JP3336995B2 - Dcーdcコンバータ - Google Patents
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Description
同期整流素子を用い、並列運転に適したDCーDCコン
バータ(フォワードコンバータ)に関するものである。
DCーDCコンバータ(フォワードコンバータ)の主要
部の回路が図7に示されている。この回路は、特開平9
ー51260号公報に開示されているもので、トランス
10によって、入力側と出力側の回路が絶縁されたタイ
プの回路である。同図において、トランス10の一次コ
イル11の一端は直流入力電源14の陽極に接続され、
一次コイル11の他端はMOS FETから成る主スイ
ッチ素子Q1のドレインに接続されている。主スイッチ
素子Q1のソースは直流入力電源14の陰極に接続さ
れ、主スイッチ素子Q1のゲートはパルス幅制御回路8
に接続されている。
の下流側に同期整流器駆動回路1が接続されている。こ
の同期整流器駆動回路1は、MOS FETから成る整
流側同期整流器2と、整流側入力コンデンサ4と、整流
側クランプダイオード6とを有して構成され、二次コイ
ル12の一端側に整流側入力コンデンサ4の一端側が接
続され、整流側入力コンデンサ4の他端側は整流側同期
整流器2のゲートに接続されている。そして、整流側同
期整流器2のドレインは二次コイル12の他端側に接続
され、整流側同期整流器2のゲート・ソース間にはゲー
ト側をカソード側とした整流側クランプダイオード6が
接続されている。
サ4との接続部はチョークコイルLを介して出力端(+
側出力端)29に接続され、整流側同期整流器2のソー
ス端は導体ライン31を介して出力端(−側出力端)3
0に接続されている。そして、この導体ライン31とチ
ョークコイルLの入力端間にはチョークコイルL側をカ
ソード側としてダイオードD1が接続され、また、導体
ライン31とチョークコイルLの出力端間には平滑コン
デンサ16が接続され、出力端29、30間には負荷が
接続されている。これら、二次コイル12と同期整流器
駆動回路1とダイオードD1とチョークコイルLと平滑
コンデンサ16の接続回路は整流平滑回路18を構成す
る。
検出用の電圧検出端が接続され、この電圧検出端によっ
て検出される出力電圧は比較回路9に加えられている。
比較回路9は電圧検出端から加えられる検出電圧と予め
与えられる基準電圧とを比較し、その比較結果の信号を
パルス幅制御回路8に加えている。パルス幅制御回路8
は比較回路9からの信号を受けて、出力電圧が設定の一
定電圧となるように主スイッチ素子Q1のゲートに加え
るスイッチ駆動制御信号のパルス幅を制御する。
ると、二次コイル12が、一次コイル11の電圧を一次
コイル11の巻数n1に対する二次コイル12の巻数n
2の割合(n2/n1)で出力する。このとき、整流側
入力コンデンサ4から整流側同期整流器2のゲートに向
かう方向の電圧が発生して、整流側入力コンデンサ4と
整流側同期整流器2の入力容量Cissに電荷が充電さ
れ、整流側同期整流器2がオンする。前記二次コイル1
2から出力される電圧は、整流側同期整流器2で整流さ
れた後、チョークコイルLおよび平滑コンデンサ16に
よって平滑されてほぼ定電圧の直流出力電圧Voutとし
て負荷に供給される。このとき、ダイオードD1はオフ
状態を保っている。
イル12には前記主スイッチ素子Q1がオンの時とは逆
極性の電圧が発生し、ダイオードD1はオンする。ま
た、主スイッチ素子Q1のオン期間(整流側同期整流器
2のオン期間)に整流側入力コンデンサ4および整流側
同期整流器2の入力容量Cissに充電した電荷が放電さ
れて整流側同期整流器2はオフする。その一方で、整流
側同期整流器2のゲート・ソース間電圧Vgsが−Vf
(Vf:整流側クランプダイオード6の順方向降下電
圧)となったときにオンとなって電流が流れ、整流側同
期整流器2のゲート・ソース間電圧Vgsの最小値は−V
fでクランプされる。このことにより、主スイッチ素子
Q1のデューティの変化に関わらず、整流側同期整流器
2のオン期間のゲート・ソース間電圧Vgsは変化せず一
定に維持される。
容量をC2、整流側同期整流器2の入力容量をCiss、
二次コイル12の出力電圧をV2とすると、定常動作時
には、主スイッチ素子Q1のオン時(整流側同期整流器
2のオン時)における整流側同期整流器2のゲート・ソ
ース間電圧Vgsは下記の式によって決定される。
