチョークコイル
を介して負荷に出力する、同期整流器を備えたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、出力側から入力側へ向かう逆電
流を検知する逆電流検知手段と、逆電流が検知されたと
きに逆電流の通電量を抑制する逆電流抑制手段とが設け
られており、前記チョークコイルは一定値以下の電流動
作範囲においてはインダクタンス値を大きい方向に可変
し一定値を越える電流動作範囲においてはインダクタン
ス値を小さい方向に可変する機能を有している構成をも
って、課題を解決する手段としている。
【００１４】また、第２の発明は、前記第１の発明の構
成を備えたものにおいて、逆電流検知手段は、スイッチ
素子の制御端子（ゲート，又はベース）電圧を検知する
手段と、スイッチ素子の両端（ドレイン−ソース間，又
はコレクタ−エミッタ間）電圧を直接的又は例えばトラ
ンスの出力電圧等から間接的に検知する手段とを備え、
スイッチ素子の制御端子電圧がスイッチ素子をオフする
レベルで、かつ、スイッチ素子の両端電圧がローレベル
の状態が出現すると逆流状態と判定することを特徴とす
る。
成を備えたものにおいて、逆電流検知手段は、スイッチ
素子の制御端子（ゲート，又はベース）電圧を検知する
手段と、スイッチ素子の両端（ドレイン−ソース間，又
はコレクタ−エミッタ間）電圧を直接的又は例えばトラ
ンスの出力電圧等から間接的に検知する手段とを備え、
スイッチ素子の制御端子電圧がスイッチ素子をオフする
レベルで、かつ、スイッチ素子の両端電圧がローレベル
の状態が出現すると逆流状態と判定することを特徴とす
る。
【００１５】さらに、第３の発明は、前記第１又は第２
の発明の構成を備えたものにおいて、チョークコイルは
磁路の１部が局所的に磁気飽和し易い構造のコアを備
え、チョークコイルの通電量が一定値以上になると前記
コアで局所的な磁気飽和が起こってインダクタンスが低
下するスインギング特性を有することを特徴とする。
の発明の構成を備えたものにおいて、チョークコイルは
磁路の１部が局所的に磁気飽和し易い構造のコアを備
え、チョークコイルの通電量が一定値以上になると前記
コアで局所的な磁気飽和が起こってインダクタンスが低
下するスインギング特性を有することを特徴とする。
【００１６】さらに、第４の発明は、前記第１又は第２
の発明の構成を備えたものにおいて、チョークコイルは
インダクタンス値が小さく磁気飽和しにくいインダクタ
とインダクタンス値が大きく磁気飽和しやすいインダク
タを直列接続した構成としたことを特徴とする。
の発明の構成を備えたものにおいて、チョークコイルは
インダクタンス値が小さく磁気飽和しにくいインダクタ
とインダクタンス値が大きく磁気飽和しやすいインダク
タを直列接続した構成としたことを特徴とする。
【００１７】さらに、第５の発明は、前記第１乃至第４
のいずれかの発明の構成を備えたものにおいて、逆電流
抑制手段は、逆電流が検知されたときにスイッチ素子の
スイッチング動作による入出力変換比を増加方向に制御
して逆電流の通電量を抑制する手段と成していることを
特徴とする。
のいずれかの発明の構成を備えたものにおいて、逆電流
抑制手段は、逆電流が検知されたときにスイッチ素子の
スイッチング動作による入出力変換比を増加方向に制御
して逆電流の通電量を抑制する手段と成していることを
特徴とする。
【００１８】さらに、第６の発明は、前記第１乃至第４
のいずれかの発明の構成を備えたものにおいて、逆電流
抑制手段は、逆電流が検知されたときに同期整流器をオ
フするか、又は同期整流器のオフのタイミングを早める
手段と成していることを特徴とする。
のいずれかの発明の構成を備えたものにおいて、逆電流
抑制手段は、逆電流が検知されたときに同期整流器をオ
フするか、又は同期整流器のオフのタイミングを早める
手段と成していることを特徴とする。
【００１９】さらに、第７の発明は、スイッチ素子のス
イッチング動作によって、入力電圧を上記スイッチ素子
のスイッチング動作により定まる入出力変換比でもって
電圧値変換し、この変換電圧をインダクタンス素子を介
して負荷に出力する、同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、出力側から入力側へ向かう逆電流を
検知する逆電流検知手段と、逆電流が検知されたときに
逆電流の通電量を抑制する逆電流抑制手段とが設けられ
ており、この逆電流抑制手段は、逆電流が検知されたと
きに同期整流器をオフするか、又は同期整流器のオフの
タイミングを早める手段により構成したことをもって、
課題を解決する手段としている。
イッチング動作によって、入力電圧を上記スイッチ素子
のスイッチング動作により定まる入出力変換比でもって
電圧値変換し、この変換電圧をインダクタンス素子を介
して負荷に出力する、同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおいて、出力側から入力側へ向かう逆電流を
検知する逆電流検知手段と、逆電流が検知されたときに
逆電流の通電量を抑制する逆電流抑制手段とが設けられ
ており、この逆電流抑制手段は、逆電流が検知されたと
きに同期整流器をオフするか、又は同期整流器のオフの
タイミングを早める手段により構成したことをもって、
課題を解決する手段としている。
【００２０】さらに、第８の発明は、前記第７の発明の
構成を備えたものにおいて、逆電流検知手段は、スイッ
チ素子の制御端子（ゲート，又はベース）電圧を検知す
る手段と、スイッチ素子の両端（ドレイン−ソース間，
又はコレクタ−エミッタ間）電圧を直接的又は例えばト
ランスの出力電圧等から間接的に検知する手段とを備
え、スイッチ素子の制御端子電圧がスイッチ素子をオフ
するレベルで、かつ、スイッチ素子の両端電圧がローレ
ベルの状態が出現すると逆流状態と判定することを特徴
とする。
構成を備えたものにおいて、逆電流検知手段は、スイッ
チ素子の制御端子（ゲート，又はベース）電圧を検知す
る手段と、スイッチ素子の両端（ドレイン−ソース間，
又はコレクタ−エミッタ間）電圧を直接的又は例えばト
ランスの出力電圧等から間接的に検知する手段とを備
え、スイッチ素子の制御端子電圧がスイッチ素子をオフ
するレベルで、かつ、スイッチ素子の両端電圧がローレ
ベルの状態が出現すると逆流状態と判定することを特徴
とする。
【００２１】上記構成の発明において、逆電流検知手段
が逆電流を検知したときには、逆電流抑制手段がスイッ
チ素子のスイッチング動作を入出力変換比の増加方向に
制御するか、又は、同期整流器をオフするか、又は同期
整流器のオフのタイミングを早める動作を行う。
が逆電流を検知したときには、逆電流抑制手段がスイッ
チ素子のスイッチング動作を入出力変換比の増加方向に
制御するか、又は、同期整流器をオフするか、又は同期
整流器のオフのタイミングを早める動作を行う。
【００２２】逆電流抑制手段がスイッチ素子のスイッチ
ング動作を入出力変換比の増加方向に制御動作すること
によって、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、逆流電流
通電領域において逆電流の増加方向の変動量に対する出
力電圧の増加方向の変動量が従来例に比べ急激なレギュ
レーション特性を持つこととなる。特に、インダクタン
ス素子（チョークコイル）が一定値以下の電流動作範囲
においてはインダクタンス値を大きい方向に可変する機
能を発揮することによって、逆流電流の通電量をさらに
抑制することが可能となる。このために、例えば、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力側にオーバーシュート電圧が印
加した際に、逆電流によるＤＣ−ＤＣコンバータの部品
に対するストレスを従来に比べて大幅に軽減することが
可能となる。
ング動作を入出力変換比の増加方向に制御動作すること
によって、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、逆流電流
通電領域において逆電流の増加方向の変動量に対する出
力電圧の増加方向の変動量が従来例に比べ急激なレギュ
レーション特性を持つこととなる。特に、インダクタン
ス素子（チョークコイル）が一定値以下の電流動作範囲
においてはインダクタンス値を大きい方向に可変する機
能を発揮することによって、逆流電流の通電量をさらに
抑制することが可能となる。このために、例えば、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力側にオーバーシュート電圧が印
加した際に、逆電流によるＤＣ−ＤＣコンバータの部品
に対するストレスを従来に比べて大幅に軽減することが
可能となる。
【００２３】これにより、逆電流通電に起因した部品の
破損をほぼ防止することができる。また、並列運転を行
う際にも、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ間に出力電圧のばらつきがある場合に、それら出力
電圧のばらつきに起因した逆電流の通電量を小さく抑制
することができるので、その逆電流によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータの損失増加を緩和することができ、回路効率の
悪化を防止することができる。
破損をほぼ防止することができる。また、並列運転を行
う際にも、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ間に出力電圧のばらつきがある場合に、それら出力
電圧のばらつきに起因した逆電流の通電量を小さく抑制
することができるので、その逆電流によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータの損失増加を緩和することができ、回路効率の
悪化を防止することができる。
【００２４】また、逆電流が検出されたときに、逆電流
抑制手段が同期整流器をオフするか、又は同期整流器の
オフのタイミングを早める動作を行う構成と成した場合
には、その同期整流器のオフ動作を行うことによって
も、逆電流の通電が確実に阻止される。
抑制手段が同期整流器をオフするか、又は同期整流器の
オフのタイミングを早める動作を行う構成と成した場合
には、その同期整流器のオフ動作を行うことによって
も、逆電流の通電が確実に阻止される。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下に、この発明に係る実施形態
例を図面に基づいて説明する。
例を図面に基づいて説明する。
【００２６】本発明者は、逆電流の通電量を抑制するた
