JP3198831B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、リンギング・チョーク
・コンバータ(RCC)方式を用いたスイッチング電源
装置に関するものである。
・コンバータ(RCC)方式を用いたスイッチング電源
装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】図7は従来のFET式のリンギング・チ
ョーク・コンバータ(RCC)方式のスイッチング電源
装置の具体回路図を示すものである。交流電源ACがヒ
ューズF及びラインフィルタLPFを介して整流用のダ
イオードブリッジDB1 の入力端に接続されており、こ
のダイオードブリッジDB1の出力端には平滑用のコン
デンサC1 が接続されている。
ョーク・コンバータ(RCC)方式のスイッチング電源
装置の具体回路図を示すものである。交流電源ACがヒ
ューズF及びラインフィルタLPFを介して整流用のダ
イオードブリッジDB1 の入力端に接続されており、こ
のダイオードブリッジDB1の出力端には平滑用のコン
デンサC1 が接続されている。
【0003】インバータ回路は、出力トランスT、FE
Tからなるスイッチング素子Q1 、起動用抵抗R1 ,R
2 等で構成されている。また、出力トランスTの出力巻
線N2 の両端には、整流用のダイオードD1 、コンデン
サC3 からなる整流・平滑回路が接続されている。
Tからなるスイッチング素子Q1 、起動用抵抗R1 ,R
2 等で構成されている。また、出力トランスTの出力巻
線N2 の両端には、整流用のダイオードD1 、コンデン
サC3 からなる整流・平滑回路が接続されている。
【0004】更に、インバータ回路には、出力電圧の安
定制御及び過電流保護回路としての電圧検出回路及び制
御回路が設けてある。インバータ回路の出力側に設けた
電圧検出回路は、出力電圧を分圧して検出する抵抗R
7 ,R8 、フォトカプラPC1の発光側の発光ダイオー
ドPD、シャントレギュレータIC1 等で構成されてい
る。また、インバータ回路の出力トランスTの帰還巻線
NB 側に設けた制御回路は、上記フォトカプラPC1 の
発光ダイオードPDと対となるフォトトランジスタP
T、抵抗R3 〜R5 、ダイオードD2 、スイッチング素
子Q1 のゲート・ソース間に並列に接続したトランジス
タQ2 、このトランジスタQ2 のベース・エミッタ間に
並列に接続したコンデンサC2 等で構成されている。
定制御及び過電流保護回路としての電圧検出回路及び制
御回路が設けてある。インバータ回路の出力側に設けた
電圧検出回路は、出力電圧を分圧して検出する抵抗R
7 ,R8 、フォトカプラPC1の発光側の発光ダイオー
ドPD、シャントレギュレータIC1 等で構成されてい
る。また、インバータ回路の出力トランスTの帰還巻線
NB 側に設けた制御回路は、上記フォトカプラPC1 の
発光ダイオードPDと対となるフォトトランジスタP
T、抵抗R3 〜R5 、ダイオードD2 、スイッチング素
子Q1 のゲート・ソース間に並列に接続したトランジス
タQ2 、このトランジスタQ2 のベース・エミッタ間に
並列に接続したコンデンサC2 等で構成されている。
【0005】次に、図7に示す回路の動作について説明
する。まず、電源が投入された起動時においては、抵抗
R1 ,R2 を介してスイッチング素子Q1 のゲートに電
圧が印加されて、該スイッチング素子Q1 がオンする。
このスイッチング素子Q1 がオンすると、出力トランス
Tの1次巻線NP に電源電圧が印加されて、帰還巻線N
B に1次巻線NP と同方向に電圧が発生する。この発生
した電圧によりダイオードD2 及び抵抗R3 を介してコ
ンデンサC2 を充電する。
する。まず、電源が投入された起動時においては、抵抗
R1 ,R2 を介してスイッチング素子Q1 のゲートに電
圧が印加されて、該スイッチング素子Q1 がオンする。
このスイッチング素子Q1 がオンすると、出力トランス
Tの1次巻線NP に電源電圧が印加されて、帰還巻線N
B に1次巻線NP と同方向に電圧が発生する。この発生
した電圧によりダイオードD2 及び抵抗R3 を介してコ
ンデンサC2 を充電する。
【0006】コンデンサC2 が充電されていき、トラン
ジスタQ2 のベース・エミッタ間の順方向電圧を越える
と、トランジスタQ2 がオンする。トランジスタQ2 が
オンすると、トランジスタQ2 のコレクタ電位がLレベ
ルとなって、スイッチング素子Q1 のゲートをLレベル
として、該スイッチング素子Q1 をオフさせる。
ジスタQ2 のベース・エミッタ間の順方向電圧を越える
と、トランジスタQ2 がオンする。トランジスタQ2 が
オンすると、トランジスタQ2 のコレクタ電位がLレベ
ルとなって、スイッチング素子Q1 のゲートをLレベル
として、該スイッチング素子Q1 をオフさせる。
【0007】スイッチング素子Q1 がオフすると、該ス
イッチング素子Q1 のオン時に出力トランスTに蓄積さ
れていたエネルギーは出力巻線N2 を介して放出され
る。このエネルギーである電圧がダイオードD1 で整流
され、コンデンサC3 にて平滑されて、負荷に電力が供
給されることになる。
イッチング素子Q1 のオン時に出力トランスTに蓄積さ
れていたエネルギーは出力巻線N2 を介して放出され
る。このエネルギーである電圧がダイオードD1 で整流
され、コンデンサC3 にて平滑されて、負荷に電力が供
給されることになる。
【0008】コンデンサC2 の電荷が並列に接続してあ
る抵抗R5 等を介して放電し順方向電圧以下となると、
トランジスタQ2 はオフし、出力トランスTに蓄積され
たエネルギーが2次側に放出されることにより、スイッ
チング素子Q1 がオンする。スイッチング素子Q1 がオ
ンすると、再び出力トランスTの1次巻線NP に電圧が
印加されて、出力トランスTにエネルギーを蓄積する。
このような動作を繰り返していくことで、インバータ回
路が起動して、定常状態に移行する。
る抵抗R5 等を介して放電し順方向電圧以下となると、
トランジスタQ2 はオフし、出力トランスTに蓄積され
たエネルギーが2次側に放出されることにより、スイッ
チング素子Q1 がオンする。スイッチング素子Q1 がオ
ンすると、再び出力トランスTの1次巻線NP に電圧が
印加されて、出力トランスTにエネルギーを蓄積する。
このような動作を繰り返していくことで、インバータ回
路が起動して、定常状態に移行する。
【0009】ここで、負荷側の出力電圧は、抵抗R7 と
R8 とで常時分圧して検出されており、この分圧した検
出電圧とシャントレギュレータIC1 が有する基準電圧
とを比較している。そして、出力電圧の変動量をシャン
トレギュレータIC1 で増幅し、フォトカプラPC1 の
発光ダイオードPDに流す電流を変化させて、発光ダイ
オードPDの発光量に応じてフォトカプラPC1 のフォ
トトランジスタPTのインピーダンスを変化させ、コン
デンサC2 の充電時定数を変えることで、出力電圧が一
定となるように制御を行う。
R8 とで常時分圧して検出されており、この分圧した検
出電圧とシャントレギュレータIC1 が有する基準電圧
とを比較している。そして、出力電圧の変動量をシャン
トレギュレータIC1 で増幅し、フォトカプラPC1 の
発光ダイオードPDに流す電流を変化させて、発光ダイ
オードPDの発光量に応じてフォトカプラPC1 のフォ
トトランジスタPTのインピーダンスを変化させ、コン
デンサC2 の充電時定数を変えることで、出力電圧が一
定となるように制御を行う。
【0010】ここで、出力電圧が上昇すると、フォトカ
プラPC1 の発光ダイオードPDに電流が多く流れて、
フォトトランジスタPTを介してコンデンサC2 の充電
時定数が短くなり、トランジスタQ2 を早くオンさせ
て、スイッチング素子Q1 をオフとして、該スイッチン
グ素子Q1 のオン期間を短くして、出力電圧を低下させ
るように制御する。また、出力電圧が低下した場合に
は、上記の逆の動作を行って、出力電圧を上昇させるよ
うに制御を行い、出力電圧が一定となるように定電圧制
御をする。
プラPC1 の発光ダイオードPDに電流が多く流れて、
フォトトランジスタPTを介してコンデンサC2 の充電
時定数が短くなり、トランジスタQ2 を早くオンさせ
て、スイッチング素子Q1 をオフとして、該スイッチン
グ素子Q1 のオン期間を短くして、出力電圧を低下させ
るように制御する。また、出力電圧が低下した場合に
は、上記の逆の動作を行って、出力電圧を上昇させるよ
うに制御を行い、出力電圧が一定となるように定電圧制
御をする。
【0011】また、負荷電流が大となると、出力電圧が
低下していき、フォトカプラPC1の発光ダイオードP
Dに流れる電流が小さくなり、コンデンサC2 の充電時
定数は抵抗R3 の値となって最大となり、これ以上負荷
電流をとってもスイッチング素子Q1 のオン期間幅は増
加せず、所謂フの字特性となる。つまり、過電流制御が
行われることになる。
低下していき、フォトカプラPC1の発光ダイオードP
Dに流れる電流が小さくなり、コンデンサC2 の充電時
定数は抵抗R3 の値となって最大となり、これ以上負荷
電流をとってもスイッチング素子Q1 のオン期間幅は増
