JP2005245127A - 力率改善回路 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチのゼロ電流スイッチング及びゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化できる力率改善回路を提供する。
【解決手段】交流電源Ｖａｃ１の交流電源電圧を整流する全波整流回路Ｂ１と、主巻線５ａと主巻線に直列に接続され且つ主巻線と疎結合する帰還巻線５ｂとを有する昇圧リアクトルＬ２と、全波整流回路Ｂ１の一方の出力端Ｐ１と他方の出力端Ｐ２との間に接続され、昇圧リアクトルの主巻線とダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との直列回路と、全波整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、昇圧リアクトルの主巻線と帰還巻線とスイッチＱ１との直列回路と、スイッチと昇圧リアクトルの帰還巻線との接続点と平滑コンデンサとの間に接続されたダイオードＤ２と、スイッチをオン／オフ制御することにより交流電源電流を正弦波状にするとともに平滑コンデンサの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路１０とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率、低ノイズ、高力率なスイッチング電源装置に使用する力率改善回路に関する。

図２４に従来の力率改善回路の回路構成図を示す（特許文献１）。図２４に示す力率改善回路において、交流電源Ｖａｃ１の交流電源電圧を整流する全波整流回路Ｂ１の出力両端には、昇圧リアクトルＬ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒとからなる直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端には、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とからなる直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ１の両端には、負荷ＲＬが接続されている。スイッチＱ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。

電流検出抵抗Ｒは、全波整流回路Ｂ１に流れる入力電流を検出する。

制御回路１０は、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、発振器（ＯＳＣ）１１４、ＰＷＭコンパレータ１１６を有して構成される。

誤差増幅器１１１は、基準電圧Ｅ１が＋端子に入力され、平滑コンデンサＣ１の電圧が−端子に入力され、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差が増幅され、誤差電圧信号を生成して乗算器１１２に出力する。乗算器１１２は、誤差増幅器１１１からの誤差電圧信号と全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１からの全波整流電圧とを乗算して乗算出力電圧を誤差増幅器１１３の＋端子に出力する。

誤差増幅器１１３は、電流検出抵抗Ｒで検出した入力電流に比例した電圧が−端子に入力され、乗算器１１２からの乗算出力電圧が＋端子に入力され、電流検出抵抗Ｒによる電圧と乗算出力電圧との誤差が増幅され、誤差電圧信号を生成してこの誤差電圧信号をフィードバック信号ＦＢとしてＰＷＭコンパレータ１１６に出力する。ＯＳＣ１１４は、一定周期の三角波信号を生成する。

ＰＷＭコンパレータ１１６は、ＯＳＣ１１４からの三角波信号が−端子に入力され、誤差増幅器１１３からのフィードバック信号ＦＢが＋端子に入力され、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値以上のときにオンで、フィードバック信号ＦＢの値が三角波信号の値未満のときにオフとなるパルス信号を生成し、該パルス信号をスイッチＱ１のゲートに印加する。

即ち、ＰＷＭコンパレータ１１６は、スイッチＱ１に対して、誤差増幅器１１３による電流検出抵抗Ｒの出力と乗算器１１２の出力との差信号に応じたデューティパルスを提供する。このデューティパルスは、交流電源電圧及び直流負荷電圧の変動に対して一定周期で連続的に補償するパルス幅制御信号である。このような構成により、交流電源電流波形が交流電源電圧波形に一致するように制御されて、力率が大幅に改善される。

次に、このように構成された力率改善回路の動作を図２５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２５では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉを示している。

まず、時刻ｔ_３１において、スイッチＱ１がオンし、全波整流回路Ｂ１から昇圧リアクトルＬ１を介してスイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。なお、時刻ｔ_３１から時刻ｔ_３２では、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉは零になる。

次に、時刻ｔ_３２において、スイッチＱ１は、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、昇圧リアクトルＬ１に誘起された電圧によりスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。また、時刻ｔ_３２〜時刻ｔ_３３では、スイッチＱ１がオフであるため、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ_３２から時刻ｔ_３３では、Ｌ１→Ｄ１→Ｃ１で電流Ｄ１ｉが流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。

なお、力率改善回路に関連する従来の技術として、特許文献２、特許文献３がある。

また、図２６にスイッチング電源装置に接続される装置の消費電流波形の一例を示す。図２６に示す消費電流波形は、モータ等を有する装置の電流波形であり、モータ等を起動させると、起動時のみピーク電流が流れる。

図２７にスイッチング電源装置に接続される装置の消費電流波形の他の一例を示す。図２７に示す消費電流波形は、プリンタ等を有する装置の電流波形であり、印字するときにピーク電流が流れる。図２６及び図２７に示す電流波形ともに、定常電流に対して、ピーク電流が大きいが、持続時間は短い。

このようなモータやプリンタ等の負荷に電力を供給するスイッチング電源装置に用いられる巻線装置（リアクトル又はトランス）は、ピーク電流に対応した仕様で製作された場合、大型化し、コストが高くなる。このため、図２８に示すような構造のリアクトルが用いられている。

図２８に示すリアクトルは、中央脚３５ｃ及び側脚３５ａ，３５ｂを有し且つ磁気回路が形成された日の字状の磁性材料からなるコア３５と、このコア３５の中央脚３５ｃに巻回された巻線（コイル）２０とを有し、中央脚３５ｃには、定常負荷（軽負荷）時対応の狭いギャップ５１とピーク負荷（重負荷）時対応の比較的広いギャップ５２を有する。

このような構成のリアクトルにより、図２９に示すように、電流の増加に対してインダクタンスが減少するようにし、定常負荷時では、インダクタンスが大きく、ピーク負荷時でもコア３５を飽和させずに動作できるようにしていた。

なお、従来の巻線装置の関連技術として例えば、特許文献４がある。
特開２０００−３７０７２号（図１） 特開２０００−２２４８４１号 特開２０００−３２４８１１号 特開２００２−３７３８１１号

しかしながら、図２４に示す昇圧型の力率改善回路では、スイッチＱ１のターンオン又はターンオフ時において、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖと電流Ｑ１ｉとの重複部分が生じ、この重複部分により大きなスイッチング損失が発生する欠点があった。

また、スイッチＱ１をオンした時（例えば時刻ｔ_３１，ｔ_３３，ｔ_３５）には、Ｃ１→Ｄ１→Ｑ１の経路にダイオードリカバリーによるスパイク電流ＲＣが流れる。また、スイッチＱ１をオフした時（例えば時刻ｔ_３２，ｔ_３４，ｔ_３６）には、配線のインダクタンスによるスパイク電圧ＳＰが発生する。

