JPH0866031A

JPH0866031A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH0866031A
Application number: JP21825794A
Authority: JP
Inventors: Ryuta Tani; 竜太谷; Koji Nakahira; 浩二中平; Takaharu Okamura; 隆治丘村
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1994-08-19
Filing date: 1994-08-19
Publication date: 1996-03-08

Abstract

(57)【要約】【目的】入力電力が小の時のスイッチング素子のスイ
ッチング損失を減少させ、効率を向上させること。【構成】軽負荷時ではコンデンサＣ₅を充電し、この
充電電荷によりトランジスタＱ₆をオンさせる。スイッ
チング素子Ｑ₁のオフ時においてトランジスタＱ₆によ
りスイッチング素子Ｑ₁のゲートがＬレベルに所定期間
維持されて、ターンオンを遅らせる。従って、軽負荷時
では第１の制御回路１により、スイッチング素子Ｑ₁ の
スイッチング周波数を、ある周波数以上にならないよう
に抑制している。これにより軽負荷時でのスイッチング
素子Ｑ₁ のスイッチング損失を減少させ、効率を向上さ
せることができる。また、負荷がある程度重くなった場
合には、コンデンサＣ₇の充電電荷によりトランジスタ
Ｑ₁₁をオン、トランジスタＱ₈をオフさせて第１の制御
回路１の制御動作を解除させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、リンギング・チョーク
・コンバータ（ＲＣＣ）方式を用いたスイッチング電源
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図７は従来のＦＥＴ式のリンギング・チ
ョーク・コンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源
装置の具体回路図を示すものである。交流電源ＡＣがヒ
ューズＦ及びラインフィルタＬＰＦを介して整流用のダ
イオードブリッジＤＢ₁ の入力端に接続されており、こ
のダイオードブリッジＤＢ₁の出力端には平滑用のコン
デンサＣ₁ が接続されている。

【０００３】インバータ回路は、出力トランスＴ、ＦＥ
Ｔからなるスイッチング素子Ｑ₁ 、起動用抵抗Ｒ₁ ，Ｒ
₂ 等で構成されている。また、出力トランスＴの出力巻
線Ｎ₂ の両端には、整流用のダイオードＤ₁ 、、コンデ
ンサＣ₃ からなる平滑回路が接続されている。

【０００４】更に、インバータ回路には、出力電圧の安
定制御及び過電流保護回路としての電圧検出回路及び制
御回路が設けてある。インバータ回路の出力側に設けた
電圧検出回路は、出力電圧を分圧して検出する抵抗Ｒ
₇ ，Ｒ₈ 、フォトカプラＰＣ₁の発光側の発光ダイオー
ドＰＤ、シャントレギュレータＩＣ₁ 等で構成されてい
る。また、インバータ回路の出力トランスＴの帰還巻線
Ｎ_B側に設けた制御回路は、上記フォトカプラＰＣ₁ の
発光ダイオードＰＤと対となるフォトトランジスタＰ
Ｔ、抵抗Ｒ₃ 〜Ｒ₅ 、ダイオードＤ₂ 、スイッチング素
子Ｑ₁ のゲート・ソース間に並列に接続したトランジス
タＱ₂ 、このトランジスタＱ₂ のベース・エミッタ間に
並列に接続したコンデンサＣ₂ 等で構成されている。

【０００５】次に、図７に示す回路の動作について説明
する。まず、電源が投入された起動時においては、抵抗
Ｒ₁ ，Ｒ₂ を介してスイッチング素子Ｑ₁ のゲートに電
圧が印加されて、該スイッチング素子Ｑ₁ がオンする。
このスイッチング素子Ｑ₁ がオンすると、出力トランス
Ｔの１次巻線Ｎ_Pに電源電圧が印加されて、帰還巻線Ｎ
_Bに１次巻線Ｎ_Pと同方向に電圧が発生する。この発生
した電圧によりダイオードＤ₂ 及び抵抗Ｒ₃ を介してコ
ンデンサＣ₂ を充電する。

【０００６】コンデンサＣ₂ が充電されていき、トラン
ジスタＱ₂ のベース・エミッタ間の順方向電圧を越える
と、トランジスタＱ₂ がオンする。トランジスタＱ₂ が
オンすると、トランジスタＱ₂ のコレクタ電位がＬレベ
ルとなって、スイッチング素子Ｑ₁ のゲートをＬレベル
として、該スイッチング素子Ｑ₁ をオフさせる。

【０００７】スイッチング素子Ｑ₁ がオフすると、該ス
イッチング素子Ｑ₁ のオン時に出力トランスＴに蓄積さ
れていたエネルギーは出力巻線Ｎ₂ を介して放出され
る。このエネルギーである電圧がダイオードＤ₁ で整流
され、コンデンサＣ₃ にて平滑されて、負荷に電力が供
給されることになる。