めに、図５（ａ）の実線αに示すようなレギュレーショ
ン特性、つまり、出力電流が負（−）となる逆電流通電
領域において逆電流の増加方向の変動量に対する出力電
圧Ｖoutの増加方向の変動量が急激に大となるレギュレ
ーション特性αを持つように、ＤＣ−ＤＣコンバータの
回路を構成した。
めに、図５（ａ）の実線αに示すようなレギュレーショ
ン特性、つまり、出力電流が負（−）となる逆電流通電
領域において逆電流の増加方向の変動量に対する出力電
圧Ｖoutの増加方向の変動量が急激に大となるレギュレ
ーション特性αを持つように、ＤＣ−ＤＣコンバータの
回路を構成した。
【００２７】上記のようなレギュレーション特性αを持
つことにより、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側
に電圧値Ｖｘのオーバーシュート電圧が印加した際に
は、ＤＣ−ＤＣコンバータには電流値Ｉｘの逆電流が通
電することとなる。これに対して、図５（ａ）の鎖線β
に示すような従来のレギュレーション特性βを持ってい
る場合には、上記同様の電圧値Ｖｘのオーバーシュート
電圧がＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に印加した際に、
ＤＣ−ＤＣコンバータには上記電流値Ｉｘよりも格段に
大きな電流値Ｉｘの逆電流が通電してしまう。
つことにより、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側
に電圧値Ｖｘのオーバーシュート電圧が印加した際に
は、ＤＣ−ＤＣコンバータには電流値Ｉｘの逆電流が通
電することとなる。これに対して、図５（ａ）の鎖線β
に示すような従来のレギュレーション特性βを持ってい
る場合には、上記同様の電圧値Ｖｘのオーバーシュート
電圧がＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に印加した際に、
ＤＣ−ＤＣコンバータには上記電流値Ｉｘよりも格段に
大きな電流値Ｉｘの逆電流が通電してしまう。
【００２８】このように、上記レギュレーション特性α
を持たせることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける
逆電流の通電量を従来に比べて大幅に抑制することがで
きる。これにより、大きな逆電流通電に起因した様々な
問題発生を防止することが可能となる。
を持たせることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける
逆電流の通電量を従来に比べて大幅に抑制することがで
きる。これにより、大きな逆電流通電に起因した様々な
問題発生を防止することが可能となる。
【００２９】本発明者は、ＤＣ−ＤＣコンバータに上記
特有なレギュレーション特性αを持たせる回路を開発す
るのに成功した。以下に、その具体的な回路構成例を示
す。
特有なレギュレーション特性αを持たせる回路を開発す
るのに成功した。以下に、その具体的な回路構成例を示
す。
【００３０】図１には上記特有なレギュレーション特性
αを持つ同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの第
１の実施形態例が示されている。図１に示すＤＣ−ＤＣ
コンバータ１は絶縁型フォワードコンバータであり、ト
ランス２を有している。このトランス２の一次コイル３
の一端側３ａは入力側接続部４ａに接続され、上記一次
コイル３の他端側３ｂにはＭＯＳ−ＦＥＴから成るスイ
ッチ素子５のドレイン側が接続され、このスイッチ素子
５のソース側は入力側接続部４ｂに接続される。上記入
力側接続部４ａを直流の入力電源６の正極側に、また、
入力側接続部４ｂを上記入力電源６の負極側にそれぞれ
接続することにより、トランス２の一次側は入力電源６
に接続される。
αを持つ同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの第
１の実施形態例が示されている。図１に示すＤＣ−ＤＣ
コンバータ１は絶縁型フォワードコンバータであり、ト
ランス２を有している。このトランス２の一次コイル３
の一端側３ａは入力側接続部４ａに接続され、上記一次
コイル３の他端側３ｂにはＭＯＳ−ＦＥＴから成るスイ
ッチ素子５のドレイン側が接続され、このスイッチ素子
５のソース側は入力側接続部４ｂに接続される。上記入
力側接続部４ａを直流の入力電源６の正極側に、また、
入力側接続部４ｂを上記入力電源６の負極側にそれぞれ
接続することにより、トランス２の一次側は入力電源６
に接続される。
【００３１】また、トランス２の二次コイル７の一端側
７ａには、ＭＯＳ−ＦＥＴから成る整流側同期整流器８
のゲート側と、インバータ９の入力側と、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔから成る転流側同期整流器１０のドレイン側と、平滑
コンデンサ１２の一端側１２ａとがそれぞれ接続されて
いる。
７ａには、ＭＯＳ−ＦＥＴから成る整流側同期整流器８
のゲート側と、インバータ９の入力側と、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔから成る転流側同期整流器１０のドレイン側と、平滑
コンデンサ１２の一端側１２ａとがそれぞれ接続されて
いる。
【００３２】上記二次コイル７の他端側７ｂには、上記
整流側同期整流器８のドレイン側が接続され、この整流
側同期整流器８のソース側は上記転流側同期整流器１０
のソース側に接続され、転流側同期整流器１０のゲート
側には上記インバータ９の出力側が接続されている。ま
た、上記整流側同期整流器８と転流側同期整流器１０の
ソース側同士の接続部にはインダクタンス素子としての
チョークコイル１３の一端側が接続され、このチョーク
コイル１３の他端側は上記平滑コンデンサ１２の一端側
１２ｂに接続されている。
整流側同期整流器８のドレイン側が接続され、この整流
側同期整流器８のソース側は上記転流側同期整流器１０
のソース側に接続され、転流側同期整流器１０のゲート
側には上記インバータ９の出力側が接続されている。ま
た、上記整流側同期整流器８と転流側同期整流器１０の
ソース側同士の接続部にはインダクタンス素子としての
チョークコイル１３の一端側が接続され、このチョーク
コイル１３の他端側は上記平滑コンデンサ１２の一端側
１２ｂに接続されている。
【００３３】上記平滑コンデンサ１２には出力側接続部
１４ａ，１４ｂを介して負荷１５が並列に接続される。
１４ａ，１４ｂを介して負荷１５が並列に接続される。
【００３４】上記トランス２は三次コイル１８を有して
おり、この三次コイル１８の一端側１８ａにはダイオー
ド１９のカソード側と、コンデンサ２０の一端側２０ａ
とがそれぞれ接続されている。上記三次コイル１８の他
端側１８ｂにはダイオード２１のカソード側が接続さ
れ、このダイオード２１のアノード側には上記ダイオー
ド１９のアノード側と、チョークコイル２２の一端側が
接続されている。このチョークコイル２２の他端側には
上記コンデンサ２０の一端側２０ｂが接続されている。
このコンデンサ２０には抵抗体２３，２４の直列接続体
が並列に接続されている。
おり、この三次コイル１８の一端側１８ａにはダイオー
ド１９のカソード側と、コンデンサ２０の一端側２０ａ
とがそれぞれ接続されている。上記三次コイル１８の他
端側１８ｂにはダイオード２１のカソード側が接続さ
れ、このダイオード２１のアノード側には上記ダイオー
ド１９のアノード側と、チョークコイル２２の一端側が
接続されている。このチョークコイル２２の他端側には
上記コンデンサ２０の一端側２０ｂが接続されている。
このコンデンサ２０には抵抗体２３，２４の直列接続体
が並列に接続されている。
【００３５】上記抵抗体２３，２４の接続部にはオペア
ンプ２５の反転入力端子（−）が接続され、このオペア
ンプ２５の非反転入力端子（＋）には基準電源２６の正
極側が接続され、オペアンプ２５の出力側はコンパレー
タ２７の非反転入力端子（＋）に接続されている。ま
た、上記オペアンプ２５の反転入力端子側と出力側との
間は抵抗体２８とコンデンサ２９の位相補正用の直列接
続体を介して短絡されている。
ンプ２５の反転入力端子（−）が接続され、このオペア
ンプ２５の非反転入力端子（＋）には基準電源２６の正
極側が接続され、オペアンプ２５の出力側はコンパレー
タ２７の非反転入力端子（＋）に接続されている。ま
た、上記オペアンプ２５の反転入力端子側と出力側との
間は抵抗体２８とコンデンサ２９の位相補正用の直列接
続体を介して短絡されている。
【００３６】上記コンパレータ２７の反転入力端子
（−）には三角波発振器３０の出力側が接続され、コン
パレータ２７の出力側は前記スイッチ素子５のゲート側
に接続されている。
（−）には三角波発振器３０の出力側が接続され、コン
パレータ２７の出力側は前記スイッチ素子５のゲート側
に接続されている。
【００３７】また、前記抵抗体２３，２４の接続部とオ
ペアンプ２５の反転入力端子との接続部ＸにはＰＮＰト
ランジスタ３１のエミッタ側が接続され、ＰＮＰトラン
ジスタ３１のコレクタ側には抵抗体３２の一端側が接続
され、抵抗体３２の他端側はグランド側に接続されてい
る。
ペアンプ２５の反転入力端子との接続部ＸにはＰＮＰト
ランジスタ３１のエミッタ側が接続され、ＰＮＰトラン
ジスタ３１のコレクタ側には抵抗体３２の一端側が接続
され、抵抗体３２の他端側はグランド側に接続されてい
る。
【００３８】上記ＰＮＰトランジスタ３１のベース側に
はコンデンサ３３の一端側と、抵抗体３４の一端側と、
ダイオード３５のカソード側と、ダイオード３６のカソ
ード側とがそれぞれ接続され、上記コンデンサ３３の他
端側と、抵抗体３４の他端側とはそれぞれグランド側に
接地されている。
はコンデンサ３３の一端側と、抵抗体３４の一端側と、
ダイオード３５のカソード側と、ダイオード３６のカソ
ード側とがそれぞれ接続され、上記コンデンサ３３の他
端側と、抵抗体３４の他端側とはそれぞれグランド側に
接地されている。
【００３９】上記ダイオード３５のアノード側は抵抗体
３７の一端側に接続され、この抵抗体３７の他端側はス
イッチ素子５のゲート側に接続されている。また、上記
ダイオード３６のアノード側には抵抗体３８の一端側が
接続され、この抵抗体３８の他端側はスイッチ素子５の
ドレイン側に接地されている。
３７の一端側に接続され、この抵抗体３７の他端側はス
イッチ素子５のゲート側に接続されている。また、上記
ダイオード３６のアノード側には抵抗体３８の一端側が
接続され、この抵抗体３８の他端側はスイッチ素子５の
ドレイン側に接地されている。