リカバリー時間の間は、ダイオードＤ１はショート状態のため、スイッチＱ１の損失は増大する。また、スイッチＱ１がオフ時のスパイク電圧を抑制するために抵抗及びコンデンサからなるＣＲアブソーバ等を追加するため、ＣＲアブソーバによる損失も増大していた。

また、スパイク電圧及びスパイク電流は、ノイズを発生する。このノイズを低減するためにノイズフィルタも大型化し、スイッチング電源の小型、高効率化の妨げとなっていた。

また、図２８に示す巻線装置にあっては、定常負荷時には主にギャップ５１の部分の面積のみが働き、ピーク負荷時にはギャップ５１部分は飽和するため、ギャップ５２の部分の面積のみが有効に働く。このときのインダクタンスは、コア全面に定常負荷時に適したギャップ、又はコア全面にピーク負荷時にピーク電流に適したギャップを挿入した場合のインダクタンスに比較して約１／２となる。このため、同一のインダクタンスを持つようにするためには、コア面積を約２倍としなければならないという問題があった。

本発明の第１の課題は、スイッチのゼロ電流スイッチング及びゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができる力率改善回路を提供することにある。

本発明の第２の課題は、第１の課題を解決でき、さらに、コアの全面積を使用でき、定常負荷時には損失を低減し、ピーク負荷時にはコアの飽和を回避することにより効率を向上させる巻線装置を有する力率改善回路を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、交流電源の交流電源電圧を整流する整流回路と、主巻線とこの主巻線に直列に接続され且つ前記主巻線と疎結合する帰還巻線とを有する昇圧リアクトルと、前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルの前記主巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルの前記主巻線と前記帰還巻線と主スイッチとからなる第２直列回路と、前記主スイッチと前記昇圧リアクトルの前記帰還巻線との接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第２ダイオードと、前記主スイッチをオン／オフ制御することにより交流電源電流を正弦波状にするとともに前記平滑コンデンサの出力電圧を所定電圧に制御する制御手段とを有することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の力率改善回路において、前記昇圧リアクトルの前記主巻線と前記帰還巻線との接続点と前記整流回路の他方の出力端との間に接続され、第１コンデンサと第３ダイオードとからなる第３直列回路と、前記第１コンデンサと前記第３ダイオードとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第４ダイオードとを有することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の力率改善回路において、前記昇圧リアクトルは、磁気回路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記第１脚に前記主巻線が巻回され、前記第２脚に前記帰還巻線が巻回され、前記第３脚はパスコアとして用いられることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１又は請求項２記載の力率改善回路において、前記昇圧リアクトルは、前記帰還巻線と疎結合する第１補助巻線をさらに有し、前記主スイッチに並列に接続され、第５ダイオードとスナバコンデンサとからなる第４直列回路と、前記第５ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続され、前記昇圧リアクトルの前記第１補助巻線と第６ダイオードとからなる第５直列回路とをさらに有することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項４記載の力率改善回路において、前記昇圧リアクトルは、磁気回路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記第１脚に前記主巻線が巻回され、前記第２脚に前記帰還巻線と前記第１補助巻線とが疎結合させて巻回され、前記第３脚はパスコアとして用いられることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項４記載の力率改善回路において、前記昇圧リアクトルは、前記主巻線と疎結合する第２補助巻線をさらに有し、前記第２補助巻線は、前記第１補助巻線に直列に接続されることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項６記載の力率改善回路において、前記昇圧リアクトルは、磁気回路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記第１脚に前記主巻線と前記第２補助巻線とが疎結合させて巻回され、前記第２脚に前記帰還巻線と前記第１補助巻線とが疎結合させて巻回され、前記第３脚はパスコアとして用いられることを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項３又は請求項５又は請求項７記載の力率改善回路において、前記コアの各々の脚は、同一厚みのギャップを有することを特徴とする。

請求項９の発明は、請求項３又は請求項５又は請求項７又は請求項８記載の力率改善回路において、前記帰還巻線が巻回された前記第２脚は、前記第１脚及び前記第３脚の各脚の断面積よりも少ない断面積を有することを特徴とする。

請求項１０の発明は、請求項４乃至請求項９のいずれか１項記載の力率改善回路において、前記制御手段は、前記主スイッチのターンオン時にゼロ電流スイッチさせ、前記主スイッチのターンオフ時にゼロ電圧スイッチさせることを特徴とする。

請求項１１の発明は、請求項項８記載の力率改善回路において、前記コアに形成された各ギャップには、各巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体が設けられることを特徴とする。

請求項１２の発明は、請求項項８記載の力率改善回路において、前記コアに形成された各ギャップには、各巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体とエアーギャップとが設けられることを特徴とする。

本発明によれば、主巻線と帰還巻線との間のリーケージインダクタンスにより、主スイッチをオン時にＺＣＳ（ゼロ電流スイッチ）を行わせることにより、スイッチング損失及びスイッチングノイズを低減できるので、高効率、低ノイズ化を図ることができる。主スイッチをオフ時にリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを第２ダイオードを介して負荷に帰還させることにより高効率化を図ることができる。

また、本発明によれば、主スイッチをオン時に、帰還巻線と疎結合した第１補助巻線に発生した電圧により、スナバコンデンサに蓄えられた電荷を放電させ、主スイッチがオフ時にスナバコンデンサを充電することにより、主スイッチがオフ時の電圧上昇を緩やかにし、更に低ノイズ化を図ることができる。

以下、本発明に係る力率改善回路の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。

実施例１の力率改善回路は、中央脚及び側脚を有するコアに巻回された主巻線と帰還巻線との間のリーケージインダクタンスにより、主スイッチをオン時にＺＣＳを行なわせることにより損失を低減するとともに、コアの磁路を介して、リーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーをダイオードを介して負荷に帰還させることにより高効率化を図るものである。

また、この力率改善回路は、入力電流を正弦波状にするとともに平滑コンデンサの電圧を制御し、平滑コンデンサより負荷に電力を供給する連続モードの昇圧型の力率改善回路であり、主スイッチの電圧を平滑コンデンサの電圧にクランプするものである。連続モードとは、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れているときに、つまり、主巻線５ａに電流が流れているときにスイッチＱ１を再びオンさせる動作モードである。