【０００８】コンデンサＣ₂ の電荷が並列に接続してあ
る抵抗Ｒ₅ 等を介して放電し順方向電圧以下となると、
トランジスタＱ₂ はオフし、出力トランスＴに蓄積され
たエネルギーが２次側に放出されることにより、スイッ
チング素子Ｑ₁ がオンする。スイッチング素子Ｑ₁ がオ
ンすると、再び出力トランスＴの１次巻線Ｎ_Pに電圧が
印加されて、出力トランスＴにエネルギーを蓄積する。
このような動作を繰り返していくことで、インバータ回
路が起動して、定常状態に移行する。

【０００９】ここで、負荷側の出力電圧は、抵抗Ｒ₇ と
Ｒ₈ とで常時分圧して検出されており、この分圧した検
出電圧とシャントレギュレータＩＣ₁ が有する基準電圧
とを比較している。そして、出力電圧の変動量をシャン
トレギュレータＩＣ₁ で増幅し、フォトカプラＰＣ₁ の
発光ダイオードＰＤに流す電流を変化させて、発光ダイ
オードＰＤの発光量に応じてフォトカプラＰＣ₁ のフォ
トトランジスタＰＴのインピーダンスを変化させ、コン
デンサＣ₂ の充電時定数を変えることで、出力電圧が一
定となるように制御を行う。

【００１０】ここで、出力電圧が上昇すると、フォトカ
プラＰＣ₁ の発光ダイオードＰＤに電流が多く流れて、
フォトトランジスタＰＴを介してコンデンサＣ₂ の充電
時定数が短くなり、トランジスタＱ₂ を早くオンさせ
て、スイッチング素子Ｑ₁ をオフとして、該スイッチン
グ素子Ｑ₁ のオン期間を短くして、出力電圧を低下させ
るように制御する。また、出力電圧が低下した場合に
は、上記の逆の動作を行って、出力電圧を上昇させるよ
うに制御を行い、出力電圧が一定となるように定電圧制
御をする。

【００１１】また、負荷電流が大となると、出力電圧が
低下していき、フォトカプラＰＣ₁の発光ダイオードＰ
Ｄに流れる電流が小さくなり、コンデンサＣ₂ の充電時
定数は抵抗Ｒ₃ の値となって最大となり、これ以上負荷
電流をとってもスイッチング素子Ｑ₁ のオン期間幅は増
加せず、所謂フの字特性となる。つまり、過電流制御が
行われることになる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図７に示すよ
うなリンギング・チョーク・コンバータ回路において、
一般に発振周波数ｆは次式で示される。ｆ＝（Ｄ² Ｖ₁ ）／（２Ｌ₁ Ｐ₁ ）但し、Ｄはデューティ、Ｐ₁ は入力電力、Ｌ₁ は１次巻
線Ｎ_Pのインダクタンス値、Ｖ₁ は入力電圧である。上
式より、入力電力Ｐ₁ が小さくなると、発振周波数ｆは
大きくなる（ｆの変動大）。

【００１３】また、入力電力Ｐ₁ が小の時は、スイッチ
ング素子Ｑ₁ のスイッチングロスが大となり、効率
（η）が悪くなり、この時のスイッチング素子Ｑ₁ の損
失（ロス）は、ほとんどターンオン・ターンオフのスイ
ッチングロスである（スイッチング素子Ｑ₁ のオン抵抗
Ｒ_DSによるロスは小さい）。入力電力Ｐ₁ が小の時、つ
まり、出力電力Ｐｏが小の時、スイッチング素子Ｑ₁ の
損失が大きいため効率（η）が悪い。そして、出力電力
Ｐｏが小の時の損失はほとんどスイッチング素子Ｑ₁ の
損失であるから、この損失を下げるためには、スイッチ
ング素子Ｑ₁ のターンオン・ターンオフの損失（スイッ
チングロス）の低減と、スイッチング素子Ｑ₁ 自体のス
イッチング回数の減少の方法とがある。