比率を最適に設定することにより、整流側同期整流器2
のゲート駆動電圧を最適に設定でき、この最適ゲート駆
動電圧が前記整流側クランプダイオード6のクランプ作
用により、主スイッチ素子Q1のデューティの変化に関
わらず一定に維持されることで、整流側同期整流器2の
ゲート駆動損失を最小化できるという利点を有する。
来例の回路における整流側同期整流器2のゲート駆動波
形を示しており、この波形から分かるようにスイッチオ
ンの開始位置で、トランス10のリーケージインダクタ
ンスに起因するスパイク電圧Sが発生し、整流側同期整
流器2のゲートとソース間、ダイオードD1のカソード
とアノード間に印加される。このスパイク電圧Sによる
ゲート駆動損失はトランス10のリーケージインダクタ
ンスが大きくなるに連れ大きくなるため、整流側同期整
流器2又はダイオードD1の絶縁破壊を引き起こす可能
性がある。このため、その改善が望まれるものである。
ワードコンバータともいう)の使用形態として、図8に
示すように、複数のフォワードコンバータ(図では2個
のフォワードコンバータ)を並列運転して共通の負荷に
それぞれのフォワードコンバータから一定の直流電圧を
供給する方式が採用されている。この種の並列運転は1
個のフォワードコンバータからの出力電流では負荷の要
求する電流量を賄えない場合等に行われる。
バータの並列運転を行う場合、各フォワードコンバータ
の回路部品等の特性のばらつき等から、回路起動動作の
タイミングにずれが生じ、例えば、フォワードコンバー
タAがスイッチング動作を開始したにもかかわらず、フ
ォワードコンバータBは未だ停止状態にあるという現象
が生じる。そうなると、動作状態のフォワードコンバー
タAの出力電圧によってフォワードコンバータBの同期
整流器が誤ってオンされ、フォワードコンバータAの出
力端から停止状態のフォワードコンバータBの出力端に
電流が入り込み、この電流が停止状態のフォワードコン
バータBの二次コイル12側に向けて流れ、この逆電流
によって、フォワードコンバータBの主スイッチ素子Q
1等の部品が破壊される問題が生じる。
電圧が発振停止状態のフォワードコンバータBの整流側
同期整流器2のゲート・ソース間に印加されて整流側同
期整流器2のスレッショルド電圧を超えると、フォワー
ドコンバータBの出力端からフォワードコンバータBの
チョークコイルL、トランス10の二次コイル12、整
流側同期整流器2の経路で電流が逆流し、停止状態のフ
ォワードコンバータBのトランス10のコアを励磁す
る。このコアの励磁状態で、フォワードコンバータBが
遅れてスイッチング動作を開始すると、その瞬間に主ス
イッチ素子Q1やダイオードD1に過大なサージ電圧が
発生してこれらの回路素子が破壊するという問題が生じ
る。
タンスが大きい場合には、主スイッチ素子Q1がオンさ
れた瞬間に前記リーケージインダクタンスに起因するサ
ージ電圧が、整流側同期整流器2のゲート・ソース間、
ダイオードD1に発生し、電圧ディレーティングの確保
が困難になるという問題が生じる。
効に解決すべく創案されたものであり、その目的は、整
流側同期整流器のスイッチオン時にトランスのリーケー
ジインダクタンスに起因するスパイク電圧の発生を抑制
し、複数のDCーDCコンバータ(フォワードコンバー
タ)の並列運転を行う場合に起動動作のタイミングにず
れが生じたとしても、動作状態のフォワードコンバータ
から停止状態のフォワードコンバータへの電流逆流現象
が発生せず、逆流電流による主スイッチ素子Q1やダイ
オードD1の破損を防止すると同時に、トランスのリー
ケージインダクタンスに起因してダイオードD1にサー
ジ電圧がかかるのを抑制し、かつ、従来例のフォワード
コンバータの回路と同様に整流側クランプダイオードを
設けた場合にはそのクランプ作用によって、整流側同期
整流器のゲート駆動電圧を最適化することで整流側同期
整流器のゲート駆動損失を低減できるフォワードコンバ
ータを提供することにある。
の電荷を放電するように構成し、例えば動作中のDC−
DCコンバータがリモートスイッチによって発振停止し
た瞬間に前記放電スイッチをオンして電荷蓄積コンデン
サの電荷を放電させて、同期整流器をオフする等の動作
を行わせることにより、同期整流器の他の様々な逆流モ
ード(電流逆流モード)にも対応できる安全を確保した
DC−DCコンバータを提供することにある。
するため次のような構成をもって、課題を解決する手段
としている。すなわち、第1の発明は、トランスの一次