図１は実施例１の力率改善回路を示す回路構成図である。図１において、全波整流回路Ｂ１は、交流電源Ｖａｃ１に接続され、交流電源Ｖａｃ１からの交流電源電圧を整流して正極側出力端Ｐ１及び負極側出力端Ｐ２に出力する。

昇圧リアクトルＬ２は、主巻線５ａ（巻数ｎ１）とこの主巻線５ａに直列に接続された帰還巻線５ｂ（巻数ｎ２）とを有し、主巻線５ａと帰還巻線５ｂとが電磁結合している。帰還巻線５ｂは、主巻線５ａに対して疎結合され、主巻線５ａと帰還巻線５ｂとの間のリーケージインダクタンスが大きくなっている。

全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、昇圧リアクトルＬ２の主巻線５ａとダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１と電流検出抵抗Ｒとからなる第１直列回路が接続されている。

また、全波整流回路Ｂ１の正極側出力端Ｐ１と負極側出力端Ｐ２との間には、昇圧リアクトルＬ２とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）と電流検出抵抗Ｒとからなる第２直列回路が接続されている。スイッチＱ１と帰還巻線５ｂとの接続点と平滑コンデンサＣ１との間にはダイオードＤ２が接続されている。
スイッチＱ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフする。ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とで整流平滑回路を構成する。平滑コンデンサＣ１には並列に負荷ＲＬが接続され、平滑コンデンサＣ１はダイオードＤ１の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

電流検出抵抗Ｒは、全波整流回路Ｂ１に流れる入力電流を検出する。制御回路１０は、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、ＯＳＣ１１４、ＰＷＭコンパレータ１１６を有して構成され、図２４に示す制御回路１０の構成と同一構成であるので、ここでは、その詳細な説明は省略する。

次にこのように構成された実施例１の力率改善回路の動作を図２乃至図５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は実施例１の力率改善回路の交流電源電圧波形と整流出力電流波形のタイミングチャートである。図３は実施例１の力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。図４は実施例１の力率改善回路のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号のタイミングチャートである。図５は実施例１の力率改善回路のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号のタイミングチャートである。

なお、図２では、交流電源電圧Ｖｉ、整流出力電流Ｉ_０を示している。図３では、図２のＡ部の詳細を示している。図３乃至図５では、交流電源に流れる入力電流Ｉｉ、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、ダイオードＤ２に流れる電流Ｄ２ｉを示している。Ｑ１制御信号Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートに印加される信号を示している。

まず、時刻ｔ_２（ｔ_２１）において、主巻線５ａに電流が流れているため、ダイオードＤ１は導通状態であり、スイッチＱ１をオンさせると、交流電源電圧Ｖｉを整流した電圧により、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→５ｂ→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流が流れる。このため、帰還巻線５ｂのリーケージインダクタンスＬｅ（図示せず）に電圧が印加されて、時刻ｔ_２１から時刻ｔ_２２まで、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉはＥｏ／Ｌｅの傾きで増加する。従って、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉはゼロから始まるので、スイッチＱ１はＺＣＳ動作となる。図４からわかるようにスイッチＱ１がオンした後、電流が立ち上がり、ＺＣＳ動作を達成していることがわかる。

なお、ダイオードＤ１が導通状態では、出力電圧Ｅｏ（平滑コンデンサＣ１の両端電圧）と同一電圧がリーケージインダンタンスLｅに印加される。ダイオードＤ１がオフした後、交流電源Vａｃ１の電圧が主巻線５ａに印加される。

また、時刻ｔ_２１から時刻ｔ_２２において、帰還巻線５ｂの電流が増加すると同時に、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉは減少してゼロとなり、ダイオードＤ１はオフ状態となる。リカバリー時間の間には、ダイオードＤ１のリカバリによるスパイク電流がスイッチＱ１に流れるが、このスパイク電流はリーケージインダンタンスＬｅのインピーダンスにより制限される。図４に示すように、時刻ｔ_２２において、ダイオードリカバリーによるスパイク電流ＲＣが僅かに見られる。

リカバリー時間が終了して、ダイオードＤ１の逆方向が回復し、帰還巻線５ｂの電流の増加率は減少する。入力電圧は、昇圧リアクトルＬ２の主巻線５ａの電圧が加わり、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→５ｂ→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流Ｑ１ｉが流れ、電流Ｑ１ｉはＶａｃ１／５ａの傾きで上昇する（時刻ｔ_２２〜時刻ｔ_３）。

次に、時刻ｔ_３（時刻ｔ_３１）において、スイッチＱ１をオフさせると、昇圧リアクトルＬ２の主巻線５ａに蓄えられたエネルギーにより、５ａ→Ｄ１→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａで、電流Ｄ１ｉが時刻ｔ_３から時刻ｔ_４まで流れる。このため、平滑コンデンサＣ１が充電されるとともに、負荷ＲＬに電力が供給される。

同様に、時刻ｔ_３（時刻ｔ_３１）において、帰還巻線５ｂに蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。また、帰還巻線５ｂに蓄えられたエネルギーにより、５ｂ→Ｄ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａ→５ｂで電流Ｄ２ｉが流れる。即ち、ダイオードＤ2を介して帰還巻線５ｂに蓄えられたエネルギーを負荷ＲＬに回生する。この時のエネルギー量は、昇圧リアクトルＬ２の帰還巻線５ｂに発生する電圧とリーケージインダクタンスＬｅの電流とで決定され、帰還巻線５ｂの巻数ｎ２が多いほど、発生電圧は高くなり、短い時間で放電は終了する。

この放電が完了した時刻ｔ_３２において、ダイオードＤ２の電流Ｄ２ｉがゼロとなり、逆特性が回復した後、再び、時刻ｔ_４において、スイッチＱ１をオンすると、ＺＣＳ動作を継続できる。また、制御回路１０は、整流出力電流波形が交流電源電圧Ｖｉを全波整流した波形と等しい波形になるようにスイッチＱ１のオンデューティを制御するので、昇圧型の力率改善回路を構成できる。

このように実施例１の力率改善回路によれば、主巻線５ａと帰還巻線５ｂとの間のリーケージインダクタンスＬｅにより、スイッチＱ１をオンした時にダイオードリカバリーによるスパイク電流が流れなくなる。このため、ノイズが低減され、ノイズフィルタも小型化されるので、スイッチング電源の小型、高効率化を図ることができる。

