JP3409286B2 - 自励式スイッチング電源回路 - Google Patents
自励式スイッチング電源回路Info
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Description
グ電源回路に関し、更に詳しくは、一次巻線の電流を停
止させた際に、二次出力巻線側から出力するフライバッ
ク型自励式スイッチング電源回路に関する。
して、バッテリーチャージャーやACアダプタなどに用
いられている。スイッチング素子の駆動方式(スイッチ
ング方式)を大別すると、自励発振方式と他励発振方式
とに分けられ、自励発振方式は、トランスなどのインダ
クタンス部品の帰還巻線に表れる電圧を、駆動信号とし
てスイッチング素子の制御端子に正帰還させ、発振動作
を行うものである。
として、その回路構成の主要部が図3に示すようなもの
が提案されている。すなわち、1は、電圧が変動する可
能性のある不安定な直流電源であり、1aは、その高圧
側端子、1bは、低圧側端子である。また、2aは、ト
ランスの一次巻線、2bは、トランスの帰還巻線、2c
は、トランスの二次出力巻線であり、3は、スイッチン
グ素子として用いる電解効果トランジスタ(以下、FE
Tと記す)である。21は、回路起動時において、この
FET3のゲートに順方向バイアス(換言すれば閾値以
上のゲート電圧あるいはオン電圧)を与える起動回路を
形成するために用いられている起動用抵抗、6は、ゲー
トへの過大入力を防ぐツェナーダイオード、12は、帰
還巻線2bと直列に接続される起動用コンデンサ、24
は、ゲートへの過大入力を阻止する為の電気抵抗、5
は、スイッチング用のトランジスタ素子である。また、
22は、制御用コンデンサ11の充電電圧を降下させる
ための制御用抵抗、23は、電気抵抗である。更に、出
力側に示される13は、整流用ダイオード4とともに、
整流平滑化回路を構成する平滑コンデンサである。
高圧側端子1aと低圧側端子1bに直流電圧が加えられ
ると、起動用抵抗21を介して起動用コンデンサ12が
充電される(図中下の電極が+で上が−の極性)。充電
される起動用コンデンサ12は、起動用抵抗21と直列
に接続されているので、RC回路の時定数に基づいて起
動用コンデンサ12の端子電圧は、徐々に上昇する。こ
のとき、ゲートと低圧側端子1b間には、ツェナーダイ
オード6が接続されているので、起動用抵抗21を流れ
る電流の一部は、ツェナーダイオード6にもわずかに流
れる。
圧に達すると、FET3のゲートに順方向バイアス電圧
が印加され、FET3がオンになる(導通する)。
次巻線2aに電流が流れ始めると、トランスの各巻線に
は誘導起電力が生じる。このとき、帰還巻線2bに発生
した駆動信号としての電圧は、制御用抵抗22を介して
制御用コンデンサ11を充電する。
は、起動用コンデンサ12の充電電圧と重畳され、FE
T3のゲート電圧をその閾値電圧以上の電圧(オン電
圧)に維持する。このとき、ツェナーダイオード6によ
って、ゲートへの過大入力が阻止される。
充電電圧がトランジスタ素子5の所定のバイアス電圧以
上に達すると、そのトランジスタ素子5にべース電流が
流れてコレクタ−エミッタ間が導通状態になってその間
を電流が流れる。その結果、FET3のゲートは、トラ
ンジスタ素子5によって実質的に低圧側端子1bと短絡
状態となり、FET3はターンオフする。
スに流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはい
わゆるフライバック電圧(誘導逆起電力)が生じる。こ
のとき、二次出力巻線2cに発生するフライバック電圧
は、整流用ダイオード4とコンデンサ13とにより形成
される平滑整流回路によって整流平滑化され、出力端子
間に接続される負荷に供給される電力として出力され
る。
ク電圧は、出力側に接続された負荷により帰還巻線2c
に発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この帰
還巻線2bに発生するフライバック電圧によって、起動
用コンデンサ12が充電される(図中下の電極が+で上
が−の極性)。このとき、ツェナーダイオード6は、F
ET3のゲートに逆バイアスをかけ、かつ、低圧端子1
b側から起動用コンデンサ12を充電する充電電流のパ
スとして作用する。
蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わり、帰還巻