加せず、所謂フの字特性となる。つまり、過電流制御が
行われることになる。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】ここで、図7に示すよ
うなリンギング・チョーク・コンバータ回路において、
一般に発振周波数fは次式で示される。 f=(D2 V1 )/(2L1 P1 ) 但し、Dはデューティ、P1 は入力電力、L1 は1次巻
線NP のインダクタンス値、V1 は入力電圧である。上
式より、入力電力P1 が小さくなると、発振周波数fは
大きくなる(fの変動大)。
うなリンギング・チョーク・コンバータ回路において、
一般に発振周波数fは次式で示される。 f=(D2 V1 )/(2L1 P1 ) 但し、Dはデューティ、P1 は入力電力、L1 は1次巻
線NP のインダクタンス値、V1 は入力電圧である。上
式より、入力電力P1 が小さくなると、発振周波数fは
大きくなる(fの変動大)。
【0013】また、入力電力P1 が小の時は、スイッチ
ング素子Q1 のスイッチングロスが大となり、効率
(η)が悪くなり、この時のスイッチング素子Q1 の損
失(ロス)は、ほとんどターンオン・ターンオフのスイ
ッチングロスである(スイッチング素子Q1 のオン抵抗
RDSによるロスは小さい)。入力電力P1 が小の時、つ
まり、出力電力Poが小の時、スイッチング素子Q1 の
損失が大きいため効率(η)が悪い。そして、出力電力
Poが小の時の損失はほとんどスイッチング素子Q1 の
損失であるから、この損失を下げるためには、スイッチ
ング素子Q1 のターンオン・ターンオフの損失(スイッ
チングロス)の低減と、スイッチング素子Q1 自体のス
イッチング回数の減少の方法とがある。
ング素子Q1 のスイッチングロスが大となり、効率
(η)が悪くなり、この時のスイッチング素子Q1 の損
失(ロス)は、ほとんどターンオン・ターンオフのスイ
ッチングロスである(スイッチング素子Q1 のオン抵抗
RDSによるロスは小さい)。入力電力P1 が小の時、つ
まり、出力電力Poが小の時、スイッチング素子Q1 の
損失が大きいため効率(η)が悪い。そして、出力電力
Poが小の時の損失はほとんどスイッチング素子Q1 の
損失であるから、この損失を下げるためには、スイッチ
ング素子Q1 のターンオン・ターンオフの損失(スイッ
チングロス)の低減と、スイッチング素子Q1 自体のス
イッチング回数の減少の方法とがある。
【0014】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、入力電力が小の時のスイッチング素子のスイッ
チング損失を減少させ、効率を向上させることを目的と
したスイッチング電源装置を提供することを目的とした
ものである。
あって、入力電力が小の時のスイッチング素子のスイッ
チング損失を減少させ、効率を向上させることを目的と
したスイッチング電源装置を提供することを目的とした
ものである。
【0015】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明の請求項
1記載のスイッチング電源では、1次巻線NP 、出力巻
線N2 及び帰還巻線NB1を有する出力トランスTと、上
記出力トランスTの1次巻線NP に一端が接続され帰還
巻線NB1に制御端子を接続した発振用のスイッチング素
子Q1 と、出力トランスTの出力巻線N2 に接続された
整流回路D1 とを備えたリンギング・チョーク・コンバ
ータ方式のスイッチング電源装置において、上記スイッ
チング素子Q1 がオンの時に出力トランスTの帰還巻線
NB1から発生する電圧によりオン駆動される第1のトラ
ンジスタQ7 と、この第1のトランジスタQ7 のオンに
よりオン駆動される第2のトランジスタQ6 と、出力ト
ランスTに設けた第2の帰還巻線NB2からスイッチング
素子Q1 のオフ時に発生した電圧をスイッチング素子Q
1 がオフしてから第2のトランジスタQ 6 がオフするま
でのタイムラグの期間にオンしている上記第2のトラン
ジスタQ6 を介して充電するコンデンサC5 と、このコ
ンデンサC5 の充電電荷によりオン駆動されてオフ時の
スイッチング素子Q1 の制御端子を所定期間Lレベルに
維持する第3のトランジスタQ5 とで、軽負荷時では上
記スイッチング素子Q1 のスイッチング周波数を、ある
周波数以上にならないように抑制する制御回路1を設
け、負荷が重くなってきた時に上記第2のトランジスタ
Q6 の出力側に現れるサージ電圧の上昇に伴いオンして
第2のトランジスタQ6 の出力側に現れる電圧を所定の
電圧に規制するツエナーダイオードZD4 を設けている
ことを特徴としている。
1記載のスイッチング電源では、1次巻線NP 、出力巻
線N2 及び帰還巻線NB1を有する出力トランスTと、上
記出力トランスTの1次巻線NP に一端が接続され帰還
巻線NB1に制御端子を接続した発振用のスイッチング素
子Q1 と、出力トランスTの出力巻線N2 に接続された
整流回路D1 とを備えたリンギング・チョーク・コンバ
ータ方式のスイッチング電源装置において、上記スイッ
チング素子Q1 がオンの時に出力トランスTの帰還巻線
NB1から発生する電圧によりオン駆動される第1のトラ
ンジスタQ7 と、この第1のトランジスタQ7 のオンに
よりオン駆動される第2のトランジスタQ6 と、出力ト
ランスTに設けた第2の帰還巻線NB2からスイッチング
素子Q1 のオフ時に発生した電圧をスイッチング素子Q
1 がオフしてから第2のトランジスタQ 6 がオフするま
でのタイムラグの期間にオンしている上記第2のトラン
ジスタQ6 を介して充電するコンデンサC5 と、このコ
ンデンサC5 の充電電荷によりオン駆動されてオフ時の
スイッチング素子Q1 の制御端子を所定期間Lレベルに
維持する第3のトランジスタQ5 とで、軽負荷時では上
記スイッチング素子Q1 のスイッチング周波数を、ある
周波数以上にならないように抑制する制御回路1を設
け、負荷が重くなってきた時に上記第2のトランジスタ
Q6 の出力側に現れるサージ電圧の上昇に伴いオンして
第2のトランジスタQ6 の出力側に現れる電圧を所定の
電圧に規制するツエナーダイオードZD4 を設けている
ことを特徴としている。
【0016】また請求項2記載のスイッチング電源装置
では、1次巻線NP 、出力巻線N2及び帰還巻線NB1を
有する出力トランスTと、上記出力トランスTの1次巻
線NP に一端が接続され帰還巻線NB1に制御端子を接続
した発振用のスイッチング素子Q1 と、出力トランスT
の出力巻線N2 に接続された整流回路D1 とを備えたリ
ンギング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング電
源装置において、上記スイッチング素子Q1 がオンの時
に出力トランスTの帰還巻線NB1から発生する電圧によ
りオン駆動される第1のトランジスタQ7 と、この第1
のトランジスタQ7 のオンによりオン駆動される第2の
トランジスタQ6 と、出力トランスTに設けた第2の帰
還巻線NB2からスイッチング素子Q1 のオフ時に発生し
た電圧をスイッチング素子Q 1 がオフしてから第2のト
ランジスタQ 6 がオフするまでのタイムラグの期間にオ
ンしている上記第2のトランジスタQ6 を介して充電す
るコンデンサC5 と、このコンデンサC5 の充電電荷に
よりオン駆動されてオフ時のスイッチング素子Q1 の制
御端子を所定期間Lレベルに維持する第3のトランジス
タQ5 とで、軽負荷時では上記スイッチング素子Q1 の
スイッチング周波数を、ある周波数以上にならないよう
に抑制する制御回路1を設け、負荷が重くなってきた時
に上記第2の帰還巻線N B2 に発生する上記第2のトラン
ジスタQ6 の出力側に現れるサージ電圧の上昇に伴いオ
ンするツエナーダイオードZD7 を設け、このツエナー
ダイオードZD7 のオンによりオン駆動される第4のト
ランジスタQ8 を設け、このオン駆動された第4のトラ
ンジスタQ8 により、第2のトランジスタQ6 の出力側
に現れる電圧を所定の電圧に規制するようにしたことを
特徴としている。
では、1次巻線NP 、出力巻線N2及び帰還巻線NB1を
有する出力トランスTと、上記出力トランスTの1次巻
線NP に一端が接続され帰還巻線NB1に制御端子を接続
した発振用のスイッチング素子Q1 と、出力トランスT
の出力巻線N2 に接続された整流回路D1 とを備えたリ
ンギング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング電
源装置において、上記スイッチング素子Q1 がオンの時
に出力トランスTの帰還巻線NB1から発生する電圧によ
りオン駆動される第1のトランジスタQ7 と、この第1
のトランジスタQ7 のオンによりオン駆動される第2の
トランジスタQ6 と、出力トランスTに設けた第2の帰
還巻線NB2からスイッチング素子Q1 のオフ時に発生し
た電圧をスイッチング素子Q 1 がオフしてから第2のト
ランジスタQ 6 がオフするまでのタイムラグの期間にオ
ンしている上記第2のトランジスタQ6 を介して充電す
るコンデンサC5 と、このコンデンサC5 の充電電荷に
よりオン駆動されてオフ時のスイッチング素子Q1 の制