側に主スイッチ素子が設けられ、トランスの二次側には
該トランスの二次コイルの一端側と回路出力端とを結ぶ
経路上に前記主スイッチ素子のスイッチング動作に同期
してスイッチング動作するMOS FETの整流側同期
整流器のドレイン・ソース間が介設され、この整流側同
期整流器のゲートは整流側入力コンデンサを介して前記
二次コイルの出力電圧に対応する電圧が印加されるよう
に接続され、前記主スイッチ素子のスイッチング動作に
よって一次側に発生する電圧を二次側に伝達し整流平滑
して直流電圧を出力するDCーDCコンバータにおい
て、前記整流側同期整流器のゲート・ソース間には整流
側同期整流器のゲートからソースへの向きをダイオード
の順方向の向きとして整流側ダイオードと電荷蓄積コン
デンサとの直列回路が接続され、前記電荷蓄積コンデン
サには並列に該電荷蓄積コンデンサの放電手段が接続さ
れている構成をもって課題を解決する手段としている。
成を備えたものにおいて、主スイッチ素子のスイッチン
グ動作に同期してスイッチング動作するMOS FET
の転流側同期整流器のソースは二次コイルの一端側と回
路出力端の間に介設されたMOS FETの整流側同期
整流器のソースに接続され、また、前記転流側同期整流
器のドレインは二次コイルの他端側に接続され、転流側
同期整流器のゲートは転流側入力コンデンサを介して主
スイッチ素子のオフ時の二次コイルの極性反転電圧に対
応する電圧が印加されるように接続されており、前記転
流側同期整流器のゲート・ソース間にはゲートからソー
スへの向きをダイオードの順方向の向きとして転流側ダ
イオードと電荷蓄積コンデンサとの直列回路が接続され
ており、この電荷蓄積コンデンサは整流側ダイオードに
接続される電荷蓄積コンデンサと共通使用されている構
成をもって課題を解決する手段としている。
の発明の構成を備えたものにおいて、電荷蓄積コンデン
サに並列に接続された放電スイッチと、回路のスイッチ
ング動作の停止を検出したとき、又はトランスのリセッ
トパルスのピーク電圧が基準値を越えたとき、又は回路
の出力端からトランスの二次コイル側への逆電流を検出
したときに前記放電スイッチを駆動して電荷蓄積コンデ
ンサに蓄積されている電荷を強制放電するスイッチ放電
駆動手段とが設けられている構成をもって課題を解決す
る手段としている。
のDCーDCコンバータ(フォワードコンバータ)が並
列運転される場合、相互のフォワードコンバータ間に起
動動作にタイミングのずれが生じると、動作状態のフォ
ワードコンバータの出力側から停止状態のフォワードコ
ンバータの出力端に電圧が印加されるが、この印加電圧
が加わると、停止状態のフォワードコンバータの整流側
ダイオードがオンし、電圧印加による電荷を電荷蓄積コ
ンデンサが引き込み、電荷蓄積コンデンサがその電荷を
蓄積する結果、整流側同期整流器のゲート・ソース間電
圧はスレショルド値に達せず、整流側同期整流器はオン
しない。そのため、停止状態のフォワードコンバータに
動作状態のフォワードコンバータの出力側からの逆電流
が流れることが無く、この逆電流に起因する弊害を防止
できる。
ジインダクタンスに起因して整流側同期整流器のオン開
始時にスパイク電圧が発生しようとしても、このスパイ
ク電圧による電流は整流側ダイオードから放電手段へ流
れて逃げ、整流側同期整流器のゲートにスパイク電圧が
かかるのを防止できるので、整流側同期整流器のゲート
・ソース間耐圧に対してディレーティングを容易に確保
できる。
に基づき説明する。なお、以下の各実施形態例の説明に
おいて、従来例の回路構成部分と同一の構成部分には同
一符号を付し、また、各実施形態例間において共通の構
成部分にも同一符号を付して、重複説明は簡略化又は省
略する。
タ(フォワードコンバータ)の第1実施形態例の要部回
路構成が示されている。この実施形態例が従来例と異な
る特徴的なことは、同期整流器駆動回路1の下流側に整
流側スナバ回路20を設けたことであり、それ以外は従
来例の回路と同様である。この整流側スナバ回路20
は、放電手段として機能するスナバ抵抗体21と電荷蓄
積コンデンサ22と整流側ダイオードとしての整流側ス
ナバダイオード23を有して構成されている。整流側ス
ナバダイオード23のカソードに電荷蓄積コンデンサ2
2の一端が接続されて整流側スナバダイオード23と電
荷蓄積コンデンサ22は直列回路を成しており、この直
列回路は整流側同期整流器2のゲート側を整流側スナバ
ダイオード23のアノード側として整流側同期整流器2