【００１４】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、入力電力が小の時のスイッチング素子のスイッ
チング損失を減少させ、効率を向上させることを目的と
したスイッチング電源装置を提供することを目的とした
ものである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明のスイッ
チング電源装置では、１次巻線Ｎ_P、出力巻線Ｎ₂ 及び
帰還巻線Ｎ_B1を有する出力トランスＴと、上記出力トラ
ンスＴの１次巻線Ｎ_Pに一端が接続され帰還巻線Ｎ_B1に
制御端子を接続した発振用のスイッチング素子Ｑ₁ と、
出力トランスＴの出力巻線Ｎ₂ に接続された整流回路Ｄ
₁とを備えたリンギング・チョーク・コンバータ方式の
スイッチング電源装置において、上記スイッチング素子
Ｑ₁がオンの時に出力トランスＴの帰還巻線Ｎ_B1から発
生する電圧によりオン駆動される第１のトランジスタＱ
₈と、この第１のトランジスタＱ₈のオンによりオン駆
動される第２のトランジスタＱ₇と、出力トランスＴに
設けた第２の帰還巻線Ｎ_B2からスイッチング素子Ｑ₁の
オフ時に発生した電圧を上記第２のトランジスタＱ₇を
介して充電する第１のコンデンサＣ₅と、この第１のコ
ンデンサＣ₅の充電電荷によりオン駆動されてオフ時の
スイッチング素子Ｑ₁の制御端子を所定期間Ｌレベルに
維持する第３のトランジスタＱ₆とで、軽負荷時では上
記スイッチング素子Ｑ₁のスイッチング周波数を、ある
周波数以上にならないように抑制する第１の制御回路１
を設け、負荷がある程度重くなってスイッチング素子Ｑ
₁のオン期間が延びてきた時にオン駆動される第４のト
ランジスタＱ₉を介して充電される第２のコンデンサＣ
₇と、この第２のコンデンサＣ ₇の充電電荷によりオン
駆動されて上記第１の制御回路１の第１のトランジスタ
Ｑ₈をオフさせる第５のトランジスタＱ₁₁とで、負荷が
ある程度重くなった時に上記第１の制御回路１の制御動
作を解除させる第２の制御回路２を備えていることを特
徴としている。

【００１６】

【作用】本発明のスイッチング電源装置によれば、スイ
ッチング素子Ｑ₁のオフ時にタイムラグによりオンして
いる第１のトランジスタＱ₈にてオン駆動されている第
２のトランジスタＱ₇を介して第１のコンデンサＣ₅が
充電され、この第１のコンデンサＣ₅の充電電荷により
第３のトランジスタＱ₆をオン駆動して、オフ時のスイ
ッチング素子Ｑ₁の制御端子を所定期間Ｌレベルに維持
することで、軽負荷時では第１の制御回路１により、ス
イッチング素子Ｑ₁ のスイッチング周波数を、ある周波
数以上にならないように抑制している。これにより軽負
荷時でのスイッチング素子Ｑ₁ のスイッチング損失を減
少させ、効率を向上させることができる。また、負荷が
ある程度重くなった場合には、第４のトランジスタＱ₉
を介して第２のコンデンサＣ₇を充電し、この第２のコ
ンデンサＣ₇の充電電荷により第５のトランジスタＱ₁₁
をオン駆動して第１の制御回路１の第１のトランジスタ
Ｑ₈をオフさせることで、第２の制御回路２により第１
の制御回路１の制御動作を解除させている。そのため、
通常のリンギング・チョーク・コンバータの動作に戻る
ことになり、負荷が重くなった場合でも高効率を維持す
ることができる。

【００１７】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１に本発明のスイッチング電源装置の具体的回
路図を示す。尚、図７に示す従来と同じ要素には同一の
記号を付して説明を省略し、本発明の要旨の部分につい
て詳述する。本発明は、スイッチング素子Ｑ₁ のスイッ
チングロスを下げるとスイッチング周波数が上昇するの
で実際には損失は下がらない。そこで、軽負荷時におい
てスイッチング回数を減少させるようにし、重負荷時で
は従来のインバータ（ＲＣＣ）と同じ動作をさせるよう
にしたものである。

【００１８】図１に示すように、出力トランスＴに第２
の帰還巻線Ｎ_B2を設け、また、第１の制御回路１と第２
の制御回路２とを設けている。また起動回路３を設けて
いる。なお、出力トランスＴにおいて従来と同じ帰還巻
線Ｎ_BはＮ_B1の記号を付している。ここで、インバータ
回路側と、第１，第２の制御回路１，２、及び起動回路
３におけるポイントＰ１〜Ｐ７は、それぞれ接続するこ
とを示している。

【００１９】またインバータ回路側の起動抵抗Ｒ₁ ，Ｒ
₂ はポイントＰ６，Ｐ７を介して起動回路３側に接続し
ており、スイッチング素子Ｑ₁ が起動した後は切り離さ
れるようになっている。上記第１の制御回路１は、トラ
ンジスタＱ₆ 〜Ｑ₈ 、抵抗Ｒ₁₃〜Ｒ₂₀、コンデンサＣ
₄ ，Ｃ₅ 、ダイオードＤ₄ 〜Ｄ₇ 、ツエナーダイオード
ＺＤ₂ 〜ＺＤ₄ 等で構成されている。そして、トランジ
スタＱ₆ のコレクタは、ダイオードＤ₄ 、ポイントＰ５
を介してインバータ回路のスイッチング素子Ｑ₁ のゲー
トに接続されている。また、Ｐ１は、出力トランスＴの
帰還巻線Ｎ_B1のスイッチング素子Ｑ₁ のターンオンでプ
ラスの電圧が発生する側に接続してある。Ｐ２は、出力
トランスＴの第２の帰還巻線Ｎ_B2のスイッチング素子Ｑ
₁ のターンオフでプラスの電圧が発生する側に接続して
ある。なお、Ｐ３はグランドである。さらにＰ４は抵抗
Ｒ₉ 、ダイオードＤ₃ を介してスイッチング素子Ｑ₁ の
ゲートに接続してある。