御端子を所定期間Lレベルに維持する第3のトランジス
タQ5 とで、軽負荷時では上記スイッチング素子Q1 の
スイッチング周波数を、ある周波数以上にならないよう
に抑制する制御回路1を設け、負荷が重くなってきた時
に上記第2の帰還巻線N B2 に発生する上記第2のトラン
ジスタQ6 の出力側に現れるサージ電圧の上昇に伴いオ
ンするツエナーダイオードZD7 を設け、このツエナー
ダイオードZD7 のオンによりオン駆動される第4のト
ランジスタQ8 を設け、このオン駆動された第4のトラ
ンジスタQ8 により、第2のトランジスタQ6 の出力側
に現れる電圧を所定の電圧に規制するようにしたことを
特徴としている。
【0017】
【作用】本発明の請求項1記載のスイッチング電源装置
によれば、スイッチング素子Q1 のオフ時にタイムラグ
によりオンしている第1のトランジスタQ7 にてオン駆
動されている第2のトランジスタQ6 を介してコンデン
サC5 が充電され、このコンデンサC5 の充電電荷によ
り第3のトランジスタQ5 をオン駆動して、オフ時のス
イッチング素子Q1 の制御端子を所定期間Lレベルに維
持することで、軽負荷時では制御回路1により、スイッ
チング素子Q1 のスイッチング周波数を、ある周波数以
上にならないように抑制している。これにより軽負荷時
でのスイッチング素子Q1 のスイッチング損失を減少さ
せ、効率を向上させることができる。また、負荷がある
程度重くなった場合には、第2のトランジスタQ6 の出
力側に現れるサージ電圧が大きくなり、この大きくなっ
たサージ電圧によりツエナーダイオードZD4 がオン
し、このツエナーダイオードZD4 の所定のツエナー電
圧VZ4に規制された電圧にてコンデンサC5 が充電され
る。したがって、ツエナーダイオードZD4 がない場合
と比べて充電電圧が低くなるため、コンデンサC5 の充
電電荷の放電時間も早くなり、その結果スイッチング素
子Q1 のターンオフの制限時間が短くなり、スイッチン
グ周波数が高くなる。そのため、通常のリンギング・チ
ョーク・コンバータの動作に戻ることになり、負荷が重
くなった場合でも高効率を維持することができる。
によれば、スイッチング素子Q1 のオフ時にタイムラグ
によりオンしている第1のトランジスタQ7 にてオン駆
動されている第2のトランジスタQ6 を介してコンデン
サC5 が充電され、このコンデンサC5 の充電電荷によ
り第3のトランジスタQ5 をオン駆動して、オフ時のス
イッチング素子Q1 の制御端子を所定期間Lレベルに維
持することで、軽負荷時では制御回路1により、スイッ
チング素子Q1 のスイッチング周波数を、ある周波数以
上にならないように抑制している。これにより軽負荷時
でのスイッチング素子Q1 のスイッチング損失を減少さ
せ、効率を向上させることができる。また、負荷がある
程度重くなった場合には、第2のトランジスタQ6 の出
力側に現れるサージ電圧が大きくなり、この大きくなっ
たサージ電圧によりツエナーダイオードZD4 がオン
し、このツエナーダイオードZD4 の所定のツエナー電
圧VZ4に規制された電圧にてコンデンサC5 が充電され
る。したがって、ツエナーダイオードZD4 がない場合
と比べて充電電圧が低くなるため、コンデンサC5 の充
電電荷の放電時間も早くなり、その結果スイッチング素
子Q1 のターンオフの制限時間が短くなり、スイッチン
グ周波数が高くなる。そのため、通常のリンギング・チ
ョーク・コンバータの動作に戻ることになり、負荷が重
くなった場合でも高効率を維持することができる。
【0018】また、請求項2記載のスイッチング電源装
置によれば、スイッチング素子Q1のオフ時にタイムラ
グによりオンしている第1のトランジスタQ7 にてオン
駆動されている第2のトランジスタQ6 を介してコンデ
ンサC5 が充電され、このコンデンサC5 の充電電荷に
より第3のトランジスタQ5 をオン駆動して、オフ時の
スイッチング素子Q1 の制御端子を所定期間Lレベルに
維持することで、軽負荷時では制御回路1により、スイ
ッチング素子Q1 のスイッチング周波数を、ある周波数
以上にならないように抑制している。これにより軽負荷
時でのスイッチング素子Q1 のスイッチング損失を減少
させ、効率を向上させることができる。また、負荷があ
る程度重くなった場合には、第2の帰還巻線N B2 に発生
するサージ電圧が大きくなり、この大きくなったサージ
電圧によりツエナーダイオードZD7 がオンし、このツ
エナーダイオードZD7 がオンすることで第4のトラン
ジスタQ8 がオンする。この第4のトランジスタQ8 が
オンすることで、第2のトランジスタQ6 の出力側に現
れる電圧が所定の電圧に規制され、この規制された電圧
にてコンデンサC5 が充電される。したがって、ツエナ
ーダイオードZD 7 がない場合と比べて充電電圧が低く
なるため、コンデンサC5 の充電電荷の放電時間も早く
なり、その結果スイッチング素子Q1 のターンオフの制
限時間が短くなり、スイッチング周波数が高くなる。そ
のため、通常のリンギング・チョーク・コンバータの動
作に戻ることになり、負荷が重くなった場合でも高効率
を維持することができる。
置によれば、スイッチング素子Q1のオフ時にタイムラ
グによりオンしている第1のトランジスタQ7 にてオン
駆動されている第2のトランジスタQ6 を介してコンデ
ンサC5 が充電され、このコンデンサC5 の充電電荷に
より第3のトランジスタQ5 をオン駆動して、オフ時の
スイッチング素子Q1 の制御端子を所定期間Lレベルに
維持することで、軽負荷時では制御回路1により、スイ
ッチング素子Q1 のスイッチング周波数を、ある周波数
以上にならないように抑制している。これにより軽負荷
時でのスイッチング素子Q1 のスイッチング損失を減少
させ、効率を向上させることができる。また、負荷があ
る程度重くなった場合には、第2の帰還巻線N B2 に発生
するサージ電圧が大きくなり、この大きくなったサージ
電圧によりツエナーダイオードZD7 がオンし、このツ
エナーダイオードZD7 がオンすることで第4のトラン
ジスタQ8 がオンする。この第4のトランジスタQ8 が
オンすることで、第2のトランジスタQ6 の出力側に現
れる電圧が所定の電圧に規制され、この規制された電圧
にてコンデンサC5 が充電される。したがって、ツエナ
ーダイオードZD 7 がない場合と比べて充電電圧が低く
なるため、コンデンサC5 の充電電荷の放電時間も早く
なり、その結果スイッチング素子Q1 のターンオフの制
限時間が短くなり、スイッチング周波数が高くなる。そ
のため、通常のリンギング・チョーク・コンバータの動
作に戻ることになり、負荷が重くなった場合でも高効率
を維持することができる。
【0019】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図1に本発明のスイッチング電源装置の具体的回
路図を示す。尚、図7に示す従来と同じ要素には同一の
記号を付して説明を省略し、本発明の要旨の部分につい
て詳述する。本発明は、スイッチング素子Q1 のスイッ
チングロスを下げるとスイッチング周波数が上昇するの
で実際には損失は下がらない。そこで、軽負荷時におい
てスイッチング回数を減少させるようにし、重負荷時で
は従来のインバータ(RCC)に近い動作をさせるよう
にしたものである。
する。図1に本発明のスイッチング電源装置の具体的回
路図を示す。尚、図7に示す従来と同じ要素には同一の
記号を付して説明を省略し、本発明の要旨の部分につい
て詳述する。本発明は、スイッチング素子Q1 のスイッ
チングロスを下げるとスイッチング周波数が上昇するの
で実際には損失は下がらない。そこで、軽負荷時におい
てスイッチング回数を減少させるようにし、重負荷時で
は従来のインバータ(RCC)に近い動作をさせるよう
にしたものである。
【0020】図1に示すように、出力トランスTに第2
の帰還巻線NB2を設け、また、制御回路1と起動回路3
を設けている。なお、出力トランスTにおいて従来と同
じ帰還巻線NB はNB1の記号を付している。ここで、イ
ンバータ回路側と、制御回路1及び起動回路3における
ポイントP1〜P7は、それぞれ接続することを示して
いる。
の帰還巻線NB2を設け、また、制御回路1と起動回路3
を設けている。なお、出力トランスTにおいて従来と同
じ帰還巻線NB はNB1の記号を付している。ここで、イ
ンバータ回路側と、制御回路1及び起動回路3における
ポイントP1〜P7は、それぞれ接続することを示して
いる。
【0021】またインバータ回路側の起動抵抗R1 ,R
2 はポイントP6,P7を介して起動回路3側に接続し
ており、スイッチング素子Q1 が起動した後は切り離さ
れるようになっている。上記制御回路1は、トランジス
タQ4 〜Q7 、抵抗R14〜R22、コンデンサC4 ,C
5 、ダイオードD4 〜D7 、ツエナーダイオードZD2
〜ZD6 等で構成されている。そして、トランジスタQ
5 のコレクタは、ダイオードD5 、ポイントP5を介し
てインバータ回路のスイッチング素子Q1 のゲートに接
続されている。また、P1は、出力トランスTの帰還巻
線NB1のスイッチング素子Q1 のターンオンでプラスの
電圧が発生する側に接続してある。P2は、出力トラン
