JP2001333576A - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
Abstract
(57)【要約】
【課題】 部品点数の増加やコストアップなしに、軽負
荷時の効率低下を減少させる。 【解決手段】 絶縁トランス８の２次側に発生する電圧
を整流する回路をダイオード９とコンデンサ１０による
半波整流回路としたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２
つのスイッチ素子２，３のいずれか一方のオン期間を固
定とし、他方のスイッチ素子のオン期間を制御すること
により、直流出力電圧を一定に保つようにする。スイッ
チング周波数が、制御されるスイッチ素子のオン期間の
範囲内でしか変化しないため、軽負荷時のスイッチング
周波数の増加が抑制可能となる。
荷時の効率低下を減少させる。 【解決手段】 絶縁トランス８の２次側に発生する電圧
を整流する回路をダイオード９とコンデンサ１０による
半波整流回路としたＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、２
つのスイッチ素子２，３のいずれか一方のオン期間を固
定とし、他方のスイッチ素子のオン期間を制御すること
により、直流出力電圧を一定に保つようにする。スイッ
チング周波数が、制御されるスイッチ素子のオン期間の
範囲内でしか変化しないため、軽負荷時のスイッチング
周波数の増加が抑制可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ハーフブリッジ
構成のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する方法に関する。
構成のＤＣ／ＤＣコンバータを制御する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５に従来例を示す。すなわち、直流電
源７の正極側と負極側間にＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半
導体電界効果トランジスタ）１とＭＯＳＦＥＴ２の直列
回路と、コンデンサ５と６の直列回路とを並列接続し、
各ＭＯＳＦＥＴの接続点と各コンデンサの接続点との間
に、リアクトル１４とトランス１１の１次巻線を接続す
る。また、各ＭＯＳＦＥＴに並列にスナバコンデンサ
３，４をそれぞれ接続する。トランス１５は２次側に２
つの巻線を有しダイオード９，１５とコンデンサ１０か
らなる整流平滑回路を有している。また、平滑された直
流出力電圧を一定に保つために、出力電圧検出回路１２
と制御回路１３によりフィードバック制御される。この
ような回路では、ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ２を、
或る短絡防止時間Ｔｄを設けて交互にオン，オフさせ、
各スイッチ素子の制御信号パルス幅が等しくなるように
スイッチングさせ、直流出力電圧が一定となるようにス
イッチング周波数を制御するものである。
源７の正極側と負極側間にＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半
導体電界効果トランジスタ）１とＭＯＳＦＥＴ２の直列
回路と、コンデンサ５と６の直列回路とを並列接続し、
各ＭＯＳＦＥＴの接続点と各コンデンサの接続点との間
に、リアクトル１４とトランス１１の１次巻線を接続す
る。また、各ＭＯＳＦＥＴに並列にスナバコンデンサ
３，４をそれぞれ接続する。トランス１５は２次側に２
つの巻線を有しダイオード９，１５とコンデンサ１０か
らなる整流平滑回路を有している。また、平滑された直
流出力電圧を一定に保つために、出力電圧検出回路１２
と制御回路１３によりフィードバック制御される。この
ような回路では、ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ２を、
或る短絡防止時間Ｔｄを設けて交互にオン，オフさせ、
各スイッチ素子の制御信号パルス幅が等しくなるように
スイッチングさせ、直流出力電圧が一定となるようにス