のゲート・ソース間に並列に接続されており、また、放
電手段のスナバ抵抗体21は電荷蓄積コンデンサ22に
並列に接続されている。
整流側クランプダイオード6のクランプ作用によって、
主スイッチ素子Q1のデューティー比に依存されること
なく整流側同期整流器2のゲート駆動電圧を最適値に維
持するという従来例と同様の結果が得られる他に、前記
整流側スナバ回路20を設けたことによる次のような特
有の作用効果を奏する。
フォワードコンバータの定常動作時に整流側同期整流器
2の駆動回路にトランス10のリーケージインダクタン
スに起因するサージ電圧が印加されると整流側スナバ回
路20の整流側スナバダイオード23がオンして電荷蓄
積コンデンサ22に電荷が充電され、スナバ抵抗体21
との時定数で放電する。このため、整流側同期整流器2
のオン時にトランス10のリーケージインダクタンスに
起因するスパイク電圧が発生しようとしてもそのスパイ
ク電圧は整流側スナバ回路20へ吸収されるので、整流
側同期整流器2のゲート駆動波形に従来例の波形に現わ
れるスパイク電圧S(図4の(a)参照)の発生がな
く、このスパイク電圧に起因する整流側同期整流器2お
よび整流側スナバダイオード23の絶縁破壊を防止でき
る。
る整流側同期整流器2のゲート駆動波形を示しており、
この波形には同図の(a)に示されるような従来例のス
パイク電圧Sが現われていないことことからも、本実施
形態例におけるスパイク電圧除去効果が実証されてい
る。
初に主スイッチ素子Q1がオンした時点では、電荷蓄積
コンデンサ22には電荷が蓄積されておらず、主スイッ
チ素子Q1がオンしてトランス10の二次コイル12に
電圧が発生し、整流側入力コンデンサ4に電流が流れて
も、その大半は電荷蓄積コンデンサ22の充電に費やさ
れるので、整流側同期整流器2の入力容量への充電によ
るゲート・ソース間電圧はスレショルド値に達しない。
次に主スイッチ素子Q1がオフすると整流側同期整流器
2のゲート蓄積電荷(入力容量の電荷)は放電され空の
状態となる。また、整流側入力コンデンサ4の充電電荷
はトランス10の二次コイル12、チョークコイルLを
通して放電される。
と、最初のサイクルで電荷蓄積コンデンサ22が充電に
より達している電圧までは整流側同期整流器2のゲート
のみが充電され、その後、整流側スナバダイオード23
がオンして、整流側同期整流器2の入力容量と電荷蓄積
コンデンサ22への電荷蓄積が行われる。電荷蓄積コン
デンサ22には最初の主スイッチ素子Q1のオン動作時
の電荷が既に蓄積されているので、2回目の主スイッチ
素子Q1のオン時にはさらに電荷が上乗せされて蓄積さ
れる。
ゲート駆動波形は図4の(b)に示されており、このゲ
ート駆動電圧は主スイッチ素子Q1がスイッチオンを繰
り返す毎に、電荷蓄積コンデンサ22に電荷が蓄積され
て行くので、その電荷の蓄積量に伴って増加して行くこ
とが分かる。上記のように、電荷蓄積コンデンサ22の
電荷は主スイッチ素子Q1がスイッチオンする毎に、ポ
ンプ状に充電動作が行われ、電荷蓄積コンデンサ22の
端子間電圧、すなわち、整流側同期整流器2のゲート・
ソース間電圧は徐々に増加して行く。そして、電荷蓄積
コンデンサ22の端子間電圧が整流側同期整流器2のス
レショルド値を超えると、主スイッチ素子Q1のオン動
作に同期して整流側同期整流器2がオン動作し、整流側
同期整流器2は定常運転の動作となる。
タ(フォワードコンバータ)を複数図8に示すように並
列運転する場合に、起動動作のタイミングのずれ等に起
因して、動作状態のフォワードコンバータAと動作停止
状態のフォワードコンバータBが生じた場合、動作状態
のフォワードコンバータAの出力端から動作停止状態の
フォワードコンバータBの出力端に、例えば、図5の波
形1の直流電圧が印加されるが、本実施形態例の回路
は、前述したように、主スイッチ素子Q1の繰り返しの
ポンプ動作によって、電荷蓄積コンデンサ22に整流側
同期整流器2のスレショルド値を超える充電電圧となる
まで電荷を蓄積しないと整流側同期整流器2がオンしな
いので、前記フォワードコンバータAからの電圧印加に
よって停止状態のフォワードコンバータBの整流側同期
整流器2がオンすることはない。従って、停止動作状態
のフォワードコンバータBに出力端側から逆電流が流れ
ることがなく、この電流逆流現象に起因して生じる前記
従来例の諸問題を効果的に防止できる。
0間に直流電圧が印加されたときに整流側入力コンデン
サ4に充電される電圧波形を示し、波形3はその時の整