【００２０】上記第２の制御回路２は、トランジスタＱ
₉ 〜Ｑ₁₁、抵抗Ｒ₂₁〜Ｒ₂₇、コンデンサＣ₆ ，Ｃ₇ 、ツ
エナーダイオードＺＤ₅ 等で構成されている。そして、
トランジスタＱ₁₀のベースにはダイオードＤ₇ 、ツエナ
ーダイオードＺＤ₅ 、抵抗Ｒ₂₁、Ｒ₂₂等を介してＰ１か
ら電圧が印加されるようになっており、また、トランジ
スタＱ₁₁のベースには、ダイオードＤ₈ 、トランジスタ
Ｑ₉ を介してＰ２から電圧が印加されるようになってい
る。また、トランジスタＱ₁₁のコレクタは、第１の制御
回路１の抵抗Ｒ₁₉とツエナーダイオードＺＤ₄ との接続
点に接続してある。

【００２１】また上記起動回路３は、トランジスタＱ
₄ ，Ｑ₅ 、抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂等で構成されている。

【００２２】ここで、図２〜図４は定常状態での図１に
示す回路の各部の動作波形図である。図２（ａ）のＶ_ds
は、スイッチング素子Ｑ₁ のドレイン・ソース間電圧で
あり、（ｂ）のＶ₁ は第１の制御回路１の抵抗Ｒ₁₉とダ
イオードＤ₇ との接続点の電位を、（ｃ）のＶ₂₁は第２
の制御回路２のトランジスタＱ₁₀のベース電位を、
（ｄ）のＶ₂₂はトランジスタＱ₉ のコレクタ電位をそれ
ぞれ示している。

【００２３】また、図２（ｅ）のＶ₁₁はツエナーダイオ
ードＺＤ₄ と抵抗Ｒ₁₉との接続点の電位を、（ｆ）のＶ
₁₂はトランジスタＱ₈ のベース電位を、（ｇ）のＶ₁₃は
トランジスタＱ₇ のコレクタ電位を、（ｈ）のＶ₁₄はト
ランジスタＱ₆ のベース電位をそれぞれ示している。

【００２４】また、図３の（ｂ）のＶｇはスイッチング
素子Ｑ₁ のゲート電圧を、（ｃ）のＩｄはスイッチング
素子Ｑ₁ のドレイン電流を、（ｄ）のＩｏは出力トラン
スＴの２次側の出力電流をそれぞれ示している。さら
に、図４の（ｂ）のＶ_B2は出力トランスＴの第２の帰還
巻線Ｎ_B2間の電圧を、（ｃ）のＶ_B1は出力トランスＴの
帰還巻線Ｎ_B1間の電圧を、（ｄ）のＶ_N2は出力トランス
Ｔの出力巻線Ｎ₂ 間の電圧をそれぞれ示している。な
お、図３（ａ），図４（ａ）のＶ_dsは、図２（ａ）のＶ
_dsと同様スイッチング素子Ｑ₁ のドレイン・ソース間電
圧である。

【００２５】次に動作を説明するが、本発明の動作が分
かり易いように、起動時、及び軽負荷時と重負荷時とに
分けて説明し、さらにその時の第１の制御回路１と第２
の制御回路２の動作を分けて説明する。

【００２６】Ａ起動時交流電源ＡＣの電圧が入力されると、ダイオードブ
リッジＤＢ₁ 、コンデンサＣ₁ により整流・平滑された
電圧で、まず、ツエナーダイオードＺＤ₁ 、抵抗Ｒ₂ 、
抵抗Ｒ₁₁を通してトランジスタＱ₄ のベース・エミッ
タ、抵抗Ｒ₁₂、ポイントＰ５、抵抗Ｒ₁₀からグランドと
いう経路で電流が流れ、トランジスタＱ₄がオンする。
このトランジスタＱ₄ がオンすることで、今度はツエナ
ーダイオードＺＤ₁ 、抵抗Ｒ₁ 、ポイントＰ７、トラン
ジスタＱ₄ のコレクタ・エミッタ、抵抗Ｒ₁₂、ポイント
Ｐ５を通してスイッチング素子Ｑ₁ のゲートに充分な電
圧が加わり、スイッチング素子Ｑ₁ をオンさせて起動す
る。

【００２７】そして、出力トランスＴの帰還巻線Ｎ_B1に
発生した電圧がダイオードＤ₂ 、抵抗Ｒ₃ を介してコン
デンサＣ₂ を充電していき、その充電電圧がトランジス
タＱ₂ のベース・エミッタ間の飽和電圧を越えると、ト
ランジスタＱ₂ がオンする。トランジスタＱ₂ がオンす
ると、スイッチング素子Ｑ₁ のゲート電圧がＬレベルと
なり、スイッチング素子Ｑ₁ はオフする。コンデンサＣ
₂ の電荷が放電し、トランジスタＱ₂ がオフすると、上
記の動作を繰り返して、起動抵抗Ｒ₁ 、トランジスタＱ
₄ 等を介してスイッチング素子Ｑ₁ をオンさせてインバ
ータ回路が起動することになる。