イッチング周波数を制御するものである。
【０００３】図５に示すＤＣ／ＤＣコンバータの動作に
つき、図６を参照して説明する。まず、一方のＭＯＳＦ
ＥＴがオフしたときに、トランス１１を流れていた励磁
電流によりオフしたＭＯＳＦＥＴに並列に接続されてい
るスナバコンデンサが直流電源電圧Ｅｄまで充電され、
他方のＭＯＳＦＥＴに並列に接続されているスナバコン
デンサは零ボルトまで放電される。オフしたＭＯＳＦＥ
Ｔはスナバコンデンサの充電により電圧が徐々に上昇
し、零電圧スイッチングとなりターンオフ損失は僅かと
なる。スナバコンデンサの電圧が零ボルトになると他方
のＭＯＳＦＥＴのボディダイオードが導通し、この時点
でこのＭＯＳＦＥＴをオンすることで零電圧スイッチン
グとなり、ターンオン損失は発生しない。また、コンデ
ンサ５，６およびリアクトル１４は直列共振回路とな
り、ダイオード９，１５にはこの共振回路の共振電流が
流れる。従って、各ダイオードに流れる電流が零になっ
てからＭＯＳＦＥＴをスイッチング動作させることによ
り、ダイオードはソフトリカバリーとなり、逆回復損失
は殆ど発生しない。以上より、ＭＯＳＦＥＴのスイッチ
ング損失やダイオードの逆回復損失が小さいため、ＤＣ
／ＤＣコンバータの高効率化が達成される。
つき、図６を参照して説明する。まず、一方のＭＯＳＦ
ＥＴがオフしたときに、トランス１１を流れていた励磁
電流によりオフしたＭＯＳＦＥＴに並列に接続されてい
るスナバコンデンサが直流電源電圧Ｅｄまで充電され、
他方のＭＯＳＦＥＴに並列に接続されているスナバコン
デンサは零ボルトまで放電される。オフしたＭＯＳＦＥ
Ｔはスナバコンデンサの充電により電圧が徐々に上昇
し、零電圧スイッチングとなりターンオフ損失は僅かと
なる。スナバコンデンサの電圧が零ボルトになると他方
のＭＯＳＦＥＴのボディダイオードが導通し、この時点
でこのＭＯＳＦＥＴをオンすることで零電圧スイッチン
グとなり、ターンオン損失は発生しない。また、コンデ
ンサ５，６およびリアクトル１４は直列共振回路とな
り、ダイオード９，１５にはこの共振回路の共振電流が
流れる。従って、各ダイオードに流れる電流が零になっ
てからＭＯＳＦＥＴをスイッチング動作させることによ
り、ダイオードはソフトリカバリーとなり、逆回復損失
は殆ど発生しない。以上より、ＭＯＳＦＥＴのスイッチ
ング損失やダイオードの逆回復損失が小さいため、ＤＣ
／ＤＣコンバータの高効率化が達成される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところが、直流出力電
圧をスイッチング周波数で制御するため、軽負荷時にス
イッチング周波数が上昇し、スイッチング損失の増加，
スナバコンデンサの充放電に伴う回路損失などが増大
し、結果的に軽負荷時の効率が低下するという問題があ
る。このことについて、以下に説明する。図７は図５の
回路をモデル化したものである。図７におけるＣはコン
デンサ５，６の並列容量であり、Ｌはリアクトル１４と
トランス１１の漏れインダクタンスの直列インダクタン
スである。Ｚは出力端子に接続される負荷の等価インピ
ーダンスである。直流出力電圧Ｖｏは、次の（１）式で
示される。 Ｖｏ＝Ｖｓ／（１＋｜ωＬ−１／ωＣ｜2 ／｜Ｚ｜2 ）1/2 …（１） 上記（１）式は、軽負荷になるほど、つまりＺが大きく
なるほど出力電圧を一定にするためにはωを大きくしな
ければならず、スイッチング周波数が増加することを示
している。
圧をスイッチング周波数で制御するため、軽負荷時にス
イッチング周波数が上昇し、スイッチング損失の増加，
スナバコンデンサの充放電に伴う回路損失などが増大
し、結果的に軽負荷時の効率が低下するという問題があ
る。このことについて、以下に説明する。図７は図５の
回路をモデル化したものである。図７におけるＣはコン
デンサ５，６の並列容量であり、Ｌはリアクトル１４と
トランス１１の漏れインダクタンスの直列インダクタン
スである。Ｚは出力端子に接続される負荷の等価インピ
ーダンスである。直流出力電圧Ｖｏは、次の（１）式で
示される。 Ｖｏ＝Ｖｓ／（１＋｜ωＬ−１／ωＣ｜2 ／｜Ｚ｜2 ）1/2 …（１） 上記（１）式は、軽負荷になるほど、つまりＺが大きく