スTの第2の帰還巻線NB2のスイッチング素子Q1 のタ
ーンオフでプラスの電圧が発生する側に接続してある。
なお、P3はグランドである。さらにP4は抵抗R9 、
ダイオードD3 を介してスイッチング素子Q1 のゲート
に接続してある。
2 はポイントP6,P7を介して起動回路3側に接続し
ており、スイッチング素子Q1 が起動した後は切り離さ
れるようになっている。上記制御回路1は、トランジス
タQ4 〜Q7 、抵抗R14〜R22、コンデンサC4 ,C
5 、ダイオードD4 〜D7 、ツエナーダイオードZD2
〜ZD6 等で構成されている。そして、トランジスタQ
5 のコレクタは、ダイオードD5 、ポイントP5を介し
てインバータ回路のスイッチング素子Q1 のゲートに接
続されている。また、P1は、出力トランスTの帰還巻
線NB1のスイッチング素子Q1 のターンオンでプラスの
電圧が発生する側に接続してある。P2は、出力トラン
スTの第2の帰還巻線NB2のスイッチング素子Q1 のタ
ーンオフでプラスの電圧が発生する側に接続してある。
なお、P3はグランドである。さらにP4は抵抗R9 、
ダイオードD3 を介してスイッチング素子Q1 のゲート
に接続してある。
【0022】また、トランジスタQ7 のベースにはダイ
オードD7 、抵抗R21、ツエナーダイオードZD6 等を
介してP1から電圧が印加されるようになっており、ま
た、トランジスタQ6 のエミッタには、ダイオードD6
を介してP2から電圧が印加されるようになっている。
なお、ツエナーダイオードZD6 と抵抗R21とは入れ替
えても良い。また、同様にツエナーダイオードZD5 と
抵抗R20とを入れ替えても良い。
オードD7 、抵抗R21、ツエナーダイオードZD6 等を
介してP1から電圧が印加されるようになっており、ま
た、トランジスタQ6 のエミッタには、ダイオードD6
を介してP2から電圧が印加されるようになっている。
なお、ツエナーダイオードZD6 と抵抗R21とは入れ替
えても良い。また、同様にツエナーダイオードZD5 と
抵抗R20とを入れ替えても良い。
【0023】また上記起動回路3は、トランジスタQ
3 、抵抗R11〜R13等で構成されている。
3 、抵抗R11〜R13等で構成されている。
【0024】ここで、図2〜図4は定常状態での図1に
示す回路の各部の動作波形図である。図2(a)のVds
は、スイッチング素子Q1 のドレイン・ソース間電圧で
あり、(b)のV1 は制御回路1の抵抗R21とダイオー
ドD7 との接続点の電位を、また、図2(c)のV11は
ツエナーダイオードZD6 と抵抗R21との接続点の電位
を、(d)のV12はトランジスタQ7 のベース電位を、
(e)のV13はトランジスタQ6 のコレクタ電位を、
(f)のV14はトランジスタQ5 のベース電位をそれぞ
れ示している。
示す回路の各部の動作波形図である。図2(a)のVds
は、スイッチング素子Q1 のドレイン・ソース間電圧で
あり、(b)のV1 は制御回路1の抵抗R21とダイオー
ドD7 との接続点の電位を、また、図2(c)のV11は
ツエナーダイオードZD6 と抵抗R21との接続点の電位
を、(d)のV12はトランジスタQ7 のベース電位を、
(e)のV13はトランジスタQ6 のコレクタ電位を、
(f)のV14はトランジスタQ5 のベース電位をそれぞ
れ示している。
【0025】また、図3の(b)のVgはスイッチング
素子Q1 のゲート電圧を、(c)のIdはスイッチング
素子Q1 のドレイン電流を、(d)のIoは出力トラン
スTの2次側の出力電流をそれぞれ示している。さら
に、図4の(b)のVB2は出力トランスTの第2の帰還
巻線NB2間の電圧を、(c)のVB1は出力トランスTの
帰還巻線NB1間の電圧を、(d)のVN2は出力トランス
Tの出力巻線N2 間の電圧をそれぞれ示している。な
お、図3(a),図4(a)のVdsは、図2(a)のV
dsと同様スイッチング素子Q1 のドレイン・ソース間電
圧である。
素子Q1 のゲート電圧を、(c)のIdはスイッチング
素子Q1 のドレイン電流を、(d)のIoは出力トラン
スTの2次側の出力電流をそれぞれ示している。さら
に、図4の(b)のVB2は出力トランスTの第2の帰還
巻線NB2間の電圧を、(c)のVB1は出力トランスTの
帰還巻線NB1間の電圧を、(d)のVN2は出力トランス
Tの出力巻線N2 間の電圧をそれぞれ示している。な
お、図3(a),図4(a)のVdsは、図2(a)のV
dsと同様スイッチング素子Q1 のドレイン・ソース間電
圧である。
【0026】次に動作を説明するが、本発明の動作が分
かり易いように、起動時、及び軽負荷時と重負荷時とに
分けて説明する。
かり易いように、起動時、及び軽負荷時と重負荷時とに
分けて説明する。
【0027】A 起動時 交流電源ACの電圧が入力されると、ダイオードブ
リッジDB1 、コンデンサC1 により整流・平滑された
電圧で、まず、ツエナーダイオードZD1 、抵抗R2 、
抵抗R11を通してトランジスタQ3 のベース・エミッ
タ、抵抗R13、ポイントP5、抵抗R10からグランドと
いう経路で電流が流れ、トランジスタQ3がオンする。
このトランジスタQ3 がオンすることで、今度はツエナ
ーダイオードZD1 、抵抗R1 、ポイントP7、抵抗R
12、トランジスタQ3 のコレクタ・エミッタ、抵抗
R13、ポイントP5を通してスイッチング素子Q1 のゲ
ートに充分な電圧が加わり、スイッチング素子Q1 をオ
ンさせて起動する。
リッジDB1 、コンデンサC1 により整流・平滑された
電圧で、まず、ツエナーダイオードZD1 、抵抗R2 、
抵抗R11を通してトランジスタQ3 のベース・エミッ
タ、抵抗R13、ポイントP5、抵抗R10からグランドと
いう経路で電流が流れ、トランジスタQ3がオンする。
このトランジスタQ3 がオンすることで、今度はツエナ
ーダイオードZD1 、抵抗R1 、ポイントP7、抵抗R
12、トランジスタQ3 のコレクタ・エミッタ、抵抗
R13、ポイントP5を通してスイッチング素子Q1 のゲ
ートに充分な電圧が加わり、スイッチング素子Q1 をオ
ンさせて起動する。
【0028】そして、出力トランスTの帰還巻線NB1に
発生した電圧がダイオードD2 、抵抗R3 を介してコン
デンサC2 を充電していき、その充電電圧がトランジス
タQ2 のベース・エミッタ間の飽和電圧を越えると、ト
ランジスタQ2 がオンする。トランジスタQ2 がオンす
ると、スイッチング素子Q1 のゲート電圧がLレベルと
なり、スイッチング素子Q1 はオフする。コンデンサC
2 の電荷が放電し、トランジスタQ2 がオフすると、上
記の動作を繰り返して、起動抵抗R1 、トランジスタQ
3 等を介してスイッチング素子Q1 をオンさせてインバ
ータ回路が起動することになる。
発生した電圧がダイオードD2 、抵抗R3 を介してコン
デンサC2 を充電していき、その充電電圧がトランジス
タQ2 のベース・エミッタ間の飽和電圧を越えると、ト
ランジスタQ2 がオンする。トランジスタQ2 がオンす
ると、スイッチング素子Q1 のゲート電圧がLレベルと
なり、スイッチング素子Q1 はオフする。コンデンサC
2 の電荷が放電し、トランジスタQ2 がオフすると、上
記の動作を繰り返して、起動抵抗R1 、トランジスタQ
3 等を介してスイッチング素子Q1 をオンさせてインバ
ータ回路が起動することになる。
【0029】 起動後で、軽負荷の場合 制御回路1が動作することで、ポイントP2からトラン
ジスタQ6 、ダイオードD4 を通してコンデンサC4 が
充電される。なおこのコンデンサC4 は電解コンデンサ
から構成されており、定常状態においてはコンデンサC
4 には電荷が充電された状態となっている。コンデンサ
C4 の両端電圧V15が、ある一定以上になったところで
ツエナーダイオードZD2 を介してトランジスタQ4 が
オンし、トランジスタQ3 のベース電流を引き抜くこと
で、トランジスタQ3 がオフする。なお、トランジスタ
Q4のベース側に設けているツエナーダイオードZD2
はなくても良い。また、ツエナーダイオードZD2 と抵
抗R14との位置を入れ替えても良い。
ジスタQ6 、ダイオードD4 を通してコンデンサC4 が
充電される。なおこのコンデンサC4 は電解コンデンサ
から構成されており、定常状態においてはコンデンサC
4 には電荷が充電された状態となっている。コンデンサ
C4 の両端電圧V15が、ある一定以上になったところで
ツエナーダイオードZD2 を介してトランジスタQ4 が
オンし、トランジスタQ3 のベース電流を引き抜くこと
で、トランジスタQ3 がオフする。なお、トランジスタ
Q4のベース側に設けているツエナーダイオードZD2
はなくても良い。また、ツエナーダイオードZD2 と抵
抗R14との位置を入れ替えても良い。
【0030】さらに、トランジスタQ3 がオフすること
により、電源側から抵抗R1 、ポイントP5を介してス
イッチング素子Q1 のゲートに電圧が印加されることは
なくなる。つまり、この起動回路3はスイッチング素子
Q1 が定常状態に移行した後は、スイッチング素子Q1
のゲートとは切り離されるようになっている。一方、コ
ンデンサC4 の両端電圧を利用し、ポイントP4から抵