線2bに発生していたフライバック電圧も降下すると、
それまで起動用コンデンサ12に保持されていた充電電
圧は、FET3のゲートに順方向のゲート電圧として印
加され、FET3がオン状態となる。このようにして一
連の発振動作が繰り返される。
電圧出力であった場合などには、フライバック電圧は発
生しないかほぼ0であるから、起動用コンデンサ12は
充電されない。従って、このような場合には、再び、回
路起動時の作用を繰り返す。すなわち、電源1の高圧側
端子1aから起動用抵抗21を介して、起動用コンデン
サ12が充電され、閾値以上充電電圧に達すると、オン
電圧がゲートに印加されてFET3がターンオンする。
給される電力を、起動用抵抗21および23を介してコ
ンデンサに充電しており、その充電電圧がFET3のゲ
ート電圧を閾値電圧以上にする電圧になるまでの時間に
よってオフ時間が決定されることとなる。
抵抗21における電力損失等を抑えるためには、起動用
抵抗21の抵抗値を高くすることが望ましいが、それは
必然的に起動用抵抗21を介して起動用コンデンサ12
へと流れる電流を制限することにもなるので、起動用コ
ンデンサ12を充電する時間すなわちFET3のスイッ
チング・オフ時間を長くすることになり、延いてはスイ
ッチングのサイクル数が少なくなって出力の実効値が低
いものとなるという問題があった。
源回路100の自励発振動作を示すもので、図に示すよ
うに、オフの時間が長いためにサイクル周期が長く、実
効値が低いものとなった。
たもので、抵抗の抵抗値を高くして、その電力損失等を
抑えつつもコンデンサの充電時間の短縮を実現すること
ができ、延いては電源から供給される電力損失を防ぐこ
とができると共に実効値の高い電力を出力することがで
きる自励式スイッチング電源回路を提供することにあ
る。
ッチング電源回路は、一次巻線と二次出力巻線と帰還巻
線を有するトランスと、直流電源の高圧側端子と低圧側
端子間に、一次巻線と直列に接続された発振用電界効果
トランジスタと、直流電源の高圧側端子と発振用電界効
果トランジスタのゲート間に接続された起動用抵抗と、
発振用電界効果トランジスタのゲートと、直流電源の低
圧側端子間に、帰還巻線のゲート側に帰還巻線と直列に
接続され、帰還巻線の誘起電圧を充電し、発振用電界効
果トランジスタをオン制御する電圧をゲートへ印加する
起動用コンデンサと、発振用電界効果トランジスタのゲ
ートと、直流電源の低圧側端子間に接続され、発振用電
界効果トランジスタがオン動作した所定時間後に、起動
用コンデンサの充電電圧を放電し、発振用電界効果トラ
ンジスタをオフ制御する制御用スイッチング素子と、
二次出力巻線に接続される整流平滑化回路とを備え、発
振用電界効果トランジスタがターンオフした際に二次出
力巻線に発生するフライバック電圧を、整流平滑化して
出力する自励式スイッチング電源回路において、起動用
コンデンサと帰還巻線間の第1直列接続点と、直流電源
の低圧側端子間に接続される補助コンデンサと、第1直
列接続点と補助コンデンサ間に接続され、第1直列接続
点から補助コンデンサの方向を順方向とする第1逆流阻
止回路と、第1逆流阻止回路と補助コンデンサ間の第2
直列接続点と、起動用コンデンサとゲート間の第3直列
接続点間に接続され、第2直列接続点から第3直列接続
点の方向を順方向とする第2逆流阻止回路とを、更に付
設し、発振用電界効果トランジスタがオン動作している
間、帰還巻線に発生する誘起電圧で補助コンデンサに充
電される充電電圧を用いて、発振用電界効果トランジス
タがオフ動作している間、起動用コンデンサを充電する
ことを特徴とする。
ている間、帰還巻線に生じる誘起電圧によって、第1逆
流阻止回路に充電電流が流れ、補助コンデンサが充電さ
れる。このとき、起動用コンデンサの補助コンデンサ側
の電圧は、補助コンデンサより高圧であるが、第2逆流
阻止回路によって補助コンデンサ側への放電は阻止さ
れ、オン電圧を維持する。
すると、起動用コンデンサは、起動用抵抗を介して直流
電源から充電されるとともに、オン動作の間、充電され
た補助コンデンサからも充電される。
起動用抵抗による消費電力を抑えても、速やかに起動用
コンデンサが充電され、オフ時間が長くなることがな
い。
は、第2逆流阻止回路が、第3直列接続点とゲート間の
抵抗値より高い抵抗値の電気抵抗であることを特徴とす
る。