なるほど出力電圧を一定にするためにはωを大きくしな
ければならず、スイッチング周波数が増加することを示
している。
【０００５】また、直流電源の正側に接続されるＭＯＳ
ＦＥＴのソース端子の電位は、直流電源の負側に接続さ
れたＭＯＳＦＥＴのソース端子のそれとは異なるため、
正側のＭＯＳＦＥＴを駆動する信号はパルストランスな
どで絶縁するか、レベルシフト機能を持った高耐圧ＩＣ
が必要となり、部品点数の増加やコストアップを招いて
いる。したがって、この発明の課題は、軽負荷時のスイ
ッチング周波数の増加を小さく抑えるとともに、高価な
部品を不要としてコストの低減を図ることにある。
ＦＥＴのソース端子の電位は、直流電源の負側に接続さ
れたＭＯＳＦＥＴのソース端子のそれとは異なるため、
正側のＭＯＳＦＥＴを駆動する信号はパルストランスな
どで絶縁するか、レベルシフト機能を持った高耐圧ＩＣ
が必要となり、部品点数の増加やコストアップを招いて
いる。したがって、この発明の課題は、軽負荷時のスイ
ッチング周波数の増加を小さく抑えるとともに、高価な
部品を不要としてコストの低減を図ることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、直流電源の正極側と負極
側の間に２つのスイッチ素子の直列回路を接続し、各ス
イッチ素子の接続点と直流電源の正極側または負極側と
の間に、少なくとも１つのコンデンサとトランスの１次
巻線とリアクトルとを接続するか、または少なくとも１
つのコンデンサとトランスの１次巻線とを接続し、トラ
ンスの２次側に発生する正負の電圧を半波整流して直流
出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記２つの
スイッチ素子のいずれか一方のオン期間を固定時間と
し、他方のスイッチ素子のオン期間を制御することによ
り直流出力電圧を一定に制御することを特徴とする。
るため、請求項１の発明では、直流電源の正極側と負極
側の間に２つのスイッチ素子の直列回路を接続し、各ス
イッチ素子の接続点と直流電源の正極側または負極側と
の間に、少なくとも１つのコンデンサとトランスの１次
巻線とリアクトルとを接続するか、または少なくとも１
つのコンデンサとトランスの１次巻線とを接続し、トラ
ンスの２次側に発生する正負の電圧を半波整流して直流
出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記２つの
スイッチ素子のいずれか一方のオン期間を固定時間と
し、他方のスイッチ素子のオン期間を制御することによ
り直流出力電圧を一定に制御することを特徴とする。
【０００７】上記請求項１の発明においては、前記トラ
ンスに少なくとも２つの補助巻線を設け、前記スイッチ
素子のオン・オフによって２つの補助巻線に発生する正
負の電圧を半波または全波整流して各スイッチ素子を制
御するための直流電源として用いるとともに、各補助巻
線に発生する電圧が正から負または負から正に変化する
タイミングを検出して各スイッチ素子をオンさせるタイ
ミング信号とすることができる（請求項２の発明）。
ンスに少なくとも２つの補助巻線を設け、前記スイッチ
素子のオン・オフによって２つの補助巻線に発生する正
負の電圧を半波または全波整流して各スイッチ素子を制
御するための直流電源として用いるとともに、各補助巻
線に発生する電圧が正から負または負から正に変化する
タイミングを検出して各スイッチ素子をオンさせるタイ
ミング信号とすることができる（請求項２の発明）。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す回路図である。ここでは、図５に示すトランス
１１の２次巻線に発生する電圧を半波整流するようフラ
イバック接続した点が特徴である。なお、フォワード接
続とすることもできる。図１の動作について、図２を参
照して説明する。図１の回路において、各ＭＯＳＦＥＴ
は従来例と同様に、或る短絡防止時間Ｔｄを設けて交互
にオン，オフして零電圧スイッチングを実現している。
また、ＭＯＳＦＥＴ２はオン期間を固定時間とし、ＭＯ