また、リーケージインダクタンスＬｅにより、スイッチＱ１をオン時にＺＣＳを行わせることにより、スイッチング損失及びスイッチングノイズを低減できるので、高効率、低ノイズ化を図ることができる。また、コアの磁路を介して、リーケージインダクタンスＬｅに蓄えられたエネルギーを負荷に帰還させることにより高効率化を図ることができる。

図６は実施例１の力率改善回路に設けられたリアクトルの構造図である。図６（ａ）に示すリアクトル（昇圧リアクトルＬ２に対応）は、中央脚３０ｃ及び側脚３０ａ，３０ｂを有し且つ磁気回路が形成された日の字状の磁性材料からなるコア（鉄心）３０を有している。コア３０は、フェライトのような高い透磁率で鉄損の少ない磁性体が用いられる。コア３０の透磁率μは、例えば３０００〜４０００である。中央脚３０ｃ及び側脚３０ａ，３０ｂの各脚には、同一厚みのギャップ３３ａ，３３ｂ，３３ｃが設けられている。中央脚３０ｃには主巻線５ａが巻回され、側脚３０ａには帰還巻線５ｂが巻回され、側脚３０ｂはパスコアとして用いられる。即ち、主巻線５ａと帰還巻線５ｂを異なる脚に設け、残りの脚をパスコアとして用いることにより、巻線間を疎結合とし、大きなリーケージインダクタンスを得ている。

図６（ｂ）に示すように、主巻線５ａに流れる電流により磁束Φ１が生じ、帰還巻線５ｂに流れる電流により磁束Φ２が生ずる。帰還巻線５ｂ部分の側脚３０ａでは、磁束Φ１と磁束Φ２とが打ち消し合い、磁束はΦ２−Φ１となる。このため、側脚３０ａの磁束は、他の脚よりも減少するため、側脚３０ａの断面積を少なくできる。

また、ギャップ３３ａ，３３ｂ，３３ｃを同一厚みとした場合には、主巻線５ａで発生した磁束Φ１は、側脚３０ａ，３０ｂに断面積比に比例して配分されるため、帰還巻線５ｂが巻回された側脚３０ａの磁束は、中央脚３０ｃよりの磁束Φ１と逆方向に生じる。このため、ＺＣＳ動作時に帰還巻線５ｂに発生する電圧に対して、さらに側脚３０ａの断面積を少なくできる。従って、帰還巻線５ｂが巻回される側脚３０ａは、主巻線５ａが巻回される中央脚３０ｃの１／２以下の断面積でも動作上支障がなくコア３０の小型化を図ることができる。また、三脚のギャップ３３ａ，３３ｂ，３３ｃが同一厚みであることは、リアクトルの製造上でも有利である。

図７は実施例２の力率改善回路を示す回路構成図である。実施例２の力率改善回路は、図１に示す実施例１の力率改善回路の構成に、さらに、コンデンサＣ３、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４を追加し、ダイオードリカバリによる損失をさらに低減したことを特徴とする。

昇圧リアクトルＬ２の主巻線５ａと帰還巻線５ｂとの接続点とスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒとの接続点との間には、コンデンサＣ３とダイオードＤ３とからなる直列回路が接続されている。コンデンサＣ３とダイオードＤ３との接続点と平滑コンデンサＣ１との間にはダイオードＤ４が接続されている。

なお、その他の構成は、図１に示す実施例１の力率改善回路の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

次にこのように構成された実施例２の力率改善回路の動作を図８に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図８は実施例２の力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。

図８では、交流電源に流れる入力電流Ｉｉ、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、ダイオードＤ２に流れる電流Ｄ２ｉ、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖ_Ｃ３、コンデンサＣ３に流れる電流Ｃ３ｉを示している。Ｑ１制御信号Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートに印加される信号を示している。

まず、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１をオンさせると、交流電源電圧Ｖｉを整流した電圧により、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→５ｂ→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流が流れる。このため、帰還巻線５ｂのリーケージインダクタンスＬｅに電圧が印加されて、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉはＥｏ／Ｌｅの傾きで増加する。従って、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉはゼロから始まるので、スイッチＱ１はＺＣＳ動作となる。

また、帰還巻線５ｂの電流が増加すると同時に、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉは減少してゼロとなり、ダイオードＤ１はオフ状態となる。リカバリー時間の間には、ダイオードＤ１のリカバリによるスパイク電流がスイッチＱ１に流れるが、このスパイク電流はリーケージインダンタンスＬｅのインピーダンスにより制限される。

また、５ｂ→Ｑ１→Ｄ３→Ｃ３→５ｂとコンデンサＣ３に電流Ｃ３ｉが流れて、コンデンサＣ３が充電される。このとき、コンデンサＣ３のダイオードＤ３側が正極となるため、図８に示すように、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖ_Ｃ３が負電圧になり、コンデンサＣ３に流れる電流Ｃ３ｉが負電流になる。

即ち、ダイオードＤ１のリカバリによるスパイク電流が帰還巻線５ｂによってコンデンサＣ３に充電されるため、スパイク電流をさらに小さくできる。

リカバリー時間が終了して、ダイオードＤ１の逆方向が回復し、帰還巻線５ｂの電流の増加率は減少する。入力電圧は、昇圧リアクトルＬ２の主巻線５ａの電圧が加わり、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→５ｂ→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流Ｑ１ｉが流れ、電流Ｑ１ｉはＶａｃ１／５ａの傾きで上昇する。

次に、時刻ｔ_３において、スイッチＱ１をオフさせると、昇圧リアクトルＬ２の主巻線５ａに蓄えられたエネルギーにより、５ａ→Ｄ１→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａで、電流Ｄ１ｉが時刻ｔ_３から時刻ｔ_４まで流れる。このため、平滑コンデンサＣ１が充電されるとともに、負荷ＲＬに電力が供給される。

同様に、時刻ｔ_３において、帰還巻線５ｂに蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。また、帰還巻線５ｂに蓄えられたエネルギーにより、５ｂ→Ｄ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａ→５ｂで電流Ｄ２ｉが流れる。即ち、ダイオードＤ2を介して帰還巻線５ｂに蓄えられたエネルギーを負荷ＲＬに回生する。