い抵抗値の電気抵抗が、起動用コンデンサと補助コンデ
ンサ間に接続されていると、オン動作の間、起動用コン
デンサに蓄電された充電電圧による放電電流は、補助コ
ンデンサへは流れにくく、起動用コンデンサのオン電圧
を維持しつつ、補助コンデンサが充電される。従って、
逆流素子のためのダイオードを用いずに、電気抵抗のみ
で第2逆流阻止回路とすることができる。
は、制御用スイッチング素子が、接合型トランジスタで
あり、第1直列接続点と直流電源の低圧側端子間に、第
1直列接続点側に制御用抵抗を、低圧側端子側に制御用
コンデンサを、直列に接続し、接合型トランジスタのベ
ースを、制御用抵抗と制御用コンデンサの直列接続点に
接続したことを特徴とする。
に、帰還巻線に生じる誘起電圧によって、制御用コンデ
ンサが充電される。制御用コンデンサの充電電圧が、接
合型トランジスタのバイアス電圧以上に達すると、その
トランジスタ素子にべース電流が流れてコレクタ−エミ
ッタ間が導通状態になり、発振用電界効果トランジスタ
がターンオフする。
サの時定数で、発振用電界効果トランジスタがオン動作
時間を調整できる。
いて図面を参照して詳細に説明する。図1は、本発明の
一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路10の
主要部の概要を示す図である。本実施の形態に係る自励
式スイッチング電源回路10は、図4で示した従来の自
励式スイッチング電源回路100と多数の回路素子が共
通するものであるので、同一の回路素子には同一の番号
を付けて、その説明を省略する。
aは、発振用電界効果型トランジスタ(FET)3と直
列に、直流電源1に対して接続され、FET3のオンオ
フ動作によって、一次巻線2aに流れる電流をオンオフ
制御している。
子1a間には、回路起動時に充電電流を流す起動用抵抗
21と、ゲートへの過大入力を阻止する為の電気抵抗2
4が直列に接続されている。
点と、直流電源1の低圧側端子1bの間には、帰還巻線
2b、起動用コンデンサ12及び電気抵抗23が直列に
接続されている。また、該接続点と低圧側端子1bの間
には、更に、制御用スイッチング素子となるトランジス
タ素子5と、低圧側端子1bから該接続点方向を順方向
とするツェナーダイオード6が、並列に接続されてい
る。
2間の第1直列接続点36と低圧側端子1bの間には、
制御用抵抗22と制御用コンデンサ11が直列に接続さ
れ、その接続点は、トランジスタ素子5のベースに接続
されている。
には、更に、電気抵抗32とダイオード34とからなる
第1逆流素子回路と、補助コンデンサ35が直列に接続
されている。ダイオード34は、図のように、第1直列
接続点36から低圧側端子1bの方向を順方向とするも
ので、従って、第1逆流素子回路は、低圧側端子1b方
向からの電流を流れにくくするように作用する。
ンサ35間の第2直列接続点37と、起動用コンデンサ
12と電気抵抗23間の第3直列接続点38との間に、
電気抵抗31と第3直列接続点38からの方向を逆方向
とするダイオード33とが直列に接続された第2逆流素
子回路が接続されている。従って、第2逆流素子回路
は、起動用コンデンサ12若しくはゲートから、補助コ
ンデンサ35の方向に流れる電流を流れにくくするよう
に作用する。
力巻線2cと直列に整流用ダイオード4と、二次出力巻
線2cと並列に平滑コンデンサ13が接続され、出力側
の整流平滑化回路を構成している。
まず電源1の高圧側端子1a、低圧側端子1b間に直流
電圧を加えると、起動用抵抗21を介して起動用コンデ
ンサ12が充電される(図中下の電極が+で上が−の極
性)。充電される起動用コンデンサ12は、起動用抵抗
21と直列に接続されているので、RC回路の時定数に
基づいて起動用コンデンサ12の端子電圧は、徐々に上
昇する。このとき、ゲートと低圧側端子1b間には、ツ
ェナーダイオード6が接続されているので、起動用抵抗
21を流れる電流の一部は、ツェナーダイオード6にも
わずかに流れる。
圧に達すると、FET3のゲートに順方向バイアス電圧
が印加され、FET3がオンになる(導通する)。
aに電流が流れ始めると、トランスの各巻線には、誘導
起電力が生じる。このとき、帰還巻線2bに発生した駆
動信号源としての誘起電圧は、制御用抵抗22を介して
制御用コンデンサ11を充電する。
の電極が+で下の電極が−の極性で生じるので、帰還巻
線2bから補助コンデンサ35の方向を順方向とする第