【００４０】上記整流側同期整流器８とインバータ９と
転流側同期整流器１０と平滑コンデンサ１２とチョーク
コイル１３によって整流平滑回路４０が構成されてい
る。この整流平滑回路４０は、トランス２の二次コイル
７から出力される交流電圧を整流・平滑して直流の電圧
Ｖoutを負荷１５に向けて供給するものである。
転流側同期整流器１０と平滑コンデンサ１２とチョーク
コイル１３によって整流平滑回路４０が構成されてい
る。この整流平滑回路４０は、トランス２の二次コイル
７から出力される交流電圧を整流・平滑して直流の電圧
Ｖoutを負荷１５に向けて供給するものである。
【００４１】上記ダイオード２１，１９とコンデンサ２
０とチョークコイル２２によって、上記出力電圧Ｖout
を検出する出力電圧検出回路４１が構成されている。三
次コイル１８から出力されるエネルギーはＤＣ−ＤＣコ
ンバータから負荷１５に出力される出力電圧Ｖoutに対
応している。このことを利用して、上記出力電圧検出回
路４１は上記三次コイル１８から出力される交流電圧を
整流・平滑し、この整流・平滑動作により得られた電圧
を抵抗体２３，２４によって分圧し該分圧電圧を出力電
圧Ｖoutの検出電圧として出力するものである。
０とチョークコイル２２によって、上記出力電圧Ｖout
を検出する出力電圧検出回路４１が構成されている。三
次コイル１８から出力されるエネルギーはＤＣ−ＤＣコ
ンバータから負荷１５に出力される出力電圧Ｖoutに対
応している。このことを利用して、上記出力電圧検出回
路４１は上記三次コイル１８から出力される交流電圧を
整流・平滑し、この整流・平滑動作により得られた電圧
を抵抗体２３，２４によって分圧し該分圧電圧を出力電
圧Ｖoutの検出電圧として出力するものである。
【００４２】上記オペアンプ２５と基準電源２６とコン
パレータ２７と抵抗体２８とコンデンサ２９と三角波発
振器３０によって制御回路（ＰＷＭ制御回路）４２が構
成されている。この制御回路４２は、上記出力電圧検出
回路４１から出力された出力電圧Ｖoutの検出電圧に基
づいて、出力電圧Ｖoutを設定の電圧値に安定すべく、
スイッチ素子５のスイッチング動作を制御するものであ
る。この第１の実施形態例では、制御回路４２は、上記
コンパレータ２７の出力側からスイッチ素子５の制御端
子部であるゲートに図６（ｂ）に示すような制御電圧で
あるパルス波形信号を加え、そのパルス波形信号のパル
ス幅ｔを出力電圧Ｖoutの安定化方向に可変制御してス
イッチ素子５のオン期間を可変制御する。換言すれば、
制御回路４２は、スイッチ素子５のデューティ比（オン
・オフの１周期Ｔに対するオン期間ｔの比（ｔ／Ｔ））
を出力電圧Ｖoutの安定化方向に可変制御する。これに
より、出力電圧Ｖoutが可変制御されて出力電圧Ｖoutの
安定化が図られる。
パレータ２７と抵抗体２８とコンデンサ２９と三角波発
振器３０によって制御回路（ＰＷＭ制御回路）４２が構
成されている。この制御回路４２は、上記出力電圧検出
回路４１から出力された出力電圧Ｖoutの検出電圧に基
づいて、出力電圧Ｖoutを設定の電圧値に安定すべく、
スイッチ素子５のスイッチング動作を制御するものであ
る。この第１の実施形態例では、制御回路４２は、上記
コンパレータ２７の出力側からスイッチ素子５の制御端
子部であるゲートに図６（ｂ）に示すような制御電圧で
あるパルス波形信号を加え、そのパルス波形信号のパル
ス幅ｔを出力電圧Ｖoutの安定化方向に可変制御してス
イッチ素子５のオン期間を可変制御する。換言すれば、
制御回路４２は、スイッチ素子５のデューティ比（オン
・オフの１周期Ｔに対するオン期間ｔの比（ｔ／Ｔ））
を出力電圧Ｖoutの安定化方向に可変制御する。これに
より、出力電圧Ｖoutが可変制御されて出力電圧Ｖoutの
安定化が図られる。
【００４３】前記逆電流検知手段は上記コンデンサ３３
と抵抗体３４，３７，３８とダイオード３５，３６によ
って構成されており、前記逆電流抑制手段は上記ＰＮＰ
トランジスタ３１と抵抗体３２によって構成されてい
る。
と抵抗体３４，３７，３８とダイオード３５，３６によ
って構成されており、前記逆電流抑制手段は上記ＰＮＰ
トランジスタ３１と抵抗体３２によって構成されてい
る。
【００４４】ところで、図６には逆電流が通電していな
いときにＤＣ−ＤＣコンバータの主要回路構成部品に通
電する電流あるいは電圧の波形例が示されており、図７
には逆電流通電時における主要回路構成部品の通電電流
あるいは電圧の波形例が示されている。上記図６
（ａ）、（ｂ）に示すように、逆電流が通電していない
ときには、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆
動のスレッショルド電圧未満となってスイッチ素子５が
オフした瞬間にスイッチ素子５のドレイン電圧（ドレイ
ン−ソース間電圧（スイッチ素子の電流入出力端部間の
両端電圧））は零から入力電源６の入力電圧Ｖinに基づ
いた電圧値Ｖｓ以上に急激に上昇している。
いときにＤＣ−ＤＣコンバータの主要回路構成部品に通
電する電流あるいは電圧の波形例が示されており、図７
には逆電流通電時における主要回路構成部品の通電電流
あるいは電圧の波形例が示されている。上記図６
（ａ）、（ｂ）に示すように、逆電流が通電していない
ときには、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆
動のスレッショルド電圧未満となってスイッチ素子５が
オフした瞬間にスイッチ素子５のドレイン電圧（ドレイ
ン−ソース間電圧（スイッチ素子の電流入出力端部間の
両端電圧））は零から入力電源６の入力電圧Ｖinに基づ
いた電圧値Ｖｓ以上に急激に上昇している。
【００４５】これに対して、図７（ａ）、（ｂ）に示す
ように、逆電流が通電しているときには、スイッチ素子
５がオフしてもスイッチ素子５のドレイン電圧は逆電流
通電によって低電圧状態（つまり、この第１の実施形態
例では、零ボルト）から変動しない期間Ｐが生じる。こ
の現象は、逆電流通電によって整流平滑回路４０のチョ
ークコイル１３に蓄積されたエネルギーがスイッチ素子
５のオフによってトランス２の二次側から一次側に伝達
されることにより生じるものであり、逆電流通電時に特
有な現象である。
ように、逆電流が通電しているときには、スイッチ素子
５がオフしてもスイッチ素子５のドレイン電圧は逆電流
通電によって低電圧状態（つまり、この第１の実施形態
例では、零ボルト）から変動しない期間Ｐが生じる。こ
の現象は、逆電流通電によって整流平滑回路４０のチョ
ークコイル１３に蓄積されたエネルギーがスイッチ素子
５のオフによってトランス２の二次側から一次側に伝達
されることにより生じるものであり、逆電流通電時に特
有な現象である。
【００４６】本発明者は上記逆電流時に特有な現象に着
目し、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆動の
スレッショルド電圧未満であり、かつ、スイッチ素子５
のドレイン電圧（両端電圧）が逆電流によって生じる低
電圧状態（つまり、この第１の実施形態例では零ボル
ト）であるときに逆電流を検知する上記逆電流検知手段
４３を形成した。
目し、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆動の
スレッショルド電圧未満であり、かつ、スイッチ素子５
のドレイン電圧（両端電圧）が逆電流によって生じる低
電圧状態（つまり、この第１の実施形態例では零ボル
ト）であるときに逆電流を検知する上記逆電流検知手段
４３を形成した。
【００４７】つまり、逆電流検知手段４３は、上記ダイ
オード３５と抵抗体３７から成る制御電圧検出手段であ
るゲート電圧検出手段と、上記ダイオード３６と抵抗体
３８から成る両端電圧検出手段であるドレイン−ソース
間電圧検出手段（ドレイン電圧検出手段）と、スイッチ
素子５のゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド
電圧未満以下で、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧
（両端電圧）が低電圧状態であるときに逆電流検知信号
を出力するコンデンサ３３と抵抗体３４から成る逆電流
検知信号出力手段とを有して構成されている。
オード３５と抵抗体３７から成る制御電圧検出手段であ
るゲート電圧検出手段と、上記ダイオード３６と抵抗体
３８から成る両端電圧検出手段であるドレイン−ソース
間電圧検出手段（ドレイン電圧検出手段）と、スイッチ
素子５のゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド
電圧未満以下で、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧
（両端電圧）が低電圧状態であるときに逆電流検知信号
を出力するコンデンサ３３と抵抗体３４から成る逆電流
検知信号出力手段とを有して構成されている。
【００４８】本実施形態例において特徴的なことは、チ
ョークコイル１３を、通電電流の大きさによって、イン
ダクタンスを可変する構成としたことである。具体的に
は、図４に示すように、通常動作モードの動作範囲（Ｂ
の範囲）ではインダクタンス値Ｌを小さい方向に可変
し、この通常動作モード時よりも小さい電流動作範囲
（Ａ区間）ではインダクタンス値を大きい方向に可変す
る機能をチョークコイル１３に持たせている。
ョークコイル１３を、通電電流の大きさによって、イン
ダクタンスを可変する構成としたことである。具体的に
は、図４に示すように、通常動作モードの動作範囲（Ｂ
の範囲）ではインダクタンス値Ｌを小さい方向に可変
し、この通常動作モード時よりも小さい電流動作範囲
（Ａ区間）ではインダクタンス値を大きい方向に可変す
る機能をチョークコイル１３に持たせている。
【００４９】このような機能を持つチョークコイル１３
は、一般にスインギングチョークコイル又は、スイージ
ングチョークコイルと呼ばれている。図２は、このよう
な機能を持つチョークコイル１３のコアの一例を示して
いる。図２に示すように、コアの磁路の少なくとも１個
所に断面積の小さい部分Ｄを形成することにより、通電
量が小さいときにはインダクタンスが大となり、通電量
が大きいときにはインダクタンスが小となる、インダク
タンス値の可変機能を持たせることができる。
は、一般にスインギングチョークコイル又は、スイージ
ングチョークコイルと呼ばれている。図２は、このよう
な機能を持つチョークコイル１３のコアの一例を示して
いる。図２に示すように、コアの磁路の少なくとも１個
所に断面積の小さい部分Ｄを形成することにより、通電