また、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→Ｃ３→Ｄ４→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１と電流Ｃ３ｉが流れて、コンデンサＣ３が放電される。このとき、コンデンサＣ３のダイオードＤ３側が負極となるため、図８に示すように、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖ_Ｃ３が略ゼロ電圧になり、コンデンサＣ３に流れる電流Ｃ３ｉが正電流になる。

放電が完了した時刻において、ダイオードＤ２の電流Ｄ２ｉがゼロとなり、逆特性が回復した後、再び、時刻ｔ_４において、スイッチＱ１をオンすると、ＺＣＳ動作を継続できる。

このように実施例２の力率改善回路によれば、実施例１の力率改善回路の効果と同様な効果が得られるとともに、ダイオードリカバリによる損失をさらに低減することができる。

図９は実施例３の力率改善回路を示す回路構成図である。実施例３の力率改善回路は、帰還巻線と疎結合する第１補助巻線を設け、主スイッチのオン時に、ＺＣＳを行わせ、同時に第１補助巻線に生じた電圧によりスナバコンデンサに蓄えられた電荷を放電し、主スイッチのオフ時に、ダイオードを介してスナバコンデンサを充電することにより、主スイッチのオフ時の電圧上昇を緩やかにすることにより、更なる低ノイズ化を図るものである。

図９に示す力率改善回路において、スイッチＱ１には並列に、ダイオードＤ５とスナバコンデンサＣ２とからなる直列回路が接続されている。また、スイッチＱ１には並列に、ダイオードＤ７が接続されている。このダイオードＤ７はスイッチＱ１の寄生ダイオードであってもよい。

ダイオードＤ５とスナバコンデンサＣ２との接続点とダイオードＤ１のアノードとの間には、ダイオードＤ６と昇圧リアクトルＬ３に巻回された第１補助巻線５ｃ（巻数ｎ３）とからなる直列回路が接続されている。

昇圧リアクトルＬ３は、主巻線５ａと帰還巻線５ｂと第１補助巻線５ｃとを有し、第１補助巻線５ｃは、帰還巻線５ｂと疎結合されている。

なお、図９に示すその他の構成は、図１に示す構成と同一構成であり、同一部部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略する。

図１０は実施例３の力率改善回路に設けられたリアクトルの構造図である。図１０に示すリアクトル（昇圧リアクトルＬ３に対応）は、中央脚３０ｃに主巻線５ａが巻回され、側脚３０ａには帰還巻線５ｂと第１補助巻線５ｃとが一定距離離して疎結合させて巻回され、側脚３０ｂはパスコアとして用いられる。即ち、主巻線５ａと帰還巻線５ｂを異なる脚に設け、残りの脚をパスコアとして用いることにより、主巻線５ａと帰還巻線５ｂ間を疎結合とし、大きなリーケージインダクタンスを得ている。また、帰還巻線５ｂと第１補助巻線５ｃとを疎結合させることにより、大きなリーケージインダクタンスを得ている。

次にこのように構成された実施例３の力率改善回路の動作を図１１乃至図１３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図１１は実施例３の力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。図１２は実施例３の力率改善回路のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号のタイミングチャートである。図１３は実施例３の力率改善回路のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号のタイミングチャートである。

なお、図１１乃至図１３では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、ダイオードＤ２に流れる電流Ｄ２ｉ、ダイオードＤ６に流れる電流Ｄ６ｉ、ダイオードＤ５に流れる電流Ｄ５ｉ、スナバコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ_２を示している。Ｑ１制御信号Ｑ１ｇはスイッチＱ１のゲートに印加される信号を示している。

まず、スイッチＱ１がオフで、スナバコンデンサＣ２の電圧が平滑コンデンサＣ１の両端電圧と同じであるとき、即ち、時刻ｔ_２（ｔ_２１）において、スイッチＱ１をオンさせる。このとき、主巻線５ａに電流が流れているため、ダイオードＤ１は導通状態であり、出力電圧Ｅｏと同一電圧が、帰還巻線５ｂに発生する。また、交流電源電圧Ｖｉを整流した電圧により、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→５ｂ→Ｑ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１で電流が流れる。このため、時刻ｔ_２１から時刻ｔ_２２まで、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉはＥｏ／Ｌｅの傾きで増加し、主巻線５ａに流れている電流まで上昇する。従って、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉはゼロから始まるので、スイッチＱ１はＺＣＳ動作となる。図１２からわかるようにスイッチＱ１がオンした後、電流が立ち上がり、ＺＣＳ動作を達成していることがわかる。

また、時刻ｔ_２３まで、帰還巻線５ｂには出力電圧Ｅｏが生じるため、第１補助巻線５ｃにも、Ｅｏ・（ｎ３／ｎ２）の電圧が生じ、Ｃ２→５ｃ→Ｄ６→Ｃ１→Ｃ２と電流Ｄ６ｉが流れ、スナバコンデンサＣ２を放電する。このため、スナバコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ_２が減少する。帰還巻線５ｂと第１補助巻線５ｃとは疎結合されているため、電流Ｄ６ｉは、この巻線間のリーケージインダクタンスにより制限され、正弦波状に流れる。

そして、スナバコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ_２がゼロまで放電し、両端電圧Ｖｃ_２は、減少していき時刻ｔ_２３でゼロになる。このため、スナバコンデンサＣ２の電荷が平滑コンデンサＣ１に移動する。

次に、時刻ｔ_３（ｔ_３１）において、スイッチＱ１をオフさせると、昇圧リアクトルＬ３の主巻線５ａに蓄えられたエネルギーにより、５ａ→Ｄ１→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａで、電流Ｄ１ｉが時刻ｔ_３から時刻ｔ_４まで流れる。このため、平滑コンデンサＣ１が充電されるとともに、負荷ＲＬに電力が供給される。

同様に、時刻ｔ_３（時刻ｔ_３１）において、帰還巻線５ｂに蓄えられたエネルギーによりスイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが上昇する。また、帰還巻線５ｂに蓄えられたエネルギーにより、５ｂ→Ｄ２→Ｃ１→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１→５ａ→５ｂで電流Ｄ２ｉが流れる。