1逆流素子回路32、34にも、充電電流が流れ、補助
コンデンサ35を、上の電極が+で下の電極が−の極性
で充電する。
は、起動用コンデンサ12の充電電圧と重畳され、FE
T3のゲート電圧をその閾値電圧以上の電圧(オン電
圧)に維持する。その結果、第3直列接続点38側の電
位が、充電される補助コンデンサ35の電位より高くな
るが、第3直列接続点38から補助コンデンサ35の方
向へは、ダイオード33と抵抗31からなる第2逆流素
子回路によって流れにくくなっていて、起動用コンデン
サ12に蓄電された電荷が放電しにくいので、そのゲー
ト側のオン電圧は維持される。尚、このオン動作中、ゲ
ートへの過大入力は、ツェナーダイオード6によって阻
止される。
し、その端子電圧がトランジスタ素子5の所定のバイア
ス電圧以上に達すると、そのトランジスタ素子5にべー
ス電流が流れてコレクタ−エミッタ間が導通状態にな
り、その間を電流が流れる。すると、FET3のゲート
はトランジスタ素子5によって実質的に短絡状態(ここ
では低圧側端子1bの電位で、例えば0ボルト)とな
り、FET3はターンオフする。
トランスの一次巻線2aに流れる電流が実質的に遮断さ
れると、トランスの各巻線には、フライバック電圧が生
じる。二次出力巻線2cに発生したフライバック電圧
は、ダイオード4とコンデンサ13とによって形成され
る整流平滑化回路によって整流平滑化され、出力端子間
に接続される負荷に供給される電力として出力される。
ク電圧は、出力側に接続された負荷により二次出力巻線
2cに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、こ
の帰還巻線2bに発生するフライバック電圧によって起
動用コンデンサ12が充電される(図中下の電極が+で
上が−の極性)。
巻線2bの低圧側端子1b側から電気抵抗23を介して
起動用コンデンサ12を充電する充電路となるととも
に、FET3のゲートに逆バイアスをかけ、FET3を
オフ状態に保つように作用する。
に充電された充電電圧によって、補助コンデンサ35か
ら、第2逆流防止回路を構成するダイオード33および
抵抗31を介して、起動用コンデンサ12に放電電流が
流れ、起動用コンデンサ12の充電が加速する。このと
き、補助コンデンサ35から第1直列接続点36への放
電は、第1逆流防止回路32、34により阻止されるの
で、起動用コンデンサ12の低圧側には、放電電流が漏
れない。
蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わり、帰還巻
線2bに発生していたフライバック電圧も降下すると、
それまで起動用コンデンサ12に保持されていた充電電
圧は、FET3のゲートに順方向のゲート電圧として印
加され、FET3をターンオンさせる。このような一連
の動作を繰り返して、自励式スイッチング電源回路10
は、自励発振する。
電圧であった場合などには、二次出力巻線2bのフライ
バック電圧と比例関係にある帰還巻線2bのフライバッ
ク電圧も、発生しないかほぼ0となり、起動用コンデン
サ12への充電に寄与しない。
と同様に、起動用抵抗21を介して直流電源1から充電
されるが、このオフ動作中は、上述のように、補助コン
デンサ35からも、第2逆流素子回路31、33を介し
て起動用コンデンサ12に充電電流が流れる。これによ
り、起動用抵抗21の消費電力を下げるために、大きな
抵抗値の起動用抵抗21を用いても、起動用コンデンサ
12の容量と、起動用抵抗21及び電気抵抗23の抵抗
で定まる充電時間より、短い充電時間で起動用コンデン
サ12を充電することが可能となる。従って、再び電源
1から起動用抵抗21を充電する場合であっても、速や
かにゲートに閾値以上のオン電圧を印可させることがで
き、オフ時間を短縮させることができる。
励式スイッチング電源回路10の出力周期を示すもの
で、図4の従来例と比較して明らかなように、オフの時
間が短くサイクル周期が短縮され、実効率が良好な結果
が得られた。
抵抗値の場合には、起動用コンデンサ12から抵抗31
の方向への電流が妨げられるので、その場合にはダイオ
ード33は省略し、抵抗31のみで第2逆流素子回路と
することもできる。
回路を、第2直列接続点37と、起動用コンデンサ12
と電気抵抗23間の第3直列接続点38との間に接続し
たが、第3直列接続点は、起動用コンデンサ12と発振