ＳＦＥＴ１のオン期間を制御することにより、直流出力
電圧を一定に保つようにしている。さらに、トランスが
フライバック接続となっているため、ＭＯＳＦＥＴ１の
オン期間でトランス８に励磁エネルギーを蓄積し、ＭＯ
ＳＦＥＴ１のオフ時にのみダイオード９に正弦波状の共
振電流が流れ、直流出力側にエネルギーが供給される。
なお、各ＭＯＳＦＥＴが零電圧スイッチングとなる動
作、およびダイオード９がソフトリカバリーとなる動作
等については図５の場合と同様なので、説明は省略す
る。また、リアクトル１４はトランス８の漏れインダク
タンスを利用することで、省略することも可能である。
態を示す回路図である。ここでは、図５に示すトランス
１１の２次巻線に発生する電圧を半波整流するようフラ
イバック接続した点が特徴である。なお、フォワード接
続とすることもできる。図１の動作について、図２を参
照して説明する。図１の回路において、各ＭＯＳＦＥＴ
は従来例と同様に、或る短絡防止時間Ｔｄを設けて交互
にオン，オフして零電圧スイッチングを実現している。
また、ＭＯＳＦＥＴ２はオン期間を固定時間とし、ＭＯ
ＳＦＥＴ１のオン期間を制御することにより、直流出力
電圧を一定に保つようにしている。さらに、トランスが
フライバック接続となっているため、ＭＯＳＦＥＴ１の
オン期間でトランス８に励磁エネルギーを蓄積し、ＭＯ
ＳＦＥＴ１のオフ時にのみダイオード９に正弦波状の共
振電流が流れ、直流出力側にエネルギーが供給される。
なお、各ＭＯＳＦＥＴが零電圧スイッチングとなる動
作、およびダイオード９がソフトリカバリーとなる動作
等については図５の場合と同様なので、説明は省略す
る。また、リアクトル１４はトランス８の漏れインダク
タンスを利用することで、省略することも可能である。
【０００９】図３に図１のモデル化回路を示す。図３中
に示すＣ，ＬおよびＺは図７の場合と同様であるが、一
旦トランスに蓄積された励磁エネルギーにより、直流出
力側にエネルギーが供給されることから、励磁電流を電
流源Ｉｓとして考えることができる。すると、出力電圧
Ｖｏは、次式のように表わされる。 Ｖｏ＝Ｉｓ／｜Ｙ＋１／Ｚ｜ …（２） ただし、Ｙ＝ｊ（ωＬ−１／ωＣ）とする。上記（２）
式は、軽負荷となってＺが増加してもＩｓを制御すれば
直流出力電圧は一定となり、スイッチング周波数の増加
をさせなくても良いことを示している。すなわち、ＭＯ
ＳＦＥＴ２のオン期間を固定時間とし、ＭＯＳＦＥＴ１
のオン期間を制御して直流出力電圧を一定に保つことに
より、スイッチング周波数をＭＯＳＦＥＴ１のオン期間
の範囲内でしか変化しないようにしている。
に示すＣ，ＬおよびＺは図７の場合と同様であるが、一
旦トランスに蓄積された励磁エネルギーにより、直流出
力側にエネルギーが供給されることから、励磁電流を電
流源Ｉｓとして考えることができる。すると、出力電圧
Ｖｏは、次式のように表わされる。 Ｖｏ＝Ｉｓ／｜Ｙ＋１／Ｚ｜ …（２） ただし、Ｙ＝ｊ（ωＬ−１／ωＣ）とする。上記（２）
式は、軽負荷となってＺが増加してもＩｓを制御すれば
直流出力電圧は一定となり、スイッチング周波数の増加
をさせなくても良いことを示している。すなわち、ＭＯ
ＳＦＥＴ２のオン期間を固定時間とし、ＭＯＳＦＥＴ１
のオン期間を制御して直流出力電圧を一定に保つことに
より、スイッチング周波数をＭＯＳＦＥＴ１のオン期間
の範囲内でしか変化しないようにしている。
【００１０】図４はこの発明の第２の実施の形態を示す
回路図である。これは、図１のリアクトル１４をトラン
ス２４の漏れインダクタンスで代用しかつ図１のスナバ
コンデンサ４を省略した例を示す。すなわち、図１のト
ランス８に２つの補助巻線を設けてトランス２４とし、
ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ２のオン・オフによって
補助巻線に発生する正負の電圧を半波整流して、各ＭＯ
ＳＦＥＴを制御する制御回路１６，１７の直流電源と
し、かつ、各補助巻線に発生する電圧が正から負または
負から正に変化するタイミングで、各スイッチ素子をオ
ンさせるタイミング信号とする電圧切換タイミング検出