また、時刻ｔ_３１から時刻ｔ_３２において、Ｖａｃ１→Ｂ１→５ａ→５ｂ→Ｄ５→Ｃ２→Ｒ→Ｂ１→Ｖａｃ１と電流Ｄ５ｉが流れて、スナバコンデンサＣ２が充電されるため、スナバコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ_２はゼロから上昇する。電圧Ｖｃ_２が出力電圧Ｅｏと等しくなった時点で、ダイオードＤ２が導通する。このため、スナバコンデンサＣ２の容量が大きいほど電圧Ｖｃ_２の傾斜は緩やかになる。このため、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖもゼロから緩やかに立ち上がるため、スイッチＱ１がオフした時にＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチ）動作となる。従って、スイッチＱ１のオフ時の損失を軽減するとともにノイズの発生も軽減できる。図１３では、スイッチＱ１がオフした時にＺＶＳ動作が達成されていることがわかる。

このように実施例３の力率改善回路によれば、帰還巻線５ｂと疎結合する第１補助巻線５ｃを設け、スイッチＱ１のオン時に、ＺＣＳを行わせ、同時に第１補助巻線５ｃに生じた電圧によりスナバコンデンサＣ２に蓄えられた電荷を放電し、スイッチＱ１のオフ時に、ダイオードＤ５を介してスナバコンデンサＣ２を充電することにより、スイッチＱ１のオフ時の電圧上昇を緩やかにすることにより、更なる低ノイズ化を図ることができる。

次に実施例４の力率改善回路を説明する。実施例４の力率改善回路は、入力電圧が高い場合及び負荷が少ない場合でも、スナバコンデンサＣ２をゼロ付近まで放電するようにしたものである。

図１４は実施例４の力率改善回路を示す回路構成図である。図１５は実施例４の力率改善回路に設けられたリアクトルの構造図である。図１４に示す実施例４の力率改善回路は、図９に示す実施例３の力率改善回路に対して、さらに、第１補助巻線５ｃに直列に接続された第２補助巻線５ｄ（巻数ｎ４）を追加したことを特徴とする。昇圧リアクトルＬ４は、主巻線５ａと帰還巻線５ｂと第１補助巻線５ｃと第２補助巻線５ｄとを有し、第２補助巻線５ｄは、主巻線５ａと疎結合されている。

図１５は実施例４の力率改善回路に設けられたリアクトルの構造図である。図１５に示すリアクトル（昇圧リアクトルＬ４に対応）は、中央脚３０ｃに主巻線５ａと第２補助巻線５ｄとが一定距離離して疎結合させて巻回され、側脚３０ａには帰還巻線５ｂと第１補助巻線５ｃとが一定距離離して疎結合させて巻回され、側脚３０ｂはパスコアとして用いられる。

図９に示す実施例３の力率改善回路では、入力電圧が高い場合及び負荷が少ない場合、スナバコンデンサＣ２がゼロ付近まで放電されない。即ち、図９に示す力率改善回路では、第１補助巻線５ｃに発生する電圧は、ダイオードＤ１の電流がゼロとなるまでの時間であり、ダイオードＤ１の電流に比例する。従って、入力電圧が高い場合には、出力電圧が同一であれば、電流は少なくなり、時間は減少する。負荷が少ない場合も同様である。この場合、継続時間が短くなり、スナバコンデンサＣ２の電圧Ｖ_ｃ２をゼロ付近まで低下できない。

図１４に示す実施例４の力率改善回路では、第２補助巻線５ｄにＶａｃ１・（ｎ４／ｎ１）の電圧が生じるため、入力電圧が高い場合には、第２補助巻線５ｄの電圧が高くなり、入力電圧が低い場合には、電流が増加する。このため、第１補助巻線５ｃの電圧の継続時間が長くなることで、第１補助巻線５ｃと第２補助巻線５ｄとの電圧を加え合わせることにより、広い範囲でスナバコンデンサＣ２の電圧Ｖ_ｃ２をゼロ付近まで放電することができる。

実施例１の力率改善回路は、図６に示すリアクトルを用いたが、実施例５の力率改善回路は、実施例１の力率改善回路に、図１６に示すリアクトルを用いたことを特徴とする。

図１６に示すリアクトルは、図６に示すリアクトルの構成に対して、各脚３０ａ〜３０ｃに形成された各ギャップ３３ａ〜３３ｃに、厚さＬのギャップ用磁性体４０が設けられている。このギャップ用磁性体４０は、透磁率の低い材料で、主巻線５ａ，帰還巻線５ｂに流れる電流が増加するに伴って透磁率が減少していくプラスチック磁性体等からなる。このプラスチック磁性体は、プラスチックの中にフェライト等の磁性体粉末を混合したものであり、この磁性体粉末の含有量に応じて透磁率を変えることができる。

図１７は実施例５の力率改善回路に設けられたリアクトルのギャップ用磁性体の電流に対する透磁率特性を示す図である。図１８は実施例５の力率改善回路に設けられたリアクトルの電流に対するインダクタンス特性を示す図である。

図１７において、電流がゼロの時の透磁率を例えば５とし、電流が最大時の透磁率を例えば２とすると、電流がゼロの時のギャップは、ギャップ用磁性体４０の厚さＬの１／５のエアーギャップに相当し、電流が最大時のギャップは、ギャップ用磁性体４０の厚さＬの１／２のエアーギャップに相当するインダクタンスを有するリアクトルと同等のリアクトルとなる。

また、ギャップが増大すると、ギャップの厚さＬに反比例してインダクタンスが減少する。このため、図１８に示すように、電流が増加するに伴ってインダクタンスが減少していく。

また、コア３０が飽和するときの電流は、ギャップの厚さＬに比例するため、電流が最大時のインダクタンスは、電流がゼロの時のインダクタンスの１／（２．５）となるが、電流が最大時のギャップは、電流がゼロの時のギャップの２．５倍となるため、最大時の電流は、定常時の２．５倍の電流まで飽和しないことになる。

また、実施例５の構造では、コア３０のギャップが電流により変化するように働くため、コア３０の一部が飽和することなく断面積全体で均一に動作するため、コア３０の利用率が良く、リアクトルを小型化することができる。

このように実施例５のリアクトルによれば、リアクトルのギャップに、電流（起磁力）に応じて透磁率が変化するプラスチック磁性体４０を設け、電流が増加した場合に透磁率を減少させることによりインダクタンスを調整してコア３０の全面積を使用し、定常負荷時には大きなインダクタンスで動作させて、スイッチング素子の電流を減少させることにより損失を低減し、ピーク負荷時にはインダクタンスを減少させてコア３０の飽和を回避することにより、スイッチング電源装置の平均損失を低減し、効率を向上させることができる。