用電界効果トランジスタ3のゲート間であればいずれの
位置であってもよく、例えば、図1において、電気抵抗
23と電気抵抗24間を第3直列接続点としてもよい。
抗の抵抗値を高くして、その電力損失等を抑えつつもコ
ンデンサの充電時間の短縮を実現することができ、延い
ては電源から供給される電力損失を防ぐことができると
共に実効値が高い電力を出力することができるという効
果を奏する。
グ電源回路10の主要部の概要を示す図である。
グ電源回路10による出力の一例を示す図である。
要部の概要を示す図である。
路100による出力の一例を示す図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 一次巻線(2a)と二次出力巻線(2
c)と帰還巻線(2b)を有するトランスと、 直流電源(1)の高圧側端子(1a)と低圧側端子(1
b)間に、一次巻線(2a)と直列に接続された発振用
電界効果トランジスタ(3)と、 直流電源(1)の高圧側端子(1a)と発振用電界効果
トランジスタ(3)のゲート間に接続された起動用抵抗
(21)と、 発振用電界効果トランジスタ(3)のゲートと、直流電
源(1)の低圧側端子(1b)間に、帰還巻線(2b)
のゲート側に帰還巻線(2b)と直列に接続され、帰還
巻線(2b)の誘起電圧を充電し、発振用電界効果トラ
ンジスタ(3)をオン制御する電圧をゲートへ印加する
起動用コンデンサ(12)と、 発振用電界効果トランジスタ(3)のゲートと、直流電
源(1)の低圧側端子(1b)間に接続され、発振用電
界効果トランジスタ(3)がオン動作した所定時間後
に、起動用コンデンサ(12)の充電電圧を放電し、発
振用電界効果トランジスタ(3)をオフ制御する制御用
スイッチング素子(5)と、 二次出力巻線(2c)に接続される整流平滑化回路
(4、13)とを備え、 発振用電界効果トランジスタ(3)がターンオフした際
に二次出力巻線(2c)に発生するフライバック電圧
を、整流平滑化して出力する自励式スイッチング電源回
路において、 起動用コンデンサ(12)と帰還巻線(2b)間の第1
直列接続点(36)と、直流電源(1)の低圧側端子
(1b)間に接続される補助コンデンサ(35)と、 第1直列接続点と補助コンデンサ(35)間に接続さ
れ、第1直列接続点(36)から補助コンデンサ(3
5)の方向を順方向とする第1逆流阻止回路(32、3
4)と、 第1逆流阻止回路(32、34)と補助コンデンサ(3
5)間の第2直列接続点(37)と、起動用コンデンサ
(12)とゲート間の第3直列接続点(38)間に接続
され、第2直列接続点(37)から第3直列接続点(3
8)の方向を順方向とする第2逆流阻止回路(33、3
1)とを、 更に付設し、 発振用電界効果トランジスタ(3)がオン動作している
間、帰還巻線(2b)に発生する誘起電圧で補助コンデ
ンサ(35)に充電される充電電圧を用いて、 発振用電界効果トランジスタ(3)がオフ動作している
間、起動用コンデンサ(12)を充電することを特徴と
する自励式スイッチング電源回路。 - 【請求項2】 第2逆流阻止回路(33、31)は、第
3直列接続点(38)とゲート間の抵抗値より高い抵抗
値の電気抵抗(31)であることを特徴とする請求項1
記載の自励式スイッチング電源回路。 - 【請求項3】 制御用スイッチング素子(5)は、接合
型トランジスタであり、 第1直列接続点(36)と直流電源(1)の低圧側端子
(1b)間に、第1直列接続点(36)側に制御用抵抗
(22)を、低圧側端子(1b)側に制御用コンデンサ
(11)を、直列に接続し、接合型トランジスタのベー
スを、制御用抵抗(22)と制御用コンデンサ(11)
の直列接続点に接続したことを特徴とする請求項1また
は2のいずれか1項に記載の自励式スイッチング電源回
路。
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JP2000137782A JP3409286B2 (ja) | 2000-05-10 | 2000-05-10 | 自励式スイッチング電源回路 |
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JP2001327164A JP2001327164A (ja) | 2001-11-22 |
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