抗R9 、ダイオードD3 を介してスイッチング素子Q1
のゲートに電圧を印加して、次のオンをさせるようにな
っている。
により、電源側から抵抗R1 、ポイントP5を介してス
イッチング素子Q1 のゲートに電圧が印加されることは
なくなる。つまり、この起動回路3はスイッチング素子
Q1 が定常状態に移行した後は、スイッチング素子Q1
のゲートとは切り離されるようになっている。一方、コ
ンデンサC4 の両端電圧を利用し、ポイントP4から抵
抗R9 、ダイオードD3 を介してスイッチング素子Q1
のゲートに電圧を印加して、次のオンをさせるようにな
っている。
【0031】B 軽負荷時 スイッチング素子Q1 のターンオン時〔T1 (図2
参照)〕 定常状態においては、出力トランスTの帰還巻線NB1か
らスイッチング素子Q1 のゲートに電圧が印加される。
ここで、帰還巻線NB1に発生する電圧VB1は、次式で示
される。 VB1=(NB1/NP )・Vds 同時にP1からダイオードD7 、抵抗R21、ツエナーダ
イオードZD6 を介してトランジスタQ7 をオンさせ
る。このトランジスタQ7 がオンすることで、トランジ
スタQ6 もオン状態にする。ただし、この時、ポイント
P2は、第2の帰還巻線NB2の電圧が印加されるため負
になっており、電流は流れない。
参照)〕 定常状態においては、出力トランスTの帰還巻線NB1か
らスイッチング素子Q1 のゲートに電圧が印加される。
ここで、帰還巻線NB1に発生する電圧VB1は、次式で示
される。 VB1=(NB1/NP )・Vds 同時にP1からダイオードD7 、抵抗R21、ツエナーダ
イオードZD6 を介してトランジスタQ7 をオンさせ
る。このトランジスタQ7 がオンすることで、トランジ
スタQ6 もオン状態にする。ただし、この時、ポイント
P2は、第2の帰還巻線NB2の電圧が印加されるため負
になっており、電流は流れない。
【0032】 スイッチング素子Q1 のオン時〔T1
〜T2 (図2参照)〕 この期間では、トランジスタQ7 ,Q6 はオン状態にあ
るが、出力トランスTの上述の第2の帰還巻線NB2には
負の電圧が発生しているために、コンデンサC5 は充電
されない。
〜T2 (図2参照)〕 この期間では、トランジスタQ7 ,Q6 はオン状態にあ
るが、出力トランスTの上述の第2の帰還巻線NB2には
負の電圧が発生しているために、コンデンサC5 は充電
されない。
【0033】 スイッチング素子Q1 のターンオフ時
〔T2 (図2参照)〕 ここで、出力トランスTの2次側はフォトカプラPC1
の発光ダイオードPDにより1次側のフォトトランジス
タPTにフィードバックされ、ダイオードD2、抵抗R4
、フォトトランジスタPTの時定数回路を介してコン
デンサC2 を充電する。そして、コンデンサC2 の充電
によりトランジスタQ2 をオンさせ、スイッチング素子
Q1 をターンオフさせる。この場合、出力トランスTの
帰還巻線NB1の電圧VB1が負に反転することで、トラン
ジスタQ7 ,Q6 はオフへ向かう。但し、トランジスタ
Q7 及びQ6 が完全にオフするまでにはタイムラグ(図
2のT2 〜T3 )があり、その間、今度は正に反転して
いる第2の帰還巻線NB2から、ポイントP2及びトラン
ジスタQ6を介してコンデンサC5 を充電する。なお、
第2の帰還巻線NB2に発生する電圧VB2は次式で示され
る。 VB2=(NB2/N2 )・VN2
〔T2 (図2参照)〕 ここで、出力トランスTの2次側はフォトカプラPC1
の発光ダイオードPDにより1次側のフォトトランジス
タPTにフィードバックされ、ダイオードD2、抵抗R4
、フォトトランジスタPTの時定数回路を介してコン
デンサC2 を充電する。そして、コンデンサC2 の充電
によりトランジスタQ2 をオンさせ、スイッチング素子
Q1 をターンオフさせる。この場合、出力トランスTの
帰還巻線NB1の電圧VB1が負に反転することで、トラン
ジスタQ7 ,Q6 はオフへ向かう。但し、トランジスタ
Q7 及びQ6 が完全にオフするまでにはタイムラグ(図
2のT2 〜T3 )があり、その間、今度は正に反転して
いる第2の帰還巻線NB2から、ポイントP2及びトラン
ジスタQ6を介してコンデンサC5 を充電する。なお、
第2の帰還巻線NB2に発生する電圧VB2は次式で示され
る。 VB2=(NB2/N2 )・VN2
【0034】この時、上記のタイムラグ以上にトランジ
スタQ7 のオンを維持したい場合は、トランジスタQ7
のベース・エミッタ間にコンデンサを追加する。また、
ツエナーダイオードZD5 は、トランジスタQ6 のオフ
の切れを良くするために挿入しているものである。ま
た、このツエナーダイオードZD5 はなくても良い。
スタQ7 のオンを維持したい場合は、トランジスタQ7
のベース・エミッタ間にコンデンサを追加する。また、
ツエナーダイオードZD5 は、トランジスタQ6 のオフ
の切れを良くするために挿入しているものである。ま
た、このツエナーダイオードZD5 はなくても良い。
【0035】 スイッチング素子Q1 のオフ時〔T2
〜T1 (図2参照)〕 やがてトランジスタQ6 がオフされ、コンデンサC5 へ
の充電が終わる。このコンデンサC5 への充電電圧がツ
エナーダイオードZD3 、抵抗R16、R17とで分圧さ
れ、この分圧電圧がトランジスタQ5 のベース・エミッ
タ間の順方向電圧以上になると、該トランジスタQ5 が
オンする。なお、上記ツエナーダイオードZD3 はなく
ても良い。このトランジスタQ5 のオンによりポイント
P5を介してスイッチング素子Q1 のゲートをLレベル
にしてスイッチング素子Q1 のオフを維持し、ターンオ
ンを遅延させることができる。すなわち、間欠動作を行
わしめる。
〜T1 (図2参照)〕 やがてトランジスタQ6 がオフされ、コンデンサC5 へ
の充電が終わる。このコンデンサC5 への充電電圧がツ
エナーダイオードZD3 、抵抗R16、R17とで分圧さ
れ、この分圧電圧がトランジスタQ5 のベース・エミッ
タ間の順方向電圧以上になると、該トランジスタQ5 が
オンする。なお、上記ツエナーダイオードZD3 はなく
ても良い。このトランジスタQ5 のオンによりポイント
P5を介してスイッチング素子Q1 のゲートをLレベル
にしてスイッチング素子Q1 のオフを維持し、ターンオ
ンを遅延させることができる。すなわち、間欠動作を行
わしめる。
【0036】なお、この時、ツエナーダイオードZD6
は、スイッチング素子Q1 のオフ期間中に帰還巻線NB1
に発生する電圧VB1はグランドを中心にリンギングする
ので(図4(c)参照)、正に振れた時でもトランジス
タQ7 のオンを防止するために挿入しているものであ
る。
は、スイッチング素子Q1 のオフ期間中に帰還巻線NB1
に発生する電圧VB1はグランドを中心にリンギングする
ので(図4(c)参照)、正に振れた時でもトランジス
タQ7 のオンを防止するために挿入しているものであ
る。
【0037】そして、コンデンサC5 の電荷が抵抗R18
等を介して放電された時点T4 でトランジスタQ5 はオ
フする。この期間、出力トランスTの1次側にも2次側
にも電流は流れない。通常、インバータ回路(RCC)
は2次側からのキックの電圧でターンオフへと移行でき
るが、出力トランスTの帰還巻線NB1はこの時、ほぼ0
Vなので、トランジスタQ6 がオフしても、すぐにター
ンオンすることができない。よって、コンデンサC4 に
充電された電圧がポイントP4を介して抵抗R9 、ダイ
オードD3 からスイッチング素子Q1 のゲートへ充電さ
れ、スレッシュホールド電圧Vthに達すると、ターンオ
ンすることになる。つまり、抵抗R9 でスイッチング周
波数を調整することが可能となる。そして、以上を繰り
返す。
等を介して放電された時点T4 でトランジスタQ5 はオ
フする。この期間、出力トランスTの1次側にも2次側
にも電流は流れない。通常、インバータ回路(RCC)
は2次側からのキックの電圧でターンオフへと移行でき
るが、出力トランスTの帰還巻線NB1はこの時、ほぼ0
Vなので、トランジスタQ6 がオフしても、すぐにター
ンオンすることができない。よって、コンデンサC4 に
充電された電圧がポイントP4を介して抵抗R9 、ダイ
オードD3 からスイッチング素子Q1 のゲートへ充電さ
れ、スレッシュホールド電圧Vthに達すると、ターンオ
ンすることになる。つまり、抵抗R9 でスイッチング周
波数を調整することが可能となる。そして、以上を繰り
返す。
【0038】この結果、入力電力が小(出力電力が小)
となってスイッチング素子Q1 のスイッチング周波数が
上昇しようとしても、制御回路1の動作によりスイッチ
ング素子Q1 のオフ期間を、ある一定期間以上に維持す
ることになる。つまり、軽負荷時においては、スイッチ
ング素子Q1 のスイッチング周波数を、ある周波数以上
にならないようにして、つまり軽負荷時では通常のイン
バータ回路の動作におけるスイッチング周波数よりもか
なり低くすることで、出力電力が小さい場合のスイッチ
ングロスを減少させることができ、軽負荷時での効率を
向上させている。
となってスイッチング素子Q1 のスイッチング周波数が
上昇しようとしても、制御回路1の動作によりスイッチ