通常、ピーク負荷に対応するため、最大電流で飽和しないようにコアにギャップを設ける。このため、図１６の例では、最大電流のときのインダクタンスのリアクトルとなり、小型なリアクトルを使用した場合、小さなインダクタンスのリアクトルを使用することになる。

図１９はリアクトルが大きい場合のスイッチ電流波形を示す図である。図２０はリアクトルが小さい場合のスイッチ電流波形を示す図である。図１９及び図２０を比較すると、インダクタンスが小さい場合には、スイッチＱ１の電流のピークが大きく、スイッチＱ１の損失も大きいことがわかる。

スイッチング電源装置の出力電流（スイッチング電源装置に接続される装置の消費電流）は、図２６及び図２７に示すように大きなピークを有する場合が多い。また、ピーク電流の継続時間は短く、定常負荷に対して割合が少ない。このため、定常電流では大きなインダクタンスを有し、ピーク電流時でもコアが飽和しないリアクトルを使用すれば、時間の長い定常負荷時は、損失が低減され、ピーク負荷時には損失が増大しても、短い時間のため、問題とならない。

このような場合に、図１６に示すリアクトルを使用し、定常負荷時には、インダクタンスが大きい部分で動作させ、ピーク負荷時には、インダクタンスを減少させるようにし、コアの飽和を回避することにより、小型なリアクトルを使用しながら定常負荷での損失を低減することができる。

このように実施例５の力率改善回路によれば、ピーク電流を持つ装置に使用されるスイッチング電源装置に、出力電流に対応してインダクタンスが変化する図１６のリアクトルを使用したので、小型なリアクトルで、負荷に適したインダクタンスでスイッチング電源装置を動作できる。このため、スイッチング素子のピーク電流を減少させ、損失を低減できるとともにスイッチング電源装置を小型化できる。

なお、実施例２の力率改善回路は、図６に示すリアクトルを用いたが、実施例２の力率改善回路に、図１６に示すリアクトルを用いてもよい。また、実施例３の力率改善回路は、図１０に示すリアクトルを用いたが、図１０に示すリアクトルのギャップ３３ａ〜３３ｃにプラスチック磁性体４０を設けてもよい。また、実施例４の力率改善回路は、図１５に示すリアクトルを用いたが、図１５に示すリアクトルのギャップ３３ａ〜３３ｃにプラスチック磁性体４０を設けてもよい。

実施例１の力率改善回路は、図６に示すリアクトルを用いたが、実施例６の力率改善回路は、実施例１の力率改善回路に、図２１に示すリアクトルを用いたことを特徴とする。

図２１に示すリアクトルは、図６に示すリアクトルの構成に対して、各脚３０ａ〜３０ｃに形成された各ギャップ３３ａ〜３３ｃに、厚さＬのギャップ用磁性体４０とエアーギャップ５０とが設けられている。このギャップ用磁性体４０の厚みとエアーギャップ５０の厚みとを調整することにより、インダクタンスと飽和電流とを適宜、調整することができる。

なお、実施例２の力率改善回路は、図６に示すリアクトルを用いたが、実施例２の力率改善回路に、図２１に示すリアクトルを用いてもよい。また、実施例３の力率改善回路は、図１０に示すリアクトルを用いたが、図１０に示すリアクトルのギャップ３３ａ〜３３ｃにプラスチック磁性体４０とエアーギャップ５０とを設けてもよい。また、実施例４の力率改善回路は、図１５に示すリアクトルを用いたが、図１５に示すリアクトルのギャップ３３ａ〜３３ｃにプラスチック磁性体４０とエアーギャップ５０とを設けてもよい。

図２２は実施例７の力率改善回路を示す回路構成図である。図２２に示す実施例７の力率改善回路は、図９に示す実施例３の力率改善回路の構成に、さらに、コンデンサＣ３、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４を追加したことを特徴とする。

昇圧リアクトルＬ３の主巻線５ａと帰還巻線５ｂとの接続点とスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒとの接続点との間には、コンデンサＣ３とダイオードＤ３とからなる直列回路が接続されている。コンデンサＣ３とダイオードＤ３との接続点と平滑コンデンサＣ１との間にはダイオードＤ４が接続されている。

なお、その他の構成は、図９に示す実施例３の力率改善回路の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

コンデンサＣ３、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４を含む回路の動作は、実施例２の対応する部分の回路の動作と同様であるので、ここでは、その説明は省略する。

このように実施例７の力率改善回路によれば、実施例２の力率改善回路の効果と実施例３の力率改善回路の効果とが得られる。

なお、昇圧リアクトルＬ３としては、図１０に示す構造のリアクトル、図１０に示す構造のリアクトルのギャップ３３ａ〜３３ｃにプラスチック磁性体４０を設けたリアクトル、図１０に示す構造のリアクトルのギャップ３３ａ〜３３ｃにプラスチック磁性体４０とエアーギャップ５０とを設けたリアクトルのいずれを用いてもよい。

図２３は実施例８の力率改善回路を示す回路構成図である。図２３に示す実施例８の力率改善回路は、図１４に示す実施例４の力率改善回路の構成に、さらに、コンデンサＣ３、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４を追加したことを特徴とする。

昇圧リアクトルＬ４の主巻線５ａと帰還巻線５ｂとの接続点とスイッチＱ１と電流検出抵抗Ｒとの接続点との間には、コンデンサＣ３とダイオードＤ３とからなる直列回路が接続されている。コンデンサＣ３とダイオードＤ３との接続点と平滑コンデンサＣ１との間にはダイオードＤ４が接続されている。

なお、その他の構成は、図１４に示す実施例４の力率改善回路の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

コンデンサＣ３、ダイオードＤ３、ダイオードＤ４を含む回路の動作は、実施例２の対応する部分の回路の動作と同様であるので、ここでは、その説明は省略する。

このように実施例８の力率改善回路によれば、実施例２の力率改善回路の効果と実施例４の力率改善回路の効果とが得られる。

なお、昇圧リアクトルＬ４としては、図１５に示す構造のリアクトル、図１５に示す構造のリアクトルのギャップ３３ａ〜３３ｃにプラスチック磁性体４０を設けたリアクトル、図１５に示す構造のリアクトルのギャップ３３ａ〜３３ｃにプラスチック磁性体４０とエアーギャップ５０とを設けたリアクトルのいずれを用いてもよい。