【００２８】起動後で、軽負荷の場合第１の制御回路１が動作することで、ポイントＰ２から
トランジスタＱ₇ 、ダイオードＤ₅ を通してコンデンサ
Ｃ₄ が充電される。なおこのコンデンサＣ₄は電解コン
デンサから構成されており、定常状態においてはコンデ
ンサＣ₄ には電荷が充電された状態となっている。コン
デンサＣ₄ の両端電圧が、ある一定以上になったところ
でツエナーダイオードＺＤ₂ を介してトランジスタＱ₅
がオンし、トランジスタＱ₄ のベース電流を引き抜くこ
とで、トランジスタＱ₄ がオフする。なお、トランジス
タＱ₅ のベース側に設けているツエナーダイオードＺＤ
₂ はなくても良い。また、ツエナーダイオードＺＤ₂ と
抵抗Ｒ₁₃との位置を入れ替えても良い。

【００２９】さらに、トランジスタＱ₄ がオフすること
により、電源側から抵抗Ｒ₁ 、ポイントＰ５を介してス
イッチング素子Ｑ₁ のゲートに電圧が印加されることは
なくなる。つまり、この起動回路３はスイッチング素子
Ｑ₁ が定常状態に移行した後は、スイッチング素子Ｑ₁
のゲートとは切り離されるようになっている。一方、コ
ンデンサＣ₄ の両端電圧を利用し、ポイントＰ４から抵
抗Ｒ₉ 、ダイオードＤ₃ を介してスイッチング素子Ｑ₁
のゲートに電圧を印加して、次のオンをさせるようにな
っている。

【００３０】Ｂ軽負荷時（１）第１の制御回路１の動作スイッチング素子Ｑ₁ のターンオン時〔Ｔ₁ （図２
参照）〕定常状態においては、出力トランスＴの帰還巻線Ｎ_B1か
らスイッチング素子Ｑ₁ のゲートに電圧が印加される。
ここで、帰還巻線Ｎ_B1に発生する電圧Ｖ_B1は、次式で示
される。Ｖ_B1＝（Ｎ_B1／Ｎ_P）・Ｖ_ds同時にＰ１からダ
イオードＤ₇ 、抵抗Ｒ₁₉、ツエナーダイオードＺＤ₄ を
介してトランジスタＱ₈ をオンさせる。このトランジス
タＱ₈ がオンすることで、トランジスタＱ₇ もオン状態
にする。ただし、この時、ポイントＰ２は、第２の帰還
巻線Ｎ_B2の電圧が印加されるため負になっており、電流
は流れない。

【００３１】スイッチング素子Ｑ₁ のオン時〔Ｔ₁
〜Ｔ₂ （図２参照）〕この期間では、トランジスタＱ₈ ，Ｑ₇ はオン状態にあ
るが、出力トランスＴの上述の第２の帰還巻線Ｎ_B2には
負の電圧が発生しているために、コンデンサＣ₅ は充電
されない。

【００３２】スイッチング素子Ｑ₁ のターンオフ時
〔Ｔ₂ （図２参照）〕ここで、出力トランスＴの２次側はフォトカプラＰＣ₁
の発光ダイオードＰＤにより１次側のフォトトランジス
タＰＴにフィードバックされ、ダイオードＤ₂、抵抗Ｒ₄
、フォトトランジスタＰＴの時定数回路を介してコン
デンサＣ₂ を充電する。そして、コンデンサＣ₂ の充電
によりトランジスタＱ₂ をオンさせ、スイッチング素子
Ｑ₁ をターンオフさせる。この場合、出力トランスＴの
帰還巻線Ｎ_B1の電圧Ｖ_B1が負に反転することで、トラン
ジスタＱ₈ ，Ｑ₇ はオフへ向かう。但し、トランジスタ
Ｑ₈ 及びＱ₇ が完全にオフするまでにはタイムラグ（図
２のＴ₂ 〜Ｔ₃ ）があり、その間、今度は正に反転して
いる第２の帰還巻線Ｎ_B2から、ポイントＰ２及びトラン
ジスタＱ₇を介してコンデンサＣ₅ を充電する。なお、
第２の帰還巻線Ｎ_B2に発生する電圧Ｖ_B2は次式で示され
る。Ｖ_B2＝（Ｎ_B2／Ｎ₂ ）・Ｖ_N2

【００３３】この時、上記のタイムラグ以上にトランジ
スタＱ₈ のオンを維持したい場合は、トランジスタＱ₈
のベース・エミッタ間にコンデンサを追加する。なお、
トランジスタＱ₇ のオフの切れをよくするために、抵抗
Ｒ₁₈とトランジスタＱ₈ のコレクタとの間にツエナーダ
イオードを挿入しても良いが、もちろん挿入しなくても
よい。