量が小さいときにはインダクタンスが大となり、通電量
が大きいときにはインダクタンスが小となる、インダク
タンス値の可変機能を持たせることができる。
【００５０】この第１の実施形態例に示すＤＣ−ＤＣコ
ンバータは上記のように構成されている。以下に、この
第１の実施形態例における逆電流検知と逆電流抑制の回
路動作を簡単に説明する。
ンバータは上記のように構成されている。以下に、この
第１の実施形態例における逆電流検知と逆電流抑制の回
路動作を簡単に説明する。
【００５１】上記逆電流検知手段４３のダイオード３５
と抵抗体３７はスイッチ素子５のゲート電圧を検出し、
また、ダイオード３６と抵抗体３８はスイッチ素子５の
ドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧）を検出し、こ
れら検出したゲート電圧、ドレイン電圧をそれぞれコン
デンサ３３および抵抗体３４に加える。コンデンサ３３
と抵抗体３４は上記加えられた電圧に応じた図６（ｆ）
や図７（ｆ）に示すような電圧を上記逆電流抑制手段４
４のＰＮＰトランジスタ３１のベース側に加える。
と抵抗体３７はスイッチ素子５のゲート電圧を検出し、
また、ダイオード３６と抵抗体３８はスイッチ素子５の
ドレイン電圧（ドレイン−ソース間電圧）を検出し、こ
れら検出したゲート電圧、ドレイン電圧をそれぞれコン
デンサ３３および抵抗体３４に加える。コンデンサ３３
と抵抗体３４は上記加えられた電圧に応じた図６（ｆ）
や図７（ｆ）に示すような電圧を上記逆電流抑制手段４
４のＰＮＰトランジスタ３１のベース側に加える。
【００５２】このコンデンサ３３、抵抗体３４からＰＮ
Ｐトランジスタ３１のベース側に出力される電圧は、上
記ゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未
満であり、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧が逆電
流によって生じる低電圧状態であるときには、図７
（ｆ）に示すように、他の状態のときよりも低下する。
この第１の実施形態例では、その低下したＰＮＰトラン
ジスタ３１のベース電圧が設定のオン駆動電圧レベルを
持つ信号となるように回路定数が設定されている。つま
り、コンデンサ３３と抵抗体３４は、逆電流が生じてい
るときには、ＰＮＰトランジスタ３１のオン駆動電圧レ
ベルを持つ信号を逆電流検知信号としてＰＮＰトランジ
スタ３１のベース側に出力する。
Ｐトランジスタ３１のベース側に出力される電圧は、上
記ゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未
満であり、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧が逆電
流によって生じる低電圧状態であるときには、図７
（ｆ）に示すように、他の状態のときよりも低下する。
この第１の実施形態例では、その低下したＰＮＰトラン
ジスタ３１のベース電圧が設定のオン駆動電圧レベルを
持つ信号となるように回路定数が設定されている。つま
り、コンデンサ３３と抵抗体３４は、逆電流が生じてい
るときには、ＰＮＰトランジスタ３１のオン駆動電圧レ
ベルを持つ信号を逆電流検知信号としてＰＮＰトランジ
スタ３１のベース側に出力する。
【００５３】上記ＰＮＰトランジスタ３１は上記逆電流
検知信号を受けてオンする。これにより、抵抗体２３，
２４の接続部からオペアンプ２５の反転入力端子に向か
う電流の一部が前記接続部ＸからＰＮＰトランジスタ３
１と抵抗体３２を通って分流する。このために、逆電流
通電時には前記オーバーシュート電圧印加に起因して抵
抗体２３，２４の接続部から出力される電圧は定常時よ
りも増加しているのにも拘わらず、オペアンプ２５の反
転入力端子に入力する電圧は定常時よりも低下すること
となる。この電圧低下によって、制御回路４２からスイ
ッチ素子５のゲートに加えられるパルス波形信号のパル
ス幅ｔが広がってスイッチ素子５のオン期間が長くな
り、入出力変換比が増加する結果、出力電圧Ｖoutが増
加する。
検知信号を受けてオンする。これにより、抵抗体２３，
２４の接続部からオペアンプ２５の反転入力端子に向か
う電流の一部が前記接続部ＸからＰＮＰトランジスタ３
１と抵抗体３２を通って分流する。このために、逆電流
通電時には前記オーバーシュート電圧印加に起因して抵
抗体２３，２４の接続部から出力される電圧は定常時よ
りも増加しているのにも拘わらず、オペアンプ２５の反
転入力端子に入力する電圧は定常時よりも低下すること
となる。この電圧低下によって、制御回路４２からスイ
ッチ素子５のゲートに加えられるパルス波形信号のパル
ス幅ｔが広がってスイッチ素子５のオン期間が長くな
り、入出力変換比が増加する結果、出力電圧Ｖoutが増
加する。
【００５４】この第１の実施形態例によれば、上記逆電
流検知手段４３と逆電流抑制手段４４を設けて逆電流通
電時には入出力変換比を増加させる構成としたことで、
図５（ａ）の実線γに示すようなレギュレーション特性
γをＤＣ−ＤＣコンバータに持たせることができる。そ
の上、本実施形態例では、前記の如く、チョークコイル
１３は逆電流が微小量流れ始めると、インダクタンス値
を大きくする方向に可変するので、ＤＣ−ＤＣコンバー
タのレギュレーション特性は、電流変化量に対する電圧
変化量がさらに急激に上昇する図５（ａ）のαのレギュ
レーション特性となるので、逆電流が発生した際に、そ
の逆電流の通電量を従来に比べて大幅に抑制することが
できることとなった。
流検知手段４３と逆電流抑制手段４４を設けて逆電流通
電時には入出力変換比を増加させる構成としたことで、
図５（ａ）の実線γに示すようなレギュレーション特性
γをＤＣ−ＤＣコンバータに持たせることができる。そ
の上、本実施形態例では、前記の如く、チョークコイル
１３は逆電流が微小量流れ始めると、インダクタンス値
を大きくする方向に可変するので、ＤＣ−ＤＣコンバー
タのレギュレーション特性は、電流変化量に対する電圧
変化量がさらに急激に上昇する図５（ａ）のαのレギュ
レーション特性となるので、逆電流が発生した際に、そ
の逆電流の通電量を従来に比べて大幅に抑制することが
できることとなった。
【００５５】このように、逆電流の通電量を抑制するこ
とができるので、大きな逆電流が通電することによる前
述したような部品の破損問題を確実に防止することがで
きる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に比較的大
きなオーバーシュート電圧が発生したとしても、前記図
５（ａ）の急激変化のレギュレーション特性αを持たせ
ることで、逆電流量は小さな値となり、逆電流による回
路損失を小さくすることが可能となる。
とができるので、大きな逆電流が通電することによる前
述したような部品の破損問題を確実に防止することがで
きる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側に比較的大
きなオーバーシュート電圧が発生したとしても、前記図
５（ａ）の急激変化のレギュレーション特性αを持たせ
ることで、逆電流量は小さな値となり、逆電流による回
路損失を小さくすることが可能となる。
【００５６】また、この第１の実施形態例に示したＤＣ
−ＤＣコンバータを用いて並列運転を行う際に、並列接
続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧
Ｖoutのばらつきが生じても、その出力電圧Ｖoutのばら
つきに起因した逆電流通電による損失増加を緩和するこ
とができ、回路効率の悪化を防止することができる。
−ＤＣコンバータを用いて並列運転を行う際に、並列接
続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧
Ｖoutのばらつきが生じても、その出力電圧Ｖoutのばら
つきに起因した逆電流通電による損失増加を緩和するこ
とができ、回路効率の悪化を防止することができる。
【００５７】つまり、図１１のように並列運転を行うＤ
Ｃ−ＤＣコンバータのうち、出力電圧Ｖoutの高いＤＣ
−ＤＣコンバータＡが持つレギュレーション特性が例え
ば図５（ｂ）の実線Ａに示すような特性を示し、また、
出力電圧Ｖoutの低いＤＣ−ＤＣコンバータＢが持つレ
ギュレーション特性が例えば図５（ｂ）の実線Ｂに示す
ような特性を示すこととなる。これにより、上記ＤＣ−
ＤＣコンバータＡからＤＣ−ＤＣコンバータＢへの逆電
流の通電量はＩｂ’となり、従来のレギュレーション特
性を持つ図１２（ｂ）に示す逆電流の電流量Ｉｂに比べ
て、格段に小さくなる。このため、逆電流通電（逆電流
循環）に起因した上記ＤＣ−ＤＣコンバータＢの損失を
小さく抑制することができる。
Ｃ−ＤＣコンバータのうち、出力電圧Ｖoutの高いＤＣ
−ＤＣコンバータＡが持つレギュレーション特性が例え
ば図５（ｂ）の実線Ａに示すような特性を示し、また、
出力電圧Ｖoutの低いＤＣ−ＤＣコンバータＢが持つレ
ギュレーション特性が例えば図５（ｂ）の実線Ｂに示す
ような特性を示すこととなる。これにより、上記ＤＣ−
ＤＣコンバータＡからＤＣ−ＤＣコンバータＢへの逆電
流の通電量はＩｂ’となり、従来のレギュレーション特
性を持つ図１２（ｂ）に示す逆電流の電流量Ｉｂに比べ
て、格段に小さくなる。このため、逆電流通電（逆電流
循環）に起因した上記ＤＣ−ＤＣコンバータＢの損失を
小さく抑制することができる。
【００５８】また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＡの通電
量も、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＢへの逆電流通電量が
少なくなるために減少し、これにより、ＤＣ−ＤＣコン
バータＡの損失も抑制することができる。
量も、上記ＤＣ−ＤＣコンバータＢへの逆電流通電量が
少なくなるために減少し、これにより、ＤＣ−ＤＣコン
バータＡの損失も抑制することができる。
【００５９】このように、逆電流の通電量を抑制するこ
とができることによって、並列運転を行う際に、逆電流
通電に起因した損失増加を格段に緩和することができ、
回路効率の悪化を防止することができる。
とができることによって、並列運転を行う際に、逆電流
通電に起因した損失増加を格段に緩和することができ、
回路効率の悪化を防止することができる。
【００６０】ところで、図３に示すように、前述の逆流
防止回路はＤＣ−ＤＣコンバータのチョークコイル１３
に流れる三角波形の電流のピークが０Ａ（ゼロアンペ
ア）の線に接している図３（ａ）の動作状態（臨界点動