回路１８，１９を接続して構成している。
回路図である。これは、図１のリアクトル１４をトラン
ス２４の漏れインダクタンスで代用しかつ図１のスナバ
コンデンサ４を省略した例を示す。すなわち、図１のト
ランス８に２つの補助巻線を設けてトランス２４とし、
ＭＯＳＦＥＴ１とＭＯＳＦＥＴ２のオン・オフによって
補助巻線に発生する正負の電圧を半波整流して、各ＭＯ
ＳＦＥＴを制御する制御回路１６，１７の直流電源と
し、かつ、各補助巻線に発生する電圧が正から負または
負から正に変化するタイミングで、各スイッチ素子をオ
ンさせるタイミング信号とする電圧切換タイミング検出
回路１８，１９を接続して構成している。
【００１１】図４の動作について、図２を参照して説明
する。まず、ＭＯＳＦＥＴ１がオンしてトランス２４を
励磁している状態から、ＭＯＳＦＥＴ１をオフすると、
スナバコンデンサ３が充電され、ＭＯＳＦＥＴ１の電圧
が徐々に上昇し、これに伴ってＭＯＳＦＥＴ２の電圧は
徐々に減少する。スナバコンデンサ３の電圧が直流電源
電圧Ｅｄに達すると、ＭＯＳＦＥＴ２の電圧は零とな
り、ＭＯＳＦＥＴ２のボディダイオードが導通する。こ
の間に、トランス２４の１次側の電圧ＶＰ１は正から負
に切り替わる。
する。まず、ＭＯＳＦＥＴ１がオンしてトランス２４を
励磁している状態から、ＭＯＳＦＥＴ１をオフすると、
スナバコンデンサ３が充電され、ＭＯＳＦＥＴ１の電圧
が徐々に上昇し、これに伴ってＭＯＳＦＥＴ２の電圧は
徐々に減少する。スナバコンデンサ３の電圧が直流電源
電圧Ｅｄに達すると、ＭＯＳＦＥＴ２の電圧は零とな
り、ＭＯＳＦＥＴ２のボディダイオードが導通する。こ
の間に、トランス２４の１次側の電圧ＶＰ１は正から負
に切り替わる。
【００１２】２つの補助巻線の電圧ＶＰ２，ＶＰ３はＶ
Ｐ１との巻数比に比例した電圧が発生するため、図示の
巻線の極性ではいずれも負から正に切り替わる。電圧切
換タイミング検出回路１９は、ＶＰ３の電圧が負から正
に切り替わるタイミングで、タイミング信号を制御回路
１７に伝達する。制御回路１７はＭＯＳＦＥＴ２のボデ
ィダイオードが導通している期間内に、タイミング信号
から短絡防止期間Ｔｄだけ遅らせてＭＯＳＦＥＴ２をオ
ンさせ、零電圧でターンオンさせる。また、ＭＯＳＦＥ
Ｔ２の電流が負から正に徐々に増加し、正になったとき
以降にＭＯＳＦＥＴ２をオフさせるような固定オンパル
ス幅を出力する。
Ｐ１との巻数比に比例した電圧が発生するため、図示の
巻線の極性ではいずれも負から正に切り替わる。電圧切
換タイミング検出回路１９は、ＶＰ３の電圧が負から正
に切り替わるタイミングで、タイミング信号を制御回路
１７に伝達する。制御回路１７はＭＯＳＦＥＴ２のボデ
ィダイオードが導通している期間内に、タイミング信号
から短絡防止期間Ｔｄだけ遅らせてＭＯＳＦＥＴ２をオ
ンさせ、零電圧でターンオンさせる。また、ＭＯＳＦＥ
Ｔ２の電流が負から正に徐々に増加し、正になったとき
以降にＭＯＳＦＥＴ２をオフさせるような固定オンパル
ス幅を出力する。
【００１３】ＭＯＳＦＥＴ２がオフすると、トランス２
４に流れていた励磁電流によりスナバコンデンサ３が放
電され、ＭＯＳＦＥＴ１の電圧が徐々に減少する一方、
ＭＯＳＦＥＴ２の電圧は徐々に上昇する。ＭＯＳＦＥＴ
２の電圧が直流電源電圧Ｅｄに達すると、スナバコンデ
ンサ３の電圧は零となり、ＭＯＳＦＥＴ１のボディダイ
オードが導通する。この間に、トランス２４の１次側の
電圧ＶＰ１は負から正に切り替わる。
４に流れていた励磁電流によりスナバコンデンサ３が放
電され、ＭＯＳＦＥＴ１の電圧が徐々に減少する一方、
ＭＯＳＦＥＴ２の電圧は徐々に上昇する。ＭＯＳＦＥＴ
２の電圧が直流電源電圧Ｅｄに達すると、スナバコンデ
ンサ３の電圧は零となり、ＭＯＳＦＥＴ１のボディダイ
オードが導通する。この間に、トランス２４の１次側の
電圧ＶＰ１は負から正に切り替わる。
【００１４】２つの補助巻線の電圧ＶＰ２，ＶＰ３はＶ
Ｐ１との巻数比に比例した電圧が発生するため、図示の
巻線の極性ではいずれも正から負に切り替わる。電圧切
換タイミング検出回路１８は、ＶＰ３の電圧が正から負
に切り替わるタイミングで、タイミング信号を制御回路