流側同期整流器2ゲート電圧の波形を示しており、出力
端29、30間に直流電圧が印加されても整流側同期整
流器2のゲート電圧はスレショルド値に達することはな
く、整流側同期整流器2がオンしないことが分かる。
の第2実施形態例が前記第1実施形態例と異なること
は、第1実施形態例のダイオードD1をMOS FET
の転流側同期整流器3として構成し、この転流側同期整
流器3を整流側同期整流器2と同様な回路によって動作
させるように構成したことであり、それ以外の構成は前
記第1実施形態例と同様である。
器3のゲートは転流側入力コンデンサ7を介して二次コ
イル12の一端側に接続されている。この転流側入力コ
ンデンサ7が接続される二次コイル12の端部は整流側
入力コンデンサ4が接続される二次コイル12の接続端
とは反対側の端部であり、図2の回路では、転流側入力
コンデンサ7の端部は整流側同期整流器2のドレイン側
に接続されている。そして、転流側同期整流器3のドレ
インはチョークコイルLの入力側、つまり、二次コイル
12と整流側入力コンデンサ4の接続部からチョークコ
イルLの入力端に至る導体ライン35に接続され、転流
側同期整流器3のソースは導体ライン31に接続されて
いる。
3のゲート間、つまり、転流側同期整流器3のゲート・
ソース間にはカソード側を転流側同期整流器3のゲート
側にして転流側クランプダイオード25が接続されてお
り、この転流側同期整流器3と転流側入力コンデンサ7
と転流側クランプダイオード25は整流側同期整流器2
側の同期整流器駆動回路1に対応する転流側同期整流器
3側の同期整流器駆動回路となっている。
ース間には転流側ダイオードとしての転流側スナバダイ
オード24のアノード側を転流側同期整流器3のゲート
側にして転流側スナバダイオード24と電荷蓄積コンデ
ンサ22の直列回路が接続され、電荷蓄積コンデンサ2
2に放電手段としてのスナバ抵抗体21が並列に接続さ
れた回路構成となっている。前記転流側スナバダイオー
ド24とスナバ抵抗体21と電荷蓄積コンデンサ22の
接続回路は転流側スナバ回路を構成し、スナバ抵抗体2
1と電荷蓄積コンデンサ22は前記整流側スナバ回路2
0のスナバ抵抗体21と電荷蓄積コンデンサ22を兼用
しており、これにより回路部品点数の低減が図られてい
る。
Q1のオン時の整流側同期整流器2のオン動作の回路と
同様な回路で主スイッチ素子Q1のオフ時の転流側同期
整流器3のオン動作を行うようにしているので、整流側
同期整流器2の動作と同様な原理に従い整流側同期整流
器2と転流側同期整流器3の両方のゲートに印加される
サージ電圧を抑制し、かつ、第2実施形態例における複
数のフォワードコンバータを並列運転する場合に、前記
第1実施形態例の場合と同様に動作停止状態のフォワー
ドコンバータに逆電流が流れることを防止できる。その
他の作用効果は第1実施形態例と同様であるので、その
説明は省略する。
の第3実施形態例が前記第1実施形態例と異なる点は、
電荷蓄積コンデンサ22に並列状に定常時はオフの放電
スイッチ素子26を接続し、フォワードコンバータのス
イッチイング動作が停止したときに、あるいは整流側同
期整流器2のゲート側に印加されるリセットパルスのピ
ーク電圧が基準電圧を超えたときに放電スイッチ素子2
6をオンして電荷蓄積コンデンサ22に蓄積されている
電荷を強制的に放電するように構成したことであり、そ
れ以外の構成は、前記第1実施形態例と同様である。
26の制御駆動を行うスイッチ放電駆動手段28が設け
られている。このスイッチ放電駆動手段28は例えば、
主スイッチ素子Q1のゲート駆動が停止したこと、ある
いはリセットパルスのピーク電圧が基準値を越えたこ
と、あるいは回路の出力端29側から二次コイル12へ
向けて逆電流が流れたことを検知し、放電スイッチ素子
26をオン駆動する。
って電荷蓄積コンデンサ22に蓄積されていた電荷は放
電スイッチ素子26を通して速やかに放電され、電荷蓄
積コンデンサ22は電荷が空の状態となる。
タ(フォワードコンバータ)が図8に示されるように複
数並列運転されて定常のスイッチイング動作を行ってい
るときには、各フォワードコンバータの電荷蓄積コンデ
ンサ22は電荷が蓄積された状態にあり、このとき、例
えば、フォワードコンバータBが故障等によりスイッチ
イング動作が停止したときには、動作状態のフォワード
コンバータAの出力端から動作停止状態のフォワードコ
ンバータBに電圧が印加される。このとき、放電スイッ
チ素子26を設けてオン動作を行わないと、電荷蓄積コ