ング素子Q1 のオフ期間を、ある一定期間以上に維持す
ることになる。つまり、軽負荷時においては、スイッチ
ング素子Q1 のスイッチング周波数を、ある周波数以上
にならないようにして、つまり軽負荷時では通常のイン
バータ回路の動作におけるスイッチング周波数よりもか
なり低くすることで、出力電力が小さい場合のスイッチ
ングロスを減少させることができ、軽負荷時での効率を
向上させている。
【0039】C 重負荷時 重負荷時においては、出力トランスTの第2の帰還巻線
NB2に発生するサージ電圧が大きくなり、そのため、ポ
イントP2を介してトランジスタQ6 のコレクタ側に出
力される電圧(サージ電圧)も大きくなる。そして、ト
ランジスタQ6のコレクタ側のツエナーダイオードZD4
のツエナー電圧をVZ4とし、トランジスタQ6 のコレ
クタ側の電位をV13とすると、軽負荷時では、V13<V
Z4となるように、また、重負荷時ではV13>VZ4となる
ようにツエナーダイオードZD4のツエナー電圧VZ4を
設定しておく。
NB2に発生するサージ電圧が大きくなり、そのため、ポ
イントP2を介してトランジスタQ6 のコレクタ側に出
力される電圧(サージ電圧)も大きくなる。そして、ト
ランジスタQ6のコレクタ側のツエナーダイオードZD4
のツエナー電圧をVZ4とし、トランジスタQ6 のコレ
クタ側の電位をV13とすると、軽負荷時では、V13<V
Z4となるように、また、重負荷時ではV13>VZ4となる
ようにツエナーダイオードZD4のツエナー電圧VZ4を
設定しておく。
【0040】そして重負荷時ではサージ電圧が大となっ
て、トランジスタQ6 のコレクタの電位V13とコンデン
サC4 の両端電圧V15は大きくなり、V13は、V13>V
Z4となるので、トランジスタQ6 のコレクタの電位は、
ツエナーダイオードZD4 と抵抗R19とによりある電圧
V13’に制限される。トランジスタQ6 は図2に示すT
3 の時点でオフしているため、その時点までコンデンサ
C5 は上記の電圧V13’で充電される。そして、その電
圧で抵抗R18,R16,R17などによって放電を開始す
る。そのため、重負荷になってトランジスタQ6 のコレ
クタ側に出力されるサージ電圧が大きくなり、ツエナー
ダイオードZD4 のツエナー電圧VZ4を越えて該ツエナ
ーダイオードZD4 がオンすることで、大きなサージ電
圧が規制されてツエナーダイオードZD4 がない場合と
比べて低い電圧で充電されることになる。これによりツ
エナーダイオードZD4 がオンすると、コンデンサC5
の充電電荷量が少ないためにツエナーダイオードZD4
がない場合と比べてコンデンサC5 の放電が早くなる。
その結果、スイッチング素子Q1 のターンオフの制限時
間が短くなり、スイッチング周波数fが高くなる。
て、トランジスタQ6 のコレクタの電位V13とコンデン
サC4 の両端電圧V15は大きくなり、V13は、V13>V
Z4となるので、トランジスタQ6 のコレクタの電位は、
ツエナーダイオードZD4 と抵抗R19とによりある電圧
V13’に制限される。トランジスタQ6 は図2に示すT
3 の時点でオフしているため、その時点までコンデンサ
C5 は上記の電圧V13’で充電される。そして、その電
圧で抵抗R18,R16,R17などによって放電を開始す
る。そのため、重負荷になってトランジスタQ6 のコレ
クタ側に出力されるサージ電圧が大きくなり、ツエナー
ダイオードZD4 のツエナー電圧VZ4を越えて該ツエナ
ーダイオードZD4 がオンすることで、大きなサージ電
圧が規制されてツエナーダイオードZD4 がない場合と
比べて低い電圧で充電されることになる。これによりツ
エナーダイオードZD4 がオンすると、コンデンサC5
の充電電荷量が少ないためにツエナーダイオードZD4
がない場合と比べてコンデンサC5 の放電が早くなる。
その結果、スイッチング素子Q1 のターンオフの制限時
間が短くなり、スイッチング周波数fが高くなる。
【0041】一方、重負荷時では、サージ電圧が大きい
ために、ダイオードD4 を介してコンデンサC4 に充電
される電圧も上昇し、この上昇したコンデンサC4 の電
圧によりポイントP4、抵抗R9 を介してスイッチング
素子Q1 のゲートに印加される電圧も大きくなる。した
がって、上記コンデンサC5 の放電が早くなることに加
えて、コンデンサC4 の充電電圧の上昇に伴うスイッチ
ング素子Q1 のゲートに印加される電圧が大きくなるこ
とで、スイッチング素子Q1 を早くターンオンさせるこ
とになる。この結果、スイッチング素子Q1 のターンオ
フの制限時間が短くなり、スイッチング周波数fが高く
なる。さらに、負荷が大きくなると、サージ電圧が上昇
していきコンデンサC4 の充電電圧も上昇することで、
スイッチング素子Q1 のターンオンの時期を早めてい
き、スイッチング周波数fも高くなっていく。このよう
にして、重負荷になるにつれて、インバータ回路は通常
のインバータ回路(RCC)の近い動作になる。このよ
うにして重負荷時では、従来のインバータに近い動作を
させて高効率を維持している。
ために、ダイオードD4 を介してコンデンサC4 に充電
される電圧も上昇し、この上昇したコンデンサC4 の電
圧によりポイントP4、抵抗R9 を介してスイッチング
素子Q1 のゲートに印加される電圧も大きくなる。した
がって、上記コンデンサC5 の放電が早くなることに加
えて、コンデンサC4 の充電電圧の上昇に伴うスイッチ
ング素子Q1 のゲートに印加される電圧が大きくなるこ
とで、スイッチング素子Q1 を早くターンオンさせるこ
とになる。この結果、スイッチング素子Q1 のターンオ
フの制限時間が短くなり、スイッチング周波数fが高く
なる。さらに、負荷が大きくなると、サージ電圧が上昇
していきコンデンサC4 の充電電圧も上昇することで、
スイッチング素子Q1 のターンオンの時期を早めてい
き、スイッチング周波数fも高くなっていく。このよう
にして、重負荷になるにつれて、インバータ回路は通常
のインバータ回路(RCC)の近い動作になる。このよ
うにして重負荷時では、従来のインバータに近い動作を
させて高効率を維持している。
【0042】(実施例2)図5に実施例2を示す。本実
施例ではダイオードD4 のカソード側にツエナーダイオ
ードZD7 のカソードを接続し、このツエナーダイオー
ドZD7 のアノードを抵抗R23を介してトランジスタQ
8 のベースに接続している。そして、トランジスタQ8
のコレクタを抵抗R25を介してトランジスタQ6 のコレ
クタに接続している。また抵抗R24をトランジスタQ8
のベース・エミッタ間に接続している。また上記ツエナ
ーダイオードZD7 のツエナー電圧VZ7は、軽負荷時で
はコンデンサC4 の両端電圧V15より低く設定してある
ものであり、重負荷時においてサージ電圧が大きくなっ
た時に、それに応じて大きくなった電圧V15は、V15>
VZ7となるようにツエナーダイオードZD7 のツエナー
電圧を設定している。
施例ではダイオードD4 のカソード側にツエナーダイオ
ードZD7 のカソードを接続し、このツエナーダイオー
ドZD7 のアノードを抵抗R23を介してトランジスタQ
8 のベースに接続している。そして、トランジスタQ8
のコレクタを抵抗R25を介してトランジスタQ6 のコレ
クタに接続している。また抵抗R24をトランジスタQ8
のベース・エミッタ間に接続している。また上記ツエナ
ーダイオードZD7 のツエナー電圧VZ7は、軽負荷時で
はコンデンサC4 の両端電圧V15より低く設定してある
ものであり、重負荷時においてサージ電圧が大きくなっ
た時に、それに応じて大きくなった電圧V15は、V15>
VZ7となるようにツエナーダイオードZD7 のツエナー
電圧を設定している。
【0043】次に動作を説明するが、起動時や軽負荷で
は先の実施例と同様であり、軽負荷時でのスイッチング
素子Q1 のスイッチング周波数を低くして、効率を向上
させており、重負荷時での動作が異なるので、重負荷時
の場合の動作について説明する。
は先の実施例と同様であり、軽負荷時でのスイッチング
素子Q1 のスイッチング周波数を低くして、効率を向上
させており、重負荷時での動作が異なるので、重負荷時
の場合の動作について説明する。
【0044】重負荷時ではサージ電圧が大となって、ト
ランジスタQ6 のコレクタの電位V13とコンデンサC4
の両端電圧V15は大きくなり、V15は、V15>VZ7とな
るので、ツエナーダイオードZD7 がオンし、トランジ
スタQ8 がオンする。このトランジスタQ8 がオンする
ことで、トランジスタQ6 のコレクタの電位は、抵抗R
23とトランジスタQ8 とにより、ある電圧V13’に制限
される。トランジスタQ6 は図2に示すT3 の時点でオ
フしているため、その時点までコンデンサC5は上記の
電圧V13’で充電される。そして、その電圧で抵抗
R18,R16,R17などによって放電を開始する。そのた
め、重負荷になってトランジスタQ6 のコレクタ側に出
力されるサージ電圧が大きくなり、ツエナーダイオード
ZD7 のツエナー電圧VZ7を越えて該ツエナーダイオー
ドZD7 がオンすることで、大きなサージ電圧が規制さ
れてツエナーダイオードZD7 がない場合と比べて低い
電圧で充電されることになる。これによりツエナーダイ