作）で作動する特徴を持っている。チョークコイルのイ
ンダクタンスが大きい方が臨界点動作時の逆流電流量が
小さいことから、逆流防止回路の作動領域ではチョーク
コイルのインダクタンスが大きい事が望ましい。
防止回路はＤＣ−ＤＣコンバータのチョークコイル１３
に流れる三角波形の電流のピークが０Ａ（ゼロアンペ
ア）の線に接している図３（ａ）の動作状態（臨界点動
作）で作動する特徴を持っている。チョークコイルのイ
ンダクタンスが大きい方が臨界点動作時の逆流電流量が
小さいことから、逆流防止回路の作動領域ではチョーク
コイルのインダクタンスが大きい事が望ましい。
【００６１】しかしながら、通常の動作モードで、大き
な電流が流れたときに飽和してしまったのでは、スイッ
チ素子にサージ電圧が発生したり、出力リプル電圧の増
加を招くため好適な回路動作を行うことができない。そ
こで、本実施形態例では、図３（ｃ）に示すように、チ
ョークコイル１３に通常動作モードにおいて比較的大き
な電流が流れるときには（電流の絶対値が大のときに
は）インダクタンス値を小さく可変することで、飽和し
難くして、良好な回路動作を行い得るようにしている。
な電流が流れたときに飽和してしまったのでは、スイッ
チ素子にサージ電圧が発生したり、出力リプル電圧の増
加を招くため好適な回路動作を行うことができない。そ
こで、本実施形態例では、図３（ｃ）に示すように、チ
ョークコイル１３に通常動作モードにおいて比較的大き
な電流が流れるときには（電流の絶対値が大のときに
は）インダクタンス値を小さく可変することで、飽和し
難くして、良好な回路動作を行い得るようにしている。
【００６２】以下に、第２の実施形態例を説明する。
【００６３】この第２の実施形態例では、逆電流検知手
段４３の抵抗体３８の一端側が、前記第１の実施形態例
で示したようにスイッチ素子５のドレイン側ではなく、
図８に示すように、出力電圧検出回路４１のダイオード
１９，２１のアノード側同士の接続部に接続されている
ことである。
段４３の抵抗体３８の一端側が、前記第１の実施形態例
で示したようにスイッチ素子５のドレイン側ではなく、
図８に示すように、出力電圧検出回路４１のダイオード
１９，２１のアノード側同士の接続部に接続されている
ことである。
【００６４】また、この第２の実施形態例では、逆電流
抑制手段４４が、前記第１の実施形態例に示したＰＮＰ
トランジスタ３１および抵抗体３２に代えて、ダイオー
ド４６により構成されている。上記ダイオード４６のア
ノード側は、抵抗体２３，２４の接続部とオペアンプ２
５の反転入力端子との接続部Ｘに接続され、このダイオ
ード４６のカソード側が逆電流検知手段４４の出力側
（コンデンサ３３、抵抗体３４）に接続されている。
抑制手段４４が、前記第１の実施形態例に示したＰＮＰ
トランジスタ３１および抵抗体３２に代えて、ダイオー
ド４６により構成されている。上記ダイオード４６のア
ノード側は、抵抗体２３，２４の接続部とオペアンプ２
５の反転入力端子との接続部Ｘに接続され、このダイオ
ード４６のカソード側が逆電流検知手段４４の出力側
（コンデンサ３３、抵抗体３４）に接続されている。
【００６５】上記以外の構成は前記第１の実施形態例と
同様であり、この第２の実施形態例の説明では、前記第
１の実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、そ
の重複説明は省略する。
同様であり、この第２の実施形態例の説明では、前記第
１の実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、そ
の重複説明は省略する。
【００６６】図６（ａ）、（ｅ）および図７（ａ）、
（ｅ）に示すように、スイッチ素子５のドレイン電圧が
逆電流通電に起因して低電圧状態であるときには、出力
電圧検出回路４１におけるダイオード１９，２１のアノ
ード側の電圧は負の電圧となり、それ以外のときには正
の電圧となっている。この第２の実施形態例では、その
現象に着目し、前記第１の実施形態例に示すようにスイ
ッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）の低電圧状態を
直接的に検知するのではなく、上記ダイオード３６と抵
抗体３８によって上記ダイオード１９，２１のアノード
側の電圧を検出してトランス２の３次巻線１８から出力
されたスイッチ素子のドレインと相似の電圧波形をダイ
オード１９、２１によって整流した電圧波形を検知する
事で上記スイッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）の
低電圧状態を間接的に検出する構成を備えている。
（ｅ）に示すように、スイッチ素子５のドレイン電圧が
逆電流通電に起因して低電圧状態であるときには、出力
電圧検出回路４１におけるダイオード１９，２１のアノ
ード側の電圧は負の電圧となり、それ以外のときには正
の電圧となっている。この第２の実施形態例では、その
現象に着目し、前記第１の実施形態例に示すようにスイ
ッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）の低電圧状態を
直接的に検知するのではなく、上記ダイオード３６と抵
抗体３８によって上記ダイオード１９，２１のアノード
側の電圧を検出してトランス２の３次巻線１８から出力
されたスイッチ素子のドレインと相似の電圧波形をダイ
オード１９、２１によって整流した電圧波形を検知する
事で上記スイッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）の
低電圧状態を間接的に検出する構成を備えている。
【００６７】この第２の実施形態例では、逆電流検知手
段４３は、逆電流通電によって、スイッチ素子５のゲー
ト電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未満であ
り、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧が低電圧状態
（つまり、ダイオード１９，２１のアノード側同士の接
続部の電圧が負の状態）であるときに、逆電流抑制手段
４４のダイオード４６のカソード側の電圧を低下させ
て、ダイオード４６の印加電圧がオン駆動電圧以上とな
るように構成されている。
段４３は、逆電流通電によって、スイッチ素子５のゲー
ト電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未満であ
り、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧が低電圧状態
（つまり、ダイオード１９，２１のアノード側同士の接
続部の電圧が負の状態）であるときに、逆電流抑制手段
４４のダイオード４６のカソード側の電圧を低下させ
て、ダイオード４６の印加電圧がオン駆動電圧以上とな
るように構成されている。
【００６８】このため、逆電流通電時には、ダイオード
４６がオンして、前記第１の実施形態例と同様に、抵抗
体２３，２４の接続部からオペアンプ２５に向かう電流
の一部が前記接続部Ｘでダイオード４６側に分流し、オ
ペアンプ２５の反転入力端子に入力する電圧が低下す
る。この結果、制御回路４２からスイッチ素子５に加え
られるパルス波形信号のパルス幅ｔが拡大して入出力変
換比が増加して出力電圧Ｖoutが増加する。
４６がオンして、前記第１の実施形態例と同様に、抵抗
体２３，２４の接続部からオペアンプ２５に向かう電流
の一部が前記接続部Ｘでダイオード４６側に分流し、オ
ペアンプ２５の反転入力端子に入力する電圧が低下す
る。この結果、制御回路４２からスイッチ素子５に加え
られるパルス波形信号のパルス幅ｔが拡大して入出力変
換比が増加して出力電圧Ｖoutが増加する。
【００６９】この第２の実施形態例においても、前記第
１の実施形態例と同様に、逆電流検知手段４３と逆電流
抑制手段４４を設けて逆電流が通電しているときには入
出力変換比を増加させる構成とし、さらに、チョークコ
イル１３を通電量によってインダクタンス値が可変する
タイプのものとすることによって、前記図５（ａ）に示
すような特有なレギュレーション特性αをＤＣ−ＤＣコ
ンバータに持たせることができるので、逆電流の通電量
を抑制することができ、逆電流通電に起因した様々な問
題を防止することができる。
１の実施形態例と同様に、逆電流検知手段４３と逆電流
抑制手段４４を設けて逆電流が通電しているときには入
出力変換比を増加させる構成とし、さらに、チョークコ
イル１３を通電量によってインダクタンス値が可変する
タイプのものとすることによって、前記図５（ａ）に示
すような特有なレギュレーション特性αをＤＣ−ＤＣコ
ンバータに持たせることができるので、逆電流の通電量
を抑制することができ、逆電流通電に起因した様々な問
題を防止することができる。
【００７０】次に本発明の第３の実施形態例を説明す
る。この第３の実施形態例において特徴的なことは、イ
ンダクタンス素子としてのチョークコイル１３をインダ
クタンス値の大きいインダクタとインダクタンス値の小
さいインダクタの直列回路に置き換えたものであり、そ
れ以外は前記の各実施形態例と同様である。インダクタ
ンス値の大きいインダクタは飽和し易い性質を有し、イ
ンダクタンス値の小さいインダクタは飽和し難い性質を
もつ。
る。この第３の実施形態例において特徴的なことは、イ
ンダクタンス素子としてのチョークコイル１３をインダ
クタンス値の大きいインダクタとインダクタンス値の小
さいインダクタの直列回路に置き換えたものであり、そ
れ以外は前記の各実施形態例と同様である。インダクタ
ンス値の大きいインダクタは飽和し易い性質を有し、イ
ンダクタンス値の小さいインダクタは飽和し難い性質を
もつ。
【００７１】このような飽和し易い（インダクタンスが
大きい）インダクタと飽和し難い（インダクタンスが小
さい）インダクタは、様々な手法によって形成可能であ
り、例えば、コア材料を飽和し易いものと、飽和し難い
ものを選定することによって、飽和し易いインダクタと
飽和し難いインダクタを得ることができ、また、同一の
コアを使用する場合は、ギャップ大でコイルのターン数
を小にすれば、インダクタンスが小で、飽和し難いイン
ダクタが得られ、ギャップ小で、コイルのターン数を大
にすれば、インダクタンス値が大で飽和し易いインダク
タが得られる。
大きい）インダクタと飽和し難い（インダクタンスが小
さい）インダクタは、様々な手法によって形成可能であ
り、例えば、コア材料を飽和し易いものと、飽和し難い
ものを選定することによって、飽和し易いインダクタと
飽和し難いインダクタを得ることができ、また、同一の