ンデンサ22の容量は既に電荷で満たされているので、
出力端に加わる電圧による電荷を電荷蓄積コンデンサ2
2が吸収することができない。このため、出力側の印加
電圧によって整流側同期整流器2の入力容量が充電され
てスレショルド値を超え、整流側同期整流器2はオンさ
れて、動作停止状態のフォワードコンバータBに逆電流
が流れ、主スイッチ素子Q1、整流側同期整流器2、ダ
イオードD1等の回路部品に過剰電圧がかかり破損する
等の、逆電流に起因する弊害が発生する虞が生じる。
電駆動手段28によりスイッチング動作の停止状態や、
リセットパルスのピーク電圧が基準値を越えたことや、
あるいは回路の出力端29側から二次コイル12へ向け
て逆電流が流れたことが直ちに検出され、放電スイッチ
素子26のオン駆動によって、電荷蓄積コンデンサ22
の電荷が放電されるので、動作停止状態のフォワードコ
ンバータBの出力端に動作状態のフォワードコンバータ
Aから電圧が印加されても、その電圧による電荷は放電
されて空になった電荷蓄積コンデンサ22に吸収される
ので、整流側同期整流器2がオンされることはなく、し
たがって、停止状態のフォワードコンバータBに逆電流
が流れることはなく、この逆電流が流れることによる弊
害を効果的に防止することができる。
CーDCコンバータの回路を示す。この第4実施形態例
は、前記図2の回路の電荷蓄積コンデンサ22に並列に
MOS FETの放電スイッチ素子26を接続し、この
放電スイッチ素子26のスイッチ放電駆動手段28の構
成をより具体化に示したことと、図2の回路の転流側ク
ランプダイオード25を抵抗体41で置き換えるととも
に図2の回路のスナバ抵抗体21を省略したことと、転
流側同期整流器3のゲート駆動電圧をトランス10のコ
アに巻装した三次コイル36から印加するようにしたこ
とと、図2の回路ではチョークコイルLは導体ライン3
5側に介設されているが、このチョークコイルLを導体
ライン31側に介設したことが異なっており、それ以外
の構成は図2の回路と同様である。
側入力コンデンサ7に接続されており、三次コイル36
の巻き始め端は導体ライン31に接続されている。この
三次コイル36は主スイッチ素子Q1がオフしたとき
に、二次コイル12の極性反転電圧に対応する電圧を転
流側入力コンデンサ7を介して転流側同期整流器3のゲ
ートに加え、転流側同期整流器3をオンさせる。このよ
うに、三次コイル36を転流側同期整流器3の駆動源と
することにより、三次コイル36の巻き数を適切に設定
することで、転流側同期整流器3の駆動電圧を最適化で
き、転流側同期整流器3のオン駆動損失が低減されるも
のとなる。
イオード37とコンデンサ38とツェナーダイオード3
9と抵抗体40とを有して構成されている。抵抗体40
は放電スイッチ素子26のゲート・ソース間に接続さ
れ、この抵抗体40と放電スイッチ素子26のゲートと
の接続部にはツェナーダイオード39のアノードが接続
されている。そして、ツェナーダイオード39と抵抗体
40との直列回路に並列にコンデンサ38が接続されて
いる。このコンデンサ38とツェナーダイオード39の
接続部にはダイオード37のカソードが接続され、ダイ
オード37のアノードは二次コイル12の巻き終わり端
と整流側同期整流器2のドレインとの接続部に接続され
ている。
ンス10の二次コイル12側へ電流が逆流する逆流モー
ドには様々な種類があり、前述したように複数のDCー
DCコンバータを並列運転する際の起動タイミングのず
れに起因して動作状態のフォワードコンバータAから停
止状態のフォワードコンバータBの出力端側に電圧が印
加され、その印加電圧により、停止状態のフォワードコ
ンバータの整流側同期整流器2がオンして出力端側から
トランス10の二次コイル12側へ逆電流が流れること
に起因する起動時の逆電流現象による整流側同期整流器
2や主スイッチ素子Q1の損壊の弊害は前述したよう
に、放電スイッチ素子26を設けなくとも電荷蓄積コン
デンサ22の電荷吸収効果によって防止できる。
ンバータが定常動作で並列運転しているような場合、動
作中のフォワードコンバータで何らかの故障が生じる
か、或いはリモートコントロールによって主スイッチ素
子Q1のゲート駆動が停止すると、平滑コンデンサ16
に蓄積された電荷によって、整流側同期整流器2と転流
側同期整流器3が交互にオンオフする自励発振現象が発
生して平滑コンデンサ16に蓄積された電荷が平滑コン
デンサ16から二次コイル12側に逆流し、さらに、動