オードZD7 がオンすると、コンデンサC5 の充電電荷
量が少ないためにツエナーダイオードZD7 がない場合
と比べてコンデンサC5 の放電が早くなる。その結果、
スイッチング素子Q1 のターンオフの制限時間が短くな
り、スイッチング周波数fが高くなる。
ランジスタQ6 のコレクタの電位V13とコンデンサC4
の両端電圧V15は大きくなり、V15は、V15>VZ7とな
るので、ツエナーダイオードZD7 がオンし、トランジ
スタQ8 がオンする。このトランジスタQ8 がオンする
ことで、トランジスタQ6 のコレクタの電位は、抵抗R
23とトランジスタQ8 とにより、ある電圧V13’に制限
される。トランジスタQ6 は図2に示すT3 の時点でオ
フしているため、その時点までコンデンサC5は上記の
電圧V13’で充電される。そして、その電圧で抵抗
R18,R16,R17などによって放電を開始する。そのた
め、重負荷になってトランジスタQ6 のコレクタ側に出
力されるサージ電圧が大きくなり、ツエナーダイオード
ZD7 のツエナー電圧VZ7を越えて該ツエナーダイオー
ドZD7 がオンすることで、大きなサージ電圧が規制さ
れてツエナーダイオードZD7 がない場合と比べて低い
電圧で充電されることになる。これによりツエナーダイ
オードZD7 がオンすると、コンデンサC5 の充電電荷
量が少ないためにツエナーダイオードZD7 がない場合
と比べてコンデンサC5 の放電が早くなる。その結果、
スイッチング素子Q1 のターンオフの制限時間が短くな
り、スイッチング周波数fが高くなる。
【0045】一方、重負荷時では、サージ電圧が大きい
ために、ダイオードD4 を介してコンデンサC4 に充電
される電圧も上昇し、この上昇したコンデンサC4 の電
圧によりポイントP4、抵抗R9 を介してスイッチング
素子Q1 のゲートに印加される電圧も大きくなる。した
がって、上記コンデンサC5 の放電が早くなることに加
えて、コンデンサC4 の充電電圧の上昇に伴うスイッチ
ング素子Q1 のゲートに印加される電圧が大きくなるこ
とで、スイッチング素子Q1 を早くターンオンさせるこ
とになる。この結果、スイッチング素子Q1 のターンオ
フの制限時間が短くなり、スイッチング周波数fが高く
なる。さらに、負荷が大きくなると、サージ電圧が上昇
していきコンデンサC4 の充電電圧も上昇することで、
スイッチング素子Q1 のターンオンの時期を早めてい
き、スイッチング周波数fも高くなっていく。このよう
にして、重負荷になるにつれて、インバータ回路は通常
のインバータ回路(RCC)の近い動作になる。このよ
うにして重負荷時では、従来のインバータに近い動作を
させて高効率を維持している。
ために、ダイオードD4 を介してコンデンサC4 に充電
される電圧も上昇し、この上昇したコンデンサC4 の電
圧によりポイントP4、抵抗R9 を介してスイッチング
素子Q1 のゲートに印加される電圧も大きくなる。した
がって、上記コンデンサC5 の放電が早くなることに加
えて、コンデンサC4 の充電電圧の上昇に伴うスイッチ
ング素子Q1 のゲートに印加される電圧が大きくなるこ
とで、スイッチング素子Q1 を早くターンオンさせるこ
とになる。この結果、スイッチング素子Q1 のターンオ
フの制限時間が短くなり、スイッチング周波数fが高く
なる。さらに、負荷が大きくなると、サージ電圧が上昇
していきコンデンサC4 の充電電圧も上昇することで、
スイッチング素子Q1 のターンオンの時期を早めてい
き、スイッチング周波数fも高くなっていく。このよう
にして、重負荷になるにつれて、インバータ回路は通常
のインバータ回路(RCC)の近い動作になる。このよ
うにして重負荷時では、従来のインバータに近い動作を
させて高効率を維持している。
【0046】(実施例3)図6に実施例3の具体回路図
を示す。本実施例では、先の実施例のようにトランジス
タQ6 のコレクタからダイオードD4 を介してコンデン
サC4 を充電するのではなく、出力トランスTの第2の
帰還巻線NB2から直接ダイオードD4 を介してコンデン
サC4 を充電するようにしたものである。動作は図5の
場合と同様なので、説明は省略する。
を示す。本実施例では、先の実施例のようにトランジス
タQ6 のコレクタからダイオードD4 を介してコンデン
サC4 を充電するのではなく、出力トランスTの第2の
帰還巻線NB2から直接ダイオードD4 を介してコンデン
サC4 を充電するようにしたものである。動作は図5の
場合と同様なので、説明は省略する。
【0047】なお上記の各実施例では、インバータ回路
のスイッチング素子Q1 にFETを用いた場合について
説明したが、これに限定されるものではない。例えばス
イッチング素子Q1 にトランジスタを用いても良い。
のスイッチング素子Q1 にFETを用いた場合について
説明したが、これに限定されるものではない。例えばス
イッチング素子Q1 にトランジスタを用いても良い。
【0048】
【発明の効果】本発明の請求項1記載のスイッチング電
源装置によれば、スイッチング素子のオフ時にタイムラ
グによりオンしている第1のトランジスタにてオン駆動
されている第2のトランジスタを介してコンデンサが充
電され、このコンデンサの充電電荷により第3のトラン
ジスタをオン駆動して、オフ時のスイッチング素子の制
御端子を所定期間Lレベルに維持することで、軽負荷時
では制御回路により、スイッチング素子のスイッチング
周波数を、ある周波数以上にならないように抑制してい
る。これにより軽負荷時でのスイッチング素子のスイッ
チング損失を減少させ、効率を向上させることができ
る。また、負荷がある程度重くなった場合には、第2の
トランジスタの出力側に現れるサージ電圧が大きくな
り、この大きくなったサージ電圧によりツエナーダイオ
ードがオンし、このツエナーダイオードの所定のツエナ
ー電圧に規制された電圧にてコンデンサが充電される。
したがって、ツエナーダイオードがない場合と比べて充
電電圧が低くなるため、コンデンサの充電電荷の放電時
間も早くなり、その結果スイッチング素子のターンオフ
の制限時間が短くなり、スイッチング周波数が高くな
る。そのため、通常のリンギング・チョーク・コンバー
タの動作に戻ることになり、負荷が重くなった場合でも
高効率を維持することができる。
源装置によれば、スイッチング素子のオフ時にタイムラ
グによりオンしている第1のトランジスタにてオン駆動
されている第2のトランジスタを介してコンデンサが充
電され、このコンデンサの充電電荷により第3のトラン
ジスタをオン駆動して、オフ時のスイッチング素子の制
御端子を所定期間Lレベルに維持することで、軽負荷時
では制御回路により、スイッチング素子のスイッチング
周波数を、ある周波数以上にならないように抑制してい
る。これにより軽負荷時でのスイッチング素子のスイッ
チング損失を減少させ、効率を向上させることができ
る。また、負荷がある程度重くなった場合には、第2の
トランジスタの出力側に現れるサージ電圧が大きくな
り、この大きくなったサージ電圧によりツエナーダイオ
ードがオンし、このツエナーダイオードの所定のツエナ
ー電圧に規制された電圧にてコンデンサが充電される。
したがって、ツエナーダイオードがない場合と比べて充
電電圧が低くなるため、コンデンサの充電電荷の放電時
間も早くなり、その結果スイッチング素子のターンオフ
の制限時間が短くなり、スイッチング周波数が高くな
る。そのため、通常のリンギング・チョーク・コンバー
タの動作に戻ることになり、負荷が重くなった場合でも
高効率を維持することができる。
【0049】また、請求項2記載のスイッチング電源装
置によれば、スイッチング素子のオフ時にタイムラグに
よりオンしている第1のトランジスタにてオン駆動され
ている第2のトランジスタを介してコンデンサが充電さ
れ、このコンデンサの充電電荷により第3のトランジス
タをオン駆動して、オフ時のスイッチング素子の制御端
子を所定期間Lレベルに維持することで、軽負荷時では
制御回路により、スイッチング素子のスイッチング周波
数を、ある周波数以上にならないように抑制している。
これにより軽負荷時でのスイッチング素子のスイッチン
グ損失を減少させ、効率を向上させることができる。ま
た、負荷がある程度重くなった場合には、第2の帰還巻
線に発生するサージ電圧が大きくなり、この大きくなっ
たサージ電圧によりツエナーダイオードがオンし、この
ツエナーダイオードがオンすることで第4のトランジス
タがオンする。この第4のトランジスタがオンすること
で、第2のトランジスタの出力側に現れる電圧が所定の
電圧に規制され、この規制された電圧にてコンデンサが
充電される。したがって、ツエナーダイオードがない場
合と比べて充電電圧が低くなるため、コンデンサの充電
電荷の放電時間も早くなり、その結果スイッチング素子
のターンオフの制限時間が短くなり、スイッチング周波
数が高くなる。そのため、通常のリンギング・チョーク
・コンバータの動作に戻ることになり、負荷が重くなっ
た場合でも高効率を維持することができる。
置によれば、スイッチング素子のオフ時にタイムラグに
よりオンしている第1のトランジスタにてオン駆動され
ている第2のトランジスタを介してコンデンサが充電さ