コアを使用する場合は、ギャップ大でコイルのターン数
を小にすれば、インダクタンスが小で、飽和し難いイン
ダクタが得られ、ギャップ小で、コイルのターン数を大
にすれば、インダクタンス値が大で飽和し易いインダク
タが得られる。
【００７２】さらに、飽和磁束密度が大きい材料を使用
することにより飽和し難いインダクタが得られ、逆に、
飽和磁束密度の小さい材料を使用することにより飽和し
易いインダクタを得ることができる。また、コアの形状
を互いに異にすることによって、飽和し易いインダクタ
と飽和し難いインダクタを得ることが可能である。
することにより飽和し難いインダクタが得られ、逆に、
飽和磁束密度の小さい材料を使用することにより飽和し
易いインダクタを得ることができる。また、コアの形状
を互いに異にすることによって、飽和し易いインダクタ
と飽和し難いインダクタを得ることが可能である。
【００７３】この、第３の実施形態例では、微小の逆電
流が流れたときには、インダクタンス値の大きい（飽和
し易い）インダクタによって、前記図５（ａ）に示すα
のレギュレーション特性を確保し、逆電流の増加を抑制
する。そして、通常動作モード時に比較的大きな電流が
流れるときには、インダクタンス値の大きい（飽和し易
い）インダクタは飽和するが、インダクタンス値の小さ
い（飽和し難い）インダクタは飽和することなく好適な
回路動作を維持するので、前記各実施形態例と同様な効
果を奏することが可能となる。
流が流れたときには、インダクタンス値の大きい（飽和
し易い）インダクタによって、前記図５（ａ）に示すα
のレギュレーション特性を確保し、逆電流の増加を抑制
する。そして、通常動作モード時に比較的大きな電流が
流れるときには、インダクタンス値の大きい（飽和し易
い）インダクタは飽和するが、インダクタンス値の小さ
い（飽和し難い）インダクタは飽和することなく好適な
回路動作を維持するので、前記各実施形態例と同様な効
果を奏することが可能となる。
【００７４】次に、本発明に係る第４の実施形態例を説
明する。図９は第４の実施形態例の要部回路構成を示
す。この第４の実施形態例において特徴的なことは、逆
電流抑制手段４４を、逆電流が検知されたときに同期整
流器（転流側同期整流器１０）をターンオフする回路構
成としたことである。すなわち、図９において、逆電流
抑制手段４４は、早期ターンオフ信号発生回路５３と、
ドライブトランス５４と、スイッチ素子５５を有して構
成されている。
明する。図９は第４の実施形態例の要部回路構成を示
す。この第４の実施形態例において特徴的なことは、逆
電流抑制手段４４を、逆電流が検知されたときに同期整
流器（転流側同期整流器１０）をターンオフする回路構
成としたことである。すなわち、図９において、逆電流
抑制手段４４は、早期ターンオフ信号発生回路５３と、
ドライブトランス５４と、スイッチ素子５５を有して構
成されている。
【００７５】スイッチ素子５５はこの例ではＭＯＳ−Ｆ
ＥＴにより構成され、そのＭＯＳ−ＦＥＴ５５のゲート
はドライブトランス５４の出力端に接続され、ドレイン
側は転流側同期整流器１０のゲート側に接続され、ソー
ス側は、チョークコイル１３と整流側同期整流器８のド
レイン側との接続部に接続されている。
ＥＴにより構成され、そのＭＯＳ−ＦＥＴ５５のゲート
はドライブトランス５４の出力端に接続され、ドレイン
側は転流側同期整流器１０のゲート側に接続され、ソー
ス側は、チョークコイル１３と整流側同期整流器８のド
レイン側との接続部に接続されている。
【００７６】早期ターンオフ信号発生回路５３は逆電流
検知手段４３が逆電流を検知したときに、早期ターンオ
フ信号を発生する。ドライブトランス５４はこの早期タ
ーンオフ信号をスイッチドライブ信号としてスイッチ素
子５５に加える。なお、逆電流検知手段４３の構成は、
前記各実施形態例で説明したものと同様に構成される。
検知手段４３が逆電流を検知したときに、早期ターンオ
フ信号を発生する。ドライブトランス５４はこの早期タ
ーンオフ信号をスイッチドライブ信号としてスイッチ素
子５５に加える。なお、逆電流検知手段４３の構成は、
前記各実施形態例で説明したものと同様に構成される。
【００７７】図１０（ｃ）に示すように、整流側同期整
流器８はスイッチ素子（メインスイッチ素子）５のオ
ン、オフに同期して（図１０（ｂ）参照）オン、オフす
る。一方、転流側同期整流器１０はメインスイッチ素子
５とはオン、オフを逆転した動作、つまり、メインスイ
ッチ素子５がオンの時にオフし、メインスイッチ素子５
がオフの時にオンする動作を行う。この回路構成におい
ては、スイッチ素子５５がオフに維持されている状態
で、通常の回路動作が行われている。
流器８はスイッチ素子（メインスイッチ素子）５のオ
ン、オフに同期して（図１０（ｂ）参照）オン、オフす
る。一方、転流側同期整流器１０はメインスイッチ素子
５とはオン、オフを逆転した動作、つまり、メインスイ
ッチ素子５がオンの時にオフし、メインスイッチ素子５
がオフの時にオンする動作を行う。この回路構成におい
ては、スイッチ素子５５がオフに維持されている状態
で、通常の回路動作が行われている。
【００７８】図１０において、（ａ）はメインスイッチ
素子５のドレイン電圧を示し、（ｂ）はメインスイッチ
素子５のゲート電圧を示し、（ｃ）は逆電流が流れてい
ない正常動作状態時における整流側同期整流器８のオ
ン、オフ動作状態を示し、（ｄ）は逆電流が流れていな
い正常動作状態時における転流側同期整流器１０のオ
ン、オフ動作状態を示している。
素子５のドレイン電圧を示し、（ｂ）はメインスイッチ
素子５のゲート電圧を示し、（ｃ）は逆電流が流れてい
ない正常動作状態時における整流側同期整流器８のオ
ン、オフ動作状態を示し、（ｄ）は逆電流が流れていな
い正常動作状態時における転流側同期整流器１０のオ
ン、オフ動作状態を示している。
【００７９】早期ターンオフ信号発生回路５３からの早
期ターンオフ信号がドライブトランス５４を介してスイ
ッチ素子５５に加えられるとスイッチ素子５５はターン
オンし、図１０（ｆ）に示すように、転流側同期整流器
１０は同期整流器駆動回路の制御を受けることなく早期
にターンオフし、そのターンオフ状態を維持して逆電流
の通電を遮断する。この通電遮断により、逆電流が流れ
る不具合状態においての回路動作を停止することができ
る。
期ターンオフ信号がドライブトランス５４を介してスイ
ッチ素子５５に加えられるとスイッチ素子５５はターン
オンし、図１０（ｆ）に示すように、転流側同期整流器
１０は同期整流器駆動回路の制御を受けることなく早期
にターンオフし、そのターンオフ状態を維持して逆電流
の通電を遮断する。この通電遮断により、逆電流が流れ
る不具合状態においての回路動作を停止することができ
る。
【００８０】なお、図９の例では、逆電流検知手段４３
が逆電流を検知したときに早期ターンオフ信号発生回路
５３から早期ターンオフ信号を出力したが、通常のオフ
信号を出力し、図１０（ｅ）に示すように、逆電流が検
知された後、転流側同期整流器１０が正規のタイミング
でターンオフするまで待ち、それ以降はターンオフ状態
を維持するようにしてもよい。
が逆電流を検知したときに早期ターンオフ信号発生回路
５３から早期ターンオフ信号を出力したが、通常のオフ
信号を出力し、図１０（ｅ）に示すように、逆電流が検
知された後、転流側同期整流器１０が正規のタイミング
でターンオフするまで待ち、それ以降はターンオフ状態
を維持するようにしてもよい。
【００８１】この第４の実施形態例では、逆電流が検知
されたときには、転流側同期整流器１０を強制的にター
ンオフしてその逆電流が流れている期間に渡ってターン
オフ状態を維持するので、逆電流による不具合を回避す
ることが可能である。この第４の実施形態例において
は、チョークコイル１３は前記各実施形態例の場合と同
様に、通電流によってインダクタンスを可変するタイプ
のものとしてもよく、従来例に示したものと同様の、通
電量によってインダクタンスを可変しない通常のチョー
クコイル等のインダクタンス素子によって構成してもよ
いものである。
されたときには、転流側同期整流器１０を強制的にター
ンオフしてその逆電流が流れている期間に渡ってターン
オフ状態を維持するので、逆電流による不具合を回避す
ることが可能である。この第４の実施形態例において
は、チョークコイル１３は前記各実施形態例の場合と同
様に、通電流によってインダクタンスを可変するタイプ
のものとしてもよく、従来例に示したものと同様の、通
電量によってインダクタンスを可変しない通常のチョー
クコイル等のインダクタンス素子によって構成してもよ
いものである。
【００８２】なお、この発明は上記各実施形態例に限定
されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例
えば、第１、第２の実施形態例ではスイッチ素子の制御
端子電圧を連続的に検出していたが、ドライブトランス
やインピーダンス素子を介して間接的に検知してもよ
い。制御回路内で制御端子電圧と同期した信号を形成し
て検知してもよく、スイッチ素子のオン駆動電圧がスレ
ショルド値未満で、かつ、スイッチ素子のドレイン電圧
が低電圧状態になる逆流動作時特有の現象を逆流検知に
用いていれば本発明の範囲に含まれる。
されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例
えば、第１、第２の実施形態例ではスイッチ素子の制御
端子電圧を連続的に検出していたが、ドライブトランス
やインピーダンス素子を介して間接的に検知してもよ
い。制御回路内で制御端子電圧と同期した信号を形成し
て検知してもよく、スイッチ素子のオン駆動電圧がスレ
ショルド値未満で、かつ、スイッチ素子のドレイン電圧
が低電圧状態になる逆流動作時特有の現象を逆流検知に
用いていれば本発明の範囲に含まれる。
【００８３】さらに、上記各実施形態例のＤＣ−ＤＣコ
ンバータはフォワードコンバータ方式のものであった
が、本発明は、フォワードコンバータ方式以外の例えば
ハーフブリッジ，プッシュプル方式等のコンバータ方式
のものにも適用してもよい。さらに、上記各実施形態例
では、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを例にして説明し
たが、本発明は、降圧コンバータ等の非絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにも適用してもよい。さらにまた、上記各
実施形態例のＤＣ−ＤＣコンバータは、単出力のもので
あったが、本発明は、多出力のＤＣ−ＤＣコンバータに
も適用することができる。もちろん、整流平滑回路４０