【００３４】スイッチング素子Ｑ₁ のオフ時〔Ｔ₂
〜Ｔ₁ （図２参照）〕やがてトランジスタＱ₇ がオフされ、コンデンサＣ₅ へ
の充電が終わる。このコンデンサＣ₅ への充電電圧がツ
エナーダイオードＺＤ₃ 、抵抗Ｒ₁₅、Ｒ₁₆とで分圧さ
れ、この分圧電圧がトランジスタＱ₆ のベース・エミッ
タ間の順方向電圧以上になると、該トランジスタＱ₆ が
オンする。なお、上記ツエナーダイオードＺＤ₃ はなく
ても良い。このトランジスタＱ₆ のオンによりポイント
Ｐ５を介してスイッチング素子Ｑ₁ のゲートをＬレベル
にしてスイッチング素子Ｑ₁ のオフを維持し、ターンオ
ンを遅延させることができる。すなわち、間欠動作を行
わしめる。

【００３５】なお、この時、ツエナーダイオードＺＤ₄
は、スイッチング素子Ｑ₁ のオフ期間中に帰還巻線Ｎ_B1
に発生する電圧Ｖ_B1はグランドを中心にリンギングする
ので（図４（ｃ）参照）、正に振れた時でもトランジス
タＱ₈ のオンを防止するために挿入しているものであ
る。

【００３６】そして、コンデンサＣ₅ の電荷が放電され
た時点Ｔ₄ でトランジスタＱ₆ はオフする。この期間、
出力トランスＴの１次側にも２次側にも電流は流れな
い。通常、インバータ回路（ＲＣＣ）は２次側からのキ
ックの電圧でターンオフへと移行できるが、出力トラン
スＴの帰還巻線Ｎ_B1はこの時、ほぼ０Ｖなので、トラン
ジスタＱ₆ がオフしても、すぐにターンオンすることが
できない。よって、コンデンサＣ₄ に充電された電圧が
ポイントＰ４を介して抵抗Ｒ₉ 、ダイオードＤ₃ からス
イッチング素子Ｑ₁ のゲートへ充電され、スレッシュホ
ールド電圧Ｖ_thに達すると、ターンオンすることにな
る。つまり、抵抗Ｒ₉ でスイッチング周波数を調整する
ことが可能となる。そして、以上を繰り返す。

【００３７】この結果、入力電力が小（出力電力が小）
となってスイッチング素子Ｑ₁ のスイッチング周波数が
上昇しようとしても、第１の制御回路１の動作によりス
イッチング素子Ｑ₁ のオフ期間を、ある一定期間以上に
維持することになる。つまり、軽負荷時においては、ス
イッチング素子Ｑ₁ のスイッチング周波数を、ある周波
数以上にならないようにして、出力電力が小さい場合の
スイッチングロスを減少させることができ、軽負荷時で
の効率を向上させている。これが第１の制御回路１の制
御動作（図５に示す「本発明回路」）である。なお、上
記図５に示すＲＣＣは、第１の制御回路１による制御動
作が働かない従来のリンギング・チョーク・コンバータ
の場合の特性を示している。

【００３８】（２）第２の制御回路２の動作スイッチング素子Ｑ₁ のターンオン時〔Ｔ₁ （図２
参照）〕スイッチング素子Ｑ₁ のターンオン時は、ポイントＰ₁
から抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂、コンデンサＣ₆ の時定数回路でコ
ンデンサＣ₆ の充電を行う。ここで、ツエナーダイオー
ドＺＤ₅ は、入力によりバイアスの電圧（帰還巻線Ｎ_B1
の電圧Ｖ_B1）が変動するために、それを補正するための
回路であり、特に設けなくても良い。また、ツエナーダ
イオードＺＤ₅ とＲ₂₂とは位置を入れ替えても良い。

【００３９】スイッチング素子Ｑ₁ のオン時〔Ｔ₁
〜Ｔ₂ （図２参照）〕この場合、スイッチング素子Ｑ₁ のオン期間は短いの
で、コンデンサＣ₆ は十分に充電されず、そのため、ト
ランジスタＱ₁₀はオンに至らず、第２の制御回路２は動
作しない。以下、スイッチング素子Ｑ₁ のターンオフ時
（Ｔ₂ ）、スイッチング素子Ｑ₁のオフ時（Ｔ₂ 〜Ｔ
₁ ）も同様に第２の制御回路２は動作しない。

【００４０】Ｃ重負荷時（１）第１の制御回路１の動作重負荷時においては、以下に説明するように第２の制御
回路２が働くことにより、第１の制御回路１のトランジ
スタＱ₆ はオンできなくなり、この第１の制御回路１は
動作できない。第１の制御回路１が動作できないので、
コンデンサＣ₄ には充電されず、トランジスタＱ₅ をオ
ンすることができずオフ状態となり、トランジスタＱ₄
はオンを続ける。そのため、電源側から抵抗Ｒ₁ 、トラ
ンジスタＱ₄ 、抵抗Ｒ₁₂、ポイントＰ５を介してスイッ
チング素子Ｑ₁ のゲートに電圧が印加される。ただし、
スイッチング素子Ｑ₁ のオンは出力トランスＴの帰還巻
線Ｎ_B1の発生する電圧による。