れ、このコンデンサの充電電荷により第3のトランジス
タをオン駆動して、オフ時のスイッチング素子の制御端
子を所定期間Lレベルに維持することで、軽負荷時では
制御回路により、スイッチング素子のスイッチング周波
数を、ある周波数以上にならないように抑制している。
これにより軽負荷時でのスイッチング素子のスイッチン
グ損失を減少させ、効率を向上させることができる。ま
た、負荷がある程度重くなった場合には、第2の帰還巻
線に発生するサージ電圧が大きくなり、この大きくなっ
たサージ電圧によりツエナーダイオードがオンし、この
ツエナーダイオードがオンすることで第4のトランジス
タがオンする。この第4のトランジスタがオンすること
で、第2のトランジスタの出力側に現れる電圧が所定の
電圧に規制され、この規制された電圧にてコンデンサが
充電される。したがって、ツエナーダイオードがない場
合と比べて充電電圧が低くなるため、コンデンサの充電
電荷の放電時間も早くなり、その結果スイッチング素子
のターンオフの制限時間が短くなり、スイッチング周波
数が高くなる。そのため、通常のリンギング・チョーク
・コンバータの動作に戻ることになり、負荷が重くなっ
た場合でも高効率を維持することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例のスイッチング電源装置の具体
回路図である。
回路図である。
【図2】(a)〜(f)は本発明の実施例の動作波形図
である。
である。
【図3】(a)〜(d)は本発明の実施例の動作波形図
である。
である。
【図4】(a)〜(d)は本発明の実施例の動作波形図
である。
である。
【図5】本発明の実施例2のスイッチング電源装置の具
体回路図である。
体回路図である。
【図6】本発明の実施例3のスイッチング電源装置の具
体回路図である。
体回路図である。
【図7】従来例のスイッチング電源装置の具体回路図で
ある。
ある。
1 制御回路 T 出力トランス NP 1次巻線 N2 出力巻線 NB1 帰還巻線 NB2 第2の帰還巻線 D1 ダイオード(整流回路) Q1 スイッチング素子 Q7 第1のトランジスタ Q6 第2のトランジスタ Q5 第3のトランジスタ Q8 第4のトランジスタ C5 コンデンサ ZD4 ツエナーダイオード ZD7 ツエナーダイオード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平7−67335(JP,A) 特開 平6−189545(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H02M 3/338 H02M 3/28
Claims (2)
- 【請求項1】 1次巻線(NP )、出力巻線(N2 )及
び帰還巻線(NB1)を有する出力トランス(T)と、上
記出力トランス(T)の1次巻線(NP )に一端が接続
され帰還巻線(NB1)に制御端子を接続した発振用のス
イッチング素子(Q1 )と、出力トランス(T)の出力
巻線(N2 )に接続された整流回路(D1 )とを備えた
リンギング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング
電源装置において、上記スイッチング素子(Q1 )がオ
ンの時に出力トランス(T)の帰還巻線(NB1)から発
生する電圧によりオン駆動される第1のトランジスタ
(Q7 )と、この第1のトランジスタ(Q7 )のオンに
よりオン駆動される第2のトランジスタ(Q6 )と、出
力トランス(T)に設けた第2の帰還巻線(NB2)から
スイッチング素子(Q1 )のオフ時に発生した電圧をス
イッチング素子(Q 1 )がオフしてから第2のトランジ
スタ(Q 6 )がオフするまでのタイムラグの期間にオン
している上記第2のトランジスタ(Q6 )を介して充電
するコンデンサ(C5 )と、このコンデンサ(C5 )の
充電電荷によりオン駆動されてオフ時のスイッチング素
子(Q1 )の制御端子を所定期間Lレベルに維持する第
3のトランジスタ(Q5 )とで、軽負荷時では上記スイ
ッチング素子(Q1 )のスイッチング周波数を、ある周
波数以上にならないように抑制する制御回路(1)を設
け、負荷が重くなってきた時に上記第2のトランジスタ
(Q6 )の出力側に現れるサージ電圧の上昇に伴いオン
して第2のトランジスタ(Q6 )の出力側に現れる電圧
を所定の電圧に規制するツエナーダイオード(ZD4 )
を設けていることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項2】 1次巻線(NP )、出力巻線(N2 )及
び帰還巻線(NB1)を有する出力トランス(T)と、上
記出力トランス(T)の1次巻線(NP )に一端が接続
され帰還巻線(NB1)に制御端子を接続した発振用のス
イッチング素子(Q1 )と、出力トランス(T)の出力
巻線(N2 )に接続された整流回路(D1 )とを備えた
リンギング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング
電源装置において、上記スイッチング素子(Q1 )がオ
ンの時に出力トランス(T)の帰還巻線(NB1)から発
生する電圧によりオン駆動される第1のトランジスタ
(Q7 )と、この第1のトランジスタ(Q7 )のオンに
よりオン駆動される第2のトランジスタ(Q6 )と、出
力トランス(T)に設けた第2の帰還巻線(NB2)から
スイッチング素子(Q1 )のオフ時に発生した電圧をス
イッチング素子(Q 1 )がオフしてから第2のトランジ
スタ(Q 6 )がオフするまでのタイムラグの期間にオン
している上記第2のトランジスタ(Q6 )を介して充電
するコンデンサ(C5 )と、このコンデンサ(C5 )の
充電電荷によりオン駆動されてオフ時のスイッチング素
子(Q1 )の制御端子を所定期間Lレベルに維持する第
3のトランジスタ(Q5 )とで、軽負荷時では上記スイ
ッチング素子(Q1 )のスイッチング周波数を、ある周
波数以上にならないように抑制する制御回路(1)を設
け、負荷が重くなってきた時に上記第2の帰還巻線(N
B2 )に発生するサージ電圧の上昇に伴いオンするツエナ
ーダイオード(ZD7 )を設け、このツエナーダイオー
ド(ZD7 )のオンによりオン駆動される第4のトラン
ジスタ(Q8 )を設け、このオン駆動された第4のトラ
ンジスタ(Q8 )により、第2のトランジスタ(Q6 )
の出力側に現れる電圧を所定の電圧に規制するようにし
たことを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27604494A JP3198831B2 (ja) | 1994-10-14 | 1994-10-14 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27604494A JP3198831B2 (ja) | 1994-10-14 | 1994-10-14 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08116671A JPH08116671A (ja) | 1996-05-07 |
JP3198831B2 true JP3198831B2 (ja) | 2001-08-13 |
Family
ID=17564013
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP27604494A Expired - Fee Related JP3198831B2 (ja) | 1994-10-14 | 1994-10-14 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3198831B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR19990004629A (ko) * | 1997-06-28 | 1999-01-15 | 이형도 | 고전압 급방전회로 |
DE69911671T2 (de) * | 1998-02-24 | 2004-09-30 | Sharp K.K. | Schaltnetzteil |
JP3465673B2 (ja) * | 2000-09-06 | 2003-11-10 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
CN100428616C (zh) * | 2004-11-29 | 2008-10-22 | 崇贸科技股份有限公司 | 切换式控制装置及产生切换信号的方法 |
KR100982169B1 (ko) | 2005-10-09 | 2010-09-15 | 시스템 제너럴 코퍼레이션 | 1차측 제어 파워 변환기들을 위한 스위칭 제어 회로 |
-
1994
- 1994-10-14 JP JP27604494A patent/JP3198831B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH08116671A (ja) | 1996-05-07 |
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