や、出力電圧検出回路４１や、制御回路４２の各回路構
成も上記各実施形態例の構成に限定されるものではな
い。
ンバータはフォワードコンバータ方式のものであった
が、本発明は、フォワードコンバータ方式以外の例えば
ハーフブリッジ，プッシュプル方式等のコンバータ方式
のものにも適用してもよい。さらに、上記各実施形態例
では、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを例にして説明し
たが、本発明は、降圧コンバータ等の非絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにも適用してもよい。さらにまた、上記各
実施形態例のＤＣ−ＤＣコンバータは、単出力のもので
あったが、本発明は、多出力のＤＣ−ＤＣコンバータに
も適用することができる。もちろん、整流平滑回路４０
や、出力電圧検出回路４１や、制御回路４２の各回路構
成も上記各実施形態例の構成に限定されるものではな
い。
【００８４】
【発明の効果】この発明によれば、逆電流検知手段およ
び逆電流抑制手段を設け、これら逆電流検知手段および
逆電流抑制手段によって、逆電流が検知されたときには
スイッチ素子の動作を入出力変換比の増加方向に制御す
る構成を備え、しかも、入力電圧の変換電圧を負荷に供
給するインダクタンス素子に、通常動作モード時よりも
小さい電流動作範囲においてはインダクタンス値を大き
い方向に可変し、通常動作モード時以上の電流動作範囲
においてはインダクタンス値を小さい方向に可変する機
能を持たせた。この構成によって、逆電流の通電時には
逆電流の通電量を抑制することができる特有なレギュレ
ーション特性をＤＣ−ＤＣコンバータは持つことができ
ることとなった。
び逆電流抑制手段を設け、これら逆電流検知手段および
逆電流抑制手段によって、逆電流が検知されたときには
スイッチ素子の動作を入出力変換比の増加方向に制御す
る構成を備え、しかも、入力電圧の変換電圧を負荷に供
給するインダクタンス素子に、通常動作モード時よりも
小さい電流動作範囲においてはインダクタンス値を大き
い方向に可変し、通常動作モード時以上の電流動作範囲
においてはインダクタンス値を小さい方向に可変する機
能を持たせた。この構成によって、逆電流の通電時には
逆電流の通電量を抑制することができる特有なレギュレ
ーション特性をＤＣ−ＤＣコンバータは持つことができ
ることとなった。
【００８５】このことから、ＤＣ−ＤＣコンバータの出
力側にオーバーシュート電圧が印加した際に、そのオー
バーシュート電圧印加に起因した逆電流の通電量を抑制
することができるという今までに無かった画期的な同期
整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが
できる。
力側にオーバーシュート電圧が印加した際に、そのオー
バーシュート電圧印加に起因した逆電流の通電量を抑制
することができるという今までに無かった画期的な同期
整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが
できる。
【００８６】また、逆電流抑制手段を、逆電流が検知さ
れたときには同期整流器をオフするか、又は同期整流器
のオフのタイミングを早める手段と成した本発明におい
ては、逆電流が検出されたときに、同期整流器を強制オ
フすることによって逆電流の通電を遮断することができ
る。
れたときには同期整流器をオフするか、又は同期整流器
のオフのタイミングを早める手段と成した本発明におい
ては、逆電流が検出されたときに、同期整流器を強制オ
フすることによって逆電流の通電を遮断することができ
る。
【００８７】上記のように、この発明のＤＣ−ＤＣコン
バータは逆電流の通電量を抑制することができるので、
大きな逆電流の通電に因る部品の破損問題をほぼ回避す
ることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの耐久の信頼性を
高めることができる。
バータは逆電流の通電量を抑制することができるので、
大きな逆電流の通電に因る部品の破損問題をほぼ回避す
ることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの耐久の信頼性を
高めることができる。
【００８８】また、並列運転を行う際に、並列接続され
る複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧のばらつき
が生じても、その出力電圧のばらつきに起因した逆電流
の通電量を上記特有なレギュレーション特性を持つこと
により抑制することができ、逆電流の通電に起因した損
失増加を緩和することができる。これにより、回路効率
の悪化を防止することができる。
る複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧のばらつき
が生じても、その出力電圧のばらつきに起因した逆電流
の通電量を上記特有なレギュレーション特性を持つこと
により抑制することができ、逆電流の通電に起因した損
失増加を緩和することができる。これにより、回路効率
の悪化を防止することができる。
【００８９】上記逆電流抑制手段が制御電圧検出手段と
両端電圧検出手段と逆電流検知信号出力手段とを有して
構成されているものや、逆電流検知手段が、入力電流あ
るいはスイッチ素子の通電電流を検出し該検出値が設定
値以下であるときに逆電流の通電を検知するものや、逆
電流通電に起因して電流の向きが逆向きになる電流経路
上の電流を検出し該検出電流の向きに基づいて逆電流を
検知するものにあっては、簡単な回路構成で、逆電流を
検知することができ、上記同様の優れた効果を奏するこ
とができる。
両端電圧検出手段と逆電流検知信号出力手段とを有して
構成されているものや、逆電流検知手段が、入力電流あ
るいはスイッチ素子の通電電流を検出し該検出値が設定
値以下であるときに逆電流の通電を検知するものや、逆
電流通電に起因して電流の向きが逆向きになる電流経路
上の電流を検出し該検出電流の向きに基づいて逆電流を
検知するものにあっては、簡単な回路構成で、逆電流を
検知することができ、上記同様の優れた効果を奏するこ
とができる。
【図１】第１の実施形態例を示す回路構成図である。
【図２】通電量によってインダクタンス値を可変するタ
イプのチョークコイルのコアの形状例を示す説明図であ
る。
イプのチョークコイルのコアの形状例を示す説明図であ
る。
【図３】ＤＣ−ＤＣコンバータのチョークコイルに流れ
る電流例の説明図である。
る電流例の説明図である。
【図４】電流動作範囲とチョークコイルのインダクタン
ス値の大小関係を示す説明図である。
ス値の大小関係を示す説明図である。
【図５】この発明の特徴的な構成から得られる特有なレ
ギュレーション特性を示すグラフである。
ギュレーション特性を示すグラフである。
【図６】逆電流が通電していないときに、図１に示すＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの主要回路構成部品に通電する電圧
や電流の波形例を示す波形図である。
Ｃ−ＤＣコンバータの主要回路構成部品に通電する電圧
や電流の波形例を示す波形図である。
【図７】逆電流が通電しているときに、図１に示すＤＣ
−ＤＣコンバータの主要回路構成部品に通電する電圧や
電流の波形例を示す波形図である。
−ＤＣコンバータの主要回路構成部品に通電する電圧や
電流の波形例を示す波形図である。
【図８】第２の実施形態例を示す回路構成図である。
【図９】第４の実施形態例を示す回路構成図である。
【図１０】第４実施形態例の動作を説明するタイムチャ
ートである。
ートである。
【図１１】ＤＣ−ＤＣコンバータの並列運転の説明図で
ある。
ある。
【図１２】従来の同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおけるレギュレーション特性を示すグラフであ
る。
ータにおけるレギュレーション特性を示すグラフであ
る。
１ ＤＣ−ＤＣコンバータ
５ スイッチ素子（メインスイッチ素子）
８ 整流側同期整流器
１０ 転流側同期整流器
１３ チョークコイル
４１ 出力電圧検出回路
４２ 制御回路
４３ 逆電流検知手段
４４ 逆電流抑制手段
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H006 AA01 AA05 CA02 CA12 CB03
CB07 CC02 CC08 DA04 DC05
FA02 HA09 HA84
5H730 AA02 AA20 AS01 BB23 BB57
DD04 DD13 DD27 DD32 DD43
EE02 EE08 EE10 EE13 EE19
EE72 FD24 FG05 ZZ17
Claims (8)
- 【請求項１】 スイッチ素子のスイッチング動作によっ
て、入力電圧を上記スイッチ素子のスイッチング動作に
より定まる入出力変換比でもって電圧値変換し、この変
換電圧をチョークコイルを介して負荷に出力する、同期
整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出力側
から入力側へ向かう逆電流を検知する逆電流検知手段
と、逆電流が検知されたときに逆電流の通電量を抑制す
る逆電流抑制手段とが設けられており、前記チョークコ
イルは一定値以下の電流動作範囲においてはインダクタ
ンス値を大きい方向に可変し一定値を越える電流動作範
囲においてはインダクタンス値を小さい方向に可変する
機能を有していることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項２】 逆電流検知手段は、スイッチ素子の制御
端子電圧を検知する手段と、スイッチ素子の両端電圧を
直接的又は間接的に検知する手段とを備え、スイッチ素
子の制御端子電圧がスイッチ素子をオフするレベルで、
かつ、スイッチ素子の両端電圧がローレベルの状態が出
現すると逆流状態と判定する事を特徴とする請求項１記
載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 チョークコイルは磁路の１部が局所的に
磁気飽和し易い構造のコアを備え、チョークコイルの通
電量が一定値以上になると前記コアで局所的な磁気飽和
が起こってインダクタンスが低下するスインギング特性
を有する事を特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 チョークコイルはインダクタンス値が小
さく磁気飽和しにくいインダクタとインダクタンス値が
大きく磁気飽和しやすいインダクタを直列接続した構成