【００４１】（２）第２の制御回路２の動作スイッチング素子Ｑ₁ のターンオン時〔Ｔ₁ （図２
参照）〕この場合、抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂及びコンデンサＣ₆ の時定数
回路でコンデンサＣ₆は充電される。

【００４２】スイッチング素子Ｑ₁ のオン時〔Ｔ₁
〜Ｔ₂ （図２参照）〕スイッチング素子Ｑ₁ のオン時では、負荷が重いので、
スイッチング素子Ｑ₁のオン期間が充分長くなるため、
コンデンサＣ₆ の充電電位が上昇して、トランジスタＱ
₁₀がオンする。このトランジスタＱ₁₀がオンすること
で、トランジスタＱ₉ もオン状態になる。トランジスタ
Ｑ₉ がオンしても、第２の帰還巻線Ｎ_B2には負電圧が発
生しているので、コンデンサＣ₇ は充電されない。

【００４３】スイッチング素子Ｑ₁ のターンオフ時
〔Ｔ₂ （図２参照）〕スイッチング素子Ｑ₁ のターンオフにより、出力トラン
スＴの帰還巻線Ｎ_B1は負電圧になることで、トランジス
タＱ₁₀，Ｑ₉ はターンオフへと向かう。しかし、上記第
１の制御回路１の場合と同様に、トランジスタＱ₁₀，Ｑ
₉ が完全にオフするタイムラグ及びコンデンサＣ₆ の充
電電荷により、トランジスタＱ₁₀，Ｑ₉ がオンしている
間、出力トランスＴの第２の帰還巻線Ｎ_B2から発生した
電圧によりトランジスタＱ₉ を介してコンデンサＣ₇ を
充電する。

【００４４】スイッチング素子Ｑ₁ のオフ時〔Ｔ₂
〜Ｔ₁ （図２参照）〕ここで、コンデンサＣ₇ の容量を大きくした場合、１度
の充電で完全に充電できなくとも、負荷がある程度重く
なると、スイッチング素子Ｑ₁ のオン期間が長くなっ
て、出力トランスＴに蓄積されるエネルギーが大きくな
り、そのため、第２の帰還巻線Ｎ_B2からの数回の充電で
トランジスタＱ₁₁をオンできるようになっている。この
トランジスタＱ₁₁のオンにより今度は、第１の制御回路
１でオンしているトランジスタＱ₈ はオフへと移行す
る。つまり、この第２の制御回路２は、ある程度重い負
荷になると、スイッチング素子Ｑ₁ のスイッチング周波
数を延ばす動作を解除するためのものである。すなわ
ち、第２の制御回路２により第１の制御回路１の制御動
作を解除し、通常のインバータ動作（ＲＣＣ）に戻すこ
とにより、負荷が重くなった場合でも、高効率を維持す
るようにしている（図６参照）。また、上記コンデンサ
Ｃ₇ の容量を特に大きくすることもない。

【００４５】なお、本発明では軽負荷時においてスイッ
チング素子Ｑ₁ のスイッチング周波数ｆを低く抑えてい
るので、重負荷時でのスイッチング周波数を通常のイン
バータ回路の場合よりも上げておくことで、出力トラン
スＴの小型化を図ることができる。

【００４６】ここで図５は出力電力Ｐｏとスイッチング
素子Ｑ₁ のスイッチング周波数ｆとの関係を示す図であ
り、図中のＲＣＣは従来例の特性を示し、軽負荷時での
本発明回路は第１の制御回路１による制御動作の場合の
特性を示している。図示するように軽負荷時では第１の
制御回路１によりスイッチング周波数が上昇しないよう
に制御し、負荷がある程度重くなった時に第２の制御回
路２により第１の制御回路１の制御を解除し（図中の本
発明回路解除）、通常のインバータ動作（ＲＣＣ動作）
を行なわしめるようにしている。

【００４７】図６は出力電力Ｐｏと効率％との関係を示
す図であり、第１の制御回路１の制御（本発明回路）に
より軽負荷時での効率を向上させている。また、ある程
度負荷が重くなった時には、第２の制御回路２により第
１の制御回路１の制御を解除して（本発明回路解除）、
通常のインバータ動作を行わせて効率を高く維持するよ
うにしている。図示するように、ＡＣ２２０Ｖで出力電
力Ｐｏが約２．５Ｗの時で、従来例では入力電力Ｐ_INが
５．９Ｗの時、効率η≒４２％であるが、本発明では、
入力電力Ｐ_INが３．９Ｗの時、効率η≒６４％となり、
また、出力電力Ｐｏが約５０Ｗ時、従来例、本発明とも
入力電力Ｐ_IN＝６２Ｗとなり、軽負荷時の損失を大幅に
下げることができた。