作停止状態の主スイッチ素子Q1の寄生ダイオードを通
して直流入力電源14に逆流する。
きいほどひどくなる傾向があり、最悪の場合、前記自励
発振によって発生するトランス10のリセットパルス電
圧が、主スイッチ素子Q1又は整流側同期整流器2の耐
圧を越えて絶縁破壊する可能性がある。
コンバータ(フォワードコンバータ)では、ダイオード
37とコンデンサ38でトランス10のリセットによっ
て整流側同期整流器2のドレイン・ソース間に発生する
パルス電圧をピーク充電している。正常動作時のリセッ
トパルスでは、ツェナーダイオード39が導通しないよ
うにツェナー電圧を基準値として設定しているが、前記
自励発振が発生してトランス10のリセットパルス電圧
がツェナーダイオード39のツェナー電圧(基準値)を
超えると抵抗体40が導通して放電スイッチ素子26が
オンして、整流側同期整流器2と転流側同期整流器3の
ゲート電荷を放電し、整流側同期整流器2と転流側同期
整流器3をオフすることで、前記自励発振現象を停止さ
せる。この動作によって、前記自励発振現象に起因する
主スイッチ素子Q1および整流側同期整流器2の絶縁破
壊が防止される。
ることなく様々な実施の形態を採り得る。例えば、図2
に示す第2実施形態例では、スナバ抵抗体21と電荷蓄
積コンデンサ22を共有化して整流側スナバ回路20と
転流側スナバ回路を形成したが、勿論整流側スナバ回路
20と転流側スナバ回路を構成回路部品を共有化せずに
互いに独立の回路として形成することも可能である。
ンプダイオード6を設け、また、第2実施形態例ではさ
らに転流側クランプダイオード25を設けて主スイッチ
素子Q1のデューティー比に依存されることなく同期整
流器のゲート駆動電圧を最適な一定電圧に維持する様に
したが、主スイッチ素子Q1のデューティー比の変化に
よる同期整流器のゲート駆動電圧の変動が問題にならな
い場合には、整流側クランプダイオード6や転流側クラ
ンプダイオード25を抵抗体で代替することができる。
なお、これら同期整流器2、3のゲート・ソース間に設
けられるクランプダイオード6、25やこれに代替する
抵抗体は同期整流器2、3のゲート・ソース間の直流電
位(直流電圧)決定手段として機能するものである。
て、電荷蓄積コンデンサ22とスナバ抵抗体21の時定
数での放電による同期整流器2、3のゲート電圧降下が
問題になる場合には、図1、図3の回路では、整流側入
力コンデンサ4に並列に抵抗体5を接続し、また、図
2、図6の回路では、整流側入力コンデンサ4に抵抗体
5を並列接続するとともに、転流側入力コンデンサ7に
抵抗体13を並列接続し(図6では抵抗体5、13は図
示せず)、それぞれ、抵抗体5と抵抗体21(図6では
抵抗体41)の分圧、および抵抗体13と抵抗体21の
分圧によって、同期整流器2、3のゲート電圧降下を抑
制するようにしてもよい。
(c)に示す。図4の(b)に示す同期整流器のゲート
駆動波形は抵抗体5や13を設けない場合であり、この
場合は、電荷蓄積コンデンサ22とスナバ抵抗体21と
の時定数での放電による電圧降下が生じ、定常時の運転
動作における波形のトップ側の線Hが右下がりの斜め線
となっており、同期整流器のゲート駆動電圧が多少最適
値からずれると言う問題が生じる。ただし、図4の
(b)の波形は、放電による電圧降下を説明するために
誇張して描かれており、実際は斜め線の傾きは十分に小
さく殆ど問題は生じないが、より厳密にゲート駆動電圧
の最適化を図る場合には抵抗体5や13を設けることに
より、図4の(c)に示すように波形のトップ側の線H
は水平な電圧降下が全くない線となり、ゲート駆動電圧
の最適化を完璧に図ることが可能となる。
器2、3のMOS FETをNチャンネルタイプとした
が、勿論、PチャンネルタイプのMOS FETとして
もよい。
は、逆流電圧によって、トランス10のリセットパルス
のピーク電圧が基準値を越えたときに放電スイッチ素子
26をオンして電荷蓄積コンデンサ22の電荷を強制放
電するようにしたが、逆電流を検出したとき、或いは回
路動作(回路のスイッチング動作)を検出したときに放
電スイッチ素子26をオンして電荷蓄積コンデンサ22
の電荷を強制放電するようにしてもよい。
トランスのリーケージインダクタンスが大きい場合であ
っても、整流側同期整流器のゲート駆動波形のオン開始
位置にリーケージインダクタンスに起因するスパイク電
圧が現われることが無く、このスパイク電圧に起因する
ゲート駆動損失の増大を防止することができる。