本発明の力率改善回路は、ＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

実施例１の力率改善回路を示す回路構成図である。 実施例１の力率改善回路の交流電源電圧波形と整流出力電流波形のタイミングチャートである。 実施例１の力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１の力率改善回路のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１の力率改善回路のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１の力率改善回路に設けられたリアクトルの構造図である。 実施例２の力率改善回路を示す回路構成図である。 実施例２の力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例３の力率改善回路を示す回路構成図である。 実施例３の力率改善回路に設けられたリアクトルの構造図である。 実施例３の力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例３の力率改善回路のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例３の力率改善回路のスイッチＱ１のターンオフ時の各部ににおける信号のタイミングチャートである。 実施例４の力率改善回路を示す回路構成図である。 実施例４の力率改善回路に設けられたリアクトルの構造図である。 実施例５の力率改善回路に設けられたリアクトルの構造図である。 実施例５の力率改善回路に設けられたリアクトルのギャップ用磁性体の電流に対する透磁率特性を示す図である。 実施例５の力率改善回路に設けられたリアクトルの電流に対するインダクタンス特性を示す図である。 リアクトルが大きい場合のスイッチ電流波形を示す図である。 リアクトルが小さい場合のスイッチ電流波形を示す図である。 実施例６の力率改善回路に設けられたリアクトルの構造図である。 実施例７の力率改善回路を示す回路構成図である。 実施例８の力率改善回路を示す回路構成図である。 従来の力率改善回路を示す回路構成図である。 従来の力率改善回路の各部における信号のタイミングチャートである。 スイッチング電源装置に接続される装置の消費電流波形の一例を示す図である。 スイッチング電源装置に接続される装置の消費電流波形の他の一例を示す図である。 従来のピーク電流に対応したリアクトルの構造図である。 従来のリアクトルの電流に対するインダクタンス特性を示す図である。

符号の説明

Ｖａｃ１ 交流電源
Ｂ１ 全波整流回路
１０ 制御回路
Ｑ１ スイッチ
ＲＬ 負荷
Ｌ１〜Ｌ４ 昇圧リアクトル
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ スナバコンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ７ ダイオード
Ｒ 電流検出抵抗
２０ 巻線
３０，３５ コア
３０ａ，３０ｂ，３５ａ，３５ｂ 側脚
３０ｃ，３５ｃ 中央脚
４０ ギャップ用磁性体
３３ａ，３３ｂ，３３ｃ，５０，５１，５２ ギャップ
５ａ 主巻線（ｎ１）
５ｂ 帰還巻線（ｎ２）
５ｃ 第１補助巻線（ｎ３）
５ｄ 第２補助巻線（ｎ４）
１１１ 誤差増幅器
１１２ 乗算器
１１３ 誤差増幅器
１１４ 発振器（ＯＳＣ）
１１６ ＰＷＭコンパレータ

Claims (12)

1. 交流電源の交流電源電圧を整流する整流回路と、
   主巻線とこの主巻線に直列に接続され且つ前記主巻線と疎結合する帰還巻線とを有する昇圧リアクトルと、
   前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルの前記主巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
   前記整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、前記昇圧リアクトルの前記主巻線と前記帰還巻線と主スイッチとからなる第２直列回路と、
   前記主スイッチと前記昇圧リアクトルの前記帰還巻線との接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第２ダイオードと、
   前記主スイッチをオン／オフ制御することにより交流電源電流を正弦波状にするとともに前記平滑コンデンサの出力電圧を所定電圧に制御する制御手段と、
   を有することを特徴とする力率改善回路。
2. 前記昇圧リアクトルの前記主巻線と前記帰還巻線との接続点と前記整流回路の他方の出力端との間に接続され、第１コンデンサと第３ダイオードとからなる第３直列回路と、
   前記第１コンデンサと前記第３ダイオードとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続された第４ダイオードと、
   を有することを特徴とする請求項１記載の力率改善回路。
3. 前記昇圧リアクトルは、磁気回路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記第１脚に前記主巻線が巻回され、前記第２脚に前記帰還巻線が巻回され、前記第３脚はパスコアとして用いられることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の力率改善回路。
4. 前記昇圧リアクトルは、前記帰還巻線と疎結合する第１補助巻線をさらに有し、
   前記主スイッチに並列に接続され、第５ダイオードとスナバコンデンサとからなる第４直列回路と、
   前記第５ダイオードと前記スナバコンデンサとの接続点と前記平滑コンデンサとの間に接続され、前記昇圧リアクトルの前記第１補助巻線と第６ダイオードとからなる第５直列回路と、
   をさらに有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の力率改善回路。
5. 前記昇圧リアクトルは、磁気回路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記第１脚に前記主巻線が巻回され、前記第２脚に前記帰還巻線と前記第１補助巻線とが疎結合させて巻回され、前記第３脚はパスコアとして用いられることを特徴とする請求項４記載の力率改善回路。
6. 前記昇圧リアクトルは、前記主巻線と疎結合する第２補助巻線をさらに有し、
   前記第２補助巻線は、前記第１補助巻線に直列に接続されることを特徴とする請求項４記載の力率改善回路。
7. 前記昇圧リアクトルは、磁気回路が形成された第１脚乃至第３脚からなるコアを有し、前記第１脚に前記主巻線と前記第２補助巻線とが疎結合させて巻回され、前記第２脚に前記帰還巻線と前記第１補助巻線とが疎結合させて巻回され、前記第３脚はパスコアとして用いられることを特徴とする請求項６記載の力率改善回路。
8. 前記コアの各々の脚は、同一厚みのギャップを有することを特徴とする請求項３又は請求項５又は請求項７記載の力率改善回路。
9. 前記帰還巻線が巻回された前記第２脚は、前記第１脚及び前記第３脚の各脚の断面積よりも少ない断面積を有することを特徴とする請求項３又は請求項５又は請求項７又は請求項８記載の力率改善回路。
10. 前記制御手段は、前記主スイッチのターンオン時にゼロ電流スイッチさせ、前記主スイッチのターンオフ時にゼロ電圧スイッチさせることを特徴とする請求項４乃至請求項９のいずれか１項記載の力率改善回路。
11. 前記コアに形成された各ギャップには、各巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体が設けられることを特徴とする請求項８記載の力率改善回路。
12. 前記コアに形成された各ギャップには、各巻線に流れる電流に応じて透磁率が変化する磁性体とエアーギャップとが設けられることを特徴とする請求項８記載の力率改善回路。
    
    
    

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