【００４８】なお上記の実施例では、インバータ回路の
スイッチング素子Ｑ₁ にＦＥＴを用いた場合について説
明したが、これに限定されるものではない。例えばスイ
ッチング素子Ｑ₁ にトランジスタを用いても良い。

【００４９】

【発明の効果】本発明のスイッチング電源装置によれ
ば、スイッチング素子のオフ時にタイムラグによりオン
している第１のトランジスタにてオン駆動されている第
２のトランジスタを介して第１のコンデンサが充電さ
れ、この第１のコンデンサの充電電荷により第３のトラ
ンジスタをオン駆動して、オフ時のスイッチング素子の
制御端子を所定期間Ｌレベルに維持することで、軽負荷
時では第１の制御回路により、スイッチング素子のスイ
ッチング周波数を、ある周波数以上にならないように抑
制している。これにより軽負荷時でのスイッチング素子
のスイッチング損失を減少させ、効率を向上させること
ができる。また、負荷がある程度重くなった場合には、
第４のトランジスタを介して第２のコンデンサを充電
し、この第２のコンデンサの充電電荷により第５のトラ
ンジスタをオン駆動して第１の制御回路の第１のトラン
ジスタをオフさせることで、第２の制御回路により第１
の制御回路の制御動作を解除させている。そのため、通
常のリンギング・チョーク・コンバータの動作に戻るこ
とになり、負荷が重くなった場合でも高効率を維持する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例のスイッチング電源装置の具体
回路図である。

【図２】（ａ）〜（ｈ）は本発明の実施例の動作波形図
である。

【図３】（ａ）〜（ｄ）は本発明の実施例の動作波形図
である。

【図４】（ａ）〜（ｄ）は本発明の実施例の動作波形図
である。

【図５】本発明の実施例の出力電力とスイッチング周波
数との関係を示す図である。

【図６】本発明の実施例の出力電力と効率との関係を示
す図である。

【図７】従来例のスイッチング電源装置の具体回路図で
ある。

【符号の説明】

１第１の制御回路２第２の制御回路Ｔ出力トランスＮ_P １次巻線Ｎ₂ 出力巻線Ｎ_B1 帰還巻線Ｎ_B2 第２の帰還巻線Ｑ₁ スイッチング素子Ｑ₈ 第１のトランジスタＱ₇ 第２のトランジスタＱ₆ 第３のトランジスタＱ₉ 第４のトランジスタＱ₁₁ 第５のトランジスタＣ₅ 第１のコンデンサＣ₇ 第２のコンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】１次巻線（Ｎ_P）、出力巻線（Ｎ₂ ）及
び帰還巻線（Ｎ_B1）を有する出力トランス（Ｔ）と、上
記出力トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ_P）に一端が接続
され帰還巻線（Ｎ_B1）に制御端子を接続した発振用のス
イッチング素子（Ｑ₁ ）と、出力トランス（Ｔ）の出力
巻線（Ｎ₂ ）に接続された整流回路（Ｄ₁）とを備えた
リンギング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング
電源装置において、上記スイッチング素子（Ｑ₁ ）がオ
ンの時に出力トランス（Ｔ）の帰還巻線（Ｎ_B1）から発
生する電圧によりオン駆動される第１のトランジスタ
（Ｑ₈）と、この第１のトランジスタ（Ｑ₈）のオンに
よりオン駆動される第２のトランジスタ（Ｑ₇）と、出
力トランス（Ｔ）に設けた第２の帰還巻線（Ｎ_B2）から
スイッチング素子（Ｑ₁ ）のオフ時に発生した電圧を上
記第２のトランジスタ（Ｑ₇）を介して充電する第１の
コンデンサ（Ｃ₅）と、この第１のコンデンサ（Ｃ₅）
の充電電荷によりオン駆動されてオフ時のスイッチング
素子（Ｑ₁ ）の制御端子を所定期間Ｌレベルに維持する
第３のトランジスタ（Ｑ₆）とで、軽負荷時では上記ス
イッチング素子（Ｑ₁ ）のスイッチング周波数を、ある
周波数以上にならないように抑制する第１の制御回路
（１）を設け、負荷がある程度重くなってスイッチング
素子（Ｑ₁ ）のオン期間が延びてきた時にオン駆動され
る第４のトランジスタ（Ｑ₉）を介して充電される第２
のコンデンサ（Ｃ₇）と、この第２のコンデンサ
（Ｃ₇）の充電電荷によりオン駆動されて上記第１の制
御回路（１）の第１のトランジスタ（Ｑ₈）をオフさせ
る第５のトランジスタ（Ｑ₁₁）とで、負荷がある程度重
くなった時に上記第１の制御回路（１）の制御動作を解
除させる第２の制御回路（２）を備えていることを特徴
とするスイッチング電源装置。