数並列運転するような場合、各フォワードコンバータ相
互間でたとえ起動動作のタイミングのずれが発生して、
動作状態のフォワードコンバータと動作が未だ開始しな
い停止状態のフォワードコンバータとが並列接続された
状態となって、動作状態のフォワードコンバータの出力
端から動作停止状態のフォワードコンバータの出力端に
電圧が印加されたとしても、停止状態のフォワードコン
バータに出力端側からトランスの二次コイルへの電流逆
流現象の発生を防止でき、主スイッチ素子等の部品の破
壊等の電流逆流現象に起因する弊害を確実に防止でき
る。
スイッチ素子を接続し、回路のスイッチング動作の停止
を検出したとき、又はトランスのリセットパルスのピー
ク電圧が基準値を越えたとき、又は回路の出力端からト
ランスの二次コイル側への逆電流を検出したときに放電
スイッチ素子を動作させて電荷蓄積コンデンサの蓄積電
荷を強制放電するように構成することにより、どのよう
な逆流モードが発生しても、この逆流モードによる逆電
流に起因して主スイッチ素子や整流側同期整流器が絶縁
破壊するという不具合を確実に防止することが可能であ
る。
ケージインダクタンスに起因するサージ電圧を抑制し、
同期整流器のゲート・ソース間電圧、同期整流器の電圧
ディレーティングを適切に確保することが可能である。
のクランプダイオードを設けることによって、主スイッ
チ素子のデューティー比に左右されることなく、同期整
流器のゲート駆動電圧の最適化を図り、ゲート駆動損失
を低減することができる。
回路構成が簡易であり、優れた性能を持つ本発明のフォ
ワードコンバータを安価に提供することが可能である。
形態例の要部構成の回路図である。
形態例の要部構成の回路図である。
形態例の要部構成の回路図である。
ト駆動波形を比較状態で示す図である。
に電圧が印加されたときのフォワードコンバータの各部
の電圧分布を示す説明図である。
ある。
である。
説明図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 トランスの一次側に主スイッチ素子が設
けられ、トランスの二次側には該トランスの二次コイル
の一端側と回路出力端とを結ぶ経路上に前記主スイッチ
素子のスイッチング動作に同期してスイッチング動作す
るMOS FETの整流側同期整流器のドレイン・ソー
ス間が介設され、この整流側同期整流器のゲートは整流
側入力コンデンサを介して前記二次コイルの出力電圧に
対応する電圧が印加されるように接続され、前記主スイ
ッチ素子のスイッチング動作によって一次側に発生する
電圧を二次側に伝達し整流平滑して直流電圧を出力する
DCーDCコンバータにおいて、前記整流側同期整流器
のゲート・ソース間には整流側同期整流器のゲートから
ソースへの向きをダイオードの順方向の向きとして整流
側ダイオードと電荷蓄積コンデンサとの直列回路が接続
され、前記電荷蓄積コンデンサには並列に該電荷蓄積コ
ンデンサの放電手段が接続されているDCーDCコンバ
ータ。 - 【請求項2】 主スイッチ素子のスイッチング動作に同
期してスイッチング動作するMOS FETの転流側同
期整流器のソースはトランスの二次コイルの一端側と回
路出力端の間に介設されたMOS FETの整流側同期
整流器のソースに接続され、また、前記転流側同期整流
器のドレインは二次コイルの他端側に接続され、転流側
同期整流器のゲートは転流側入力コンデンサを介して主
スイッチ素子のオフ時の二次コイルの極性反転電圧に対
応する電圧が印加されるように接続されており、前記転
流側同期整流器のゲート・ソース間にはゲートからソー
スへの向きをダイオードの順方向の向きとして転流側ダ
イオードと電荷蓄積コンデンサとの直列回路が接続され
ており、この電荷蓄積コンデンサは整流側ダイオードに
接続される電荷蓄積コンデンサと共通使用されているこ
とを特徴とする請求項1記載のDCーDCコンバータ。 - 【請求項3】 電荷蓄積コンデンサに並列に接続された
放電スイッチと、回路のスイッチング動作の停止を検出
したとき、又はトランスのリセットパルスのピーク電圧
が基準値を越えたとき、又は回路の出力端からトランス
の二次コイル側への逆電流を検出したときに前記放電ス
イッチを駆動して電荷蓄積コンデンサに蓄積されている
電荷を強制放電するスイッチ放電駆動手段とが設けられ
ていることを特徴とする請求項1又は請求項2記載のD
CーDCコンバータ。
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