と成していることを特徴とする請求項１又は請求項２記
載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 逆電流抑制手段は、逆電流が検知された
ときにスイッチ素子のスイッチング動作による入出力変
換比を増加方向に制御して逆電流の通電量を抑制する手
段と成していることを特徴とする請求項１乃至請求項４
の何れか１つに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 逆電流抑制手段は、逆電流が検知された
ときに同期整流器をオフするか、又は同期整流器のオフ
のタイミングを早める手段と成していることを特徴とす
る請求項１乃至請求項４の何れか１つに記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項７】スイッチ素子のスイッチング動作によっ
て、入力電圧を上記スイッチ素子のスイッチング動作に
より定まる入出力変換比でもって電圧値変換し、この変
換電圧をインダクタンス素子を介して負荷に出力する、
同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、出
力側から入力側へ向かう逆電流を検知する逆電流検知手
段と、逆電流が検知されたときに逆電流の通電量を抑制
する逆電流抑制手段とが設けられており、この逆電流抑
制手段は、逆電流が検知されたときに同期整流器をオフ
するか、又は同期整流器のオフのタイミングを早める手
段により構成されていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。 - 【請求項８】 逆電流検知手段は、スイッチ素子の制御
端子電圧を検知する手段と、スイッチ素子の両端電圧を
直接的又は間接的に検知する手段とを備え、スイッチ素
子の制御端子電圧がスイッチ素子をオフするレベルで、
かつ、スイッチ素子の両端電圧がローレベルの状態が出
現すると逆流状態と判定する事を特徴とする請求項７記
載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001271916A JP3548826B2 (ja) | 2001-09-07 | 2001-09-07 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US10/217,993 US6778412B2 (en) | 2001-09-07 | 2002-08-14 | Synchronous converter with reverse current protection through variable inductance |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001271916A JP3548826B2 (ja) | 2001-09-07 | 2001-09-07 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003088114A true JP2003088114A (ja) | 2003-03-20 |
| JP3548826B2 JP3548826B2 (ja) | 2004-07-28 |
Family
ID=19097361
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001271916A Expired - Fee Related JP3548826B2 (ja) | 2001-09-07 | 2001-09-07 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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| JP (1) | JP3548826B2 (ja) |
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| US7773392B2 (en) | 2005-08-11 | 2010-08-10 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Isolated switching power supply apparatus |
| US8102166B2 (en) | 2008-10-02 | 2012-01-24 | Fujitsu Limited | Power source device and output voltage stabilizing method |
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| JP4264837B2 (ja) * | 2003-09-02 | 2009-05-20 | サンケン電気株式会社 | 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7116563B2 (en) * | 2004-05-19 | 2006-10-03 | Semtech Corporation | Dual mode over-current protection for switching mode power converter |
| US7724555B1 (en) * | 2005-06-15 | 2010-05-25 | Anastasios Simopoulos | Power converter with synchronous rectification and digital current sharing |
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| GB2463503A (en) * | 2008-09-16 | 2010-03-17 | Cambridge Semiconductor Ltd | Crossed ridges in a gap of a ferrite core arrangement |
| TWI388962B (zh) * | 2009-03-26 | 2013-03-11 | Green Solution Tech Co Ltd | 電流觸發電路及應用電流觸發電路之切換式電源轉換器 |
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| US9350259B2 (en) | 2013-07-31 | 2016-05-24 | Analog Devices Global | Synchronous rectifier control for a double-ended isolated power converter |
| US9548669B2 (en) * | 2015-05-15 | 2017-01-17 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Synchronous start-up of parallel power converters in a switched-mode power supply |
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| FR3082680B1 (fr) * | 2018-06-15 | 2020-05-29 | Renault S.A.S | Procede de commande en frequence de la tension d'entree d'un convertisseur courant continu-courant continu |
| US10425080B1 (en) | 2018-11-06 | 2019-09-24 | Crane Electronics, Inc. | Magnetic peak current mode control for radiation tolerant active driven synchronous power converters |
| US11005374B2 (en) * | 2019-06-19 | 2021-05-11 | Crane Electronics, Inc. | System and method to enhance signal to noise ratio and to achieve minimum duty cycle resolution for peak current mode control scheme |
| CN114070047A (zh) * | 2020-07-31 | 2022-02-18 | 华为数字能源技术有限公司 | 一种三线dcdc变换器和并机供电系统 |
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| KR0164098B1 (ko) * | 1996-04-02 | 1999-04-15 | 이준 | 스위치 결합형 능동 포워드 컨버터 |
| JP3336995B2 (ja) * | 1999-04-30 | 2002-10-21 | 株式会社村田製作所 | Ｄｃーｄｃコンバータ |
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-
2001
- 2001-09-07 JP JP2001271916A patent/JP3548826B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-08-14 US US10/217,993 patent/US6778412B2/en not_active Expired - Lifetime
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| US8102166B2 (en) | 2008-10-02 | 2012-01-24 | Fujitsu Limited | Power source device and output voltage stabilizing method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20030048644A1 (en) | 2003-03-13 |
| US6778412B2 (en) | 2004-08-17 |
| JP3548826B2 (ja) | 2004-07-28 |
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