１６に伝達する。制御回路１６はＭＯＳＦＥＴ１のボデ
ィダイオードが導通している期間内に、タイミング信号
から短絡防止期間Ｔｄだけ遅らせてＭＯＳＦＥＴ１をオ
ンさせ、零電圧でターンオンさせる。また、制御回路１
６は出力電圧検出回路１２からのフィードバック信号を
検出し、直流出力電圧が一定となるようなタイミングで
ＭＯＳＦＥＴ１をオフさせる。
Ｐ１との巻数比に比例した電圧が発生するため、図示の
巻線の極性ではいずれも正から負に切り替わる。電圧切
換タイミング検出回路１８は、ＶＰ３の電圧が正から負
に切り替わるタイミングで、タイミング信号を制御回路
１６に伝達する。制御回路１６はＭＯＳＦＥＴ１のボデ
ィダイオードが導通している期間内に、タイミング信号
から短絡防止期間Ｔｄだけ遅らせてＭＯＳＦＥＴ１をオ
ンさせ、零電圧でターンオンさせる。また、制御回路１
６は出力電圧検出回路１２からのフィードバック信号を
検出し、直流出力電圧が一定となるようなタイミングで
ＭＯＳＦＥＴ１をオフさせる。
【００１５】
【発明の効果】この発明によれば、一方のスイッチ素子
のオン期間を固定時間とし、他方のスイッチ素子のオン
期間を制御して直流出力電圧を一定に保つことで、スイ
ッチング周波数はＭＯＳＦＥＴ１のオン期間の範囲内で
しか変化しないため、軽負荷時のスイッチング周波数の
増加を抑制することが可能となり、軽負荷時の効率低下
を小さくすることができる。また、トランスに補助巻線
を設け、この補助巻線に発生する電圧が正から負または
負から正に切り替わるタイミングを検出してスイッチ素
子を制御することにより、各スイッチ素子がオンするタ
イミングの伝達は、上記トランスの補助巻線を介して行
なわれるため、パルストランスや高耐圧ＩＣなどを用い
ることなく低耐圧ＩＣのみで構成できるため、安価なＤ
Ｃ／ＤＣコンバータを提供することが可能となる利点が
もたらされる。
のオン期間を固定時間とし、他方のスイッチ素子のオン
期間を制御して直流出力電圧を一定に保つことで、スイ
ッチング周波数はＭＯＳＦＥＴ１のオン期間の範囲内で
しか変化しないため、軽負荷時のスイッチング周波数の
増加を抑制することが可能となり、軽負荷時の効率低下
を小さくすることができる。また、トランスに補助巻線
を設け、この補助巻線に発生する電圧が正から負または
負から正に切り替わるタイミングを検出してスイッチ素
子を制御することにより、各スイッチ素子がオンするタ
イミングの伝達は、上記トランスの補助巻線を介して行
なわれるため、パルストランスや高耐圧ＩＣなどを用い
ることなく低耐圧ＩＣのみで構成できるため、安価なＤ
Ｃ／ＤＣコンバータを提供することが可能となる利点が
もたらされる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図２】この発明の動作説明図である。
【図３】図１の動作を説明するための等価回路図であ
る。
る。
【図４】この発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図５】従来例を示す回路図である。
【図６】図５の動作説明図である。
【図７】図５のモデル化回路図である。
１，２…ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トラ
ンジスタ）、３，４…スナバコンデンサ、５，６…共振
コンデンサ、７…直流電源、８，１１，２４…トラン
ス、９，１５，２２，２３…整流ダイオード、１０，２
０，２１…平滑コンデンサ、１２…直流出力電圧検出回
路、１３，１６，１７…制御回路、１４…共振リアクト
ル、１８，１９…電圧切換タイミング検出回路。
ンジスタ）、３，４…スナバコンデンサ、５，６…共振
コンデンサ、７…直流電源、８，１１，２４…トラン
ス、９，１５，２２，２３…整流ダイオード、１０，２
０，２１…平滑コンデンサ、１２…直流出力電圧検出回
路、１３，１６，１７…制御回路、１４…共振リアクト
ル、１８，１９…電圧切換タイミング検出回路。
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源の正極側と負極側の間に２つの
スイッチ素子の直列回路を接続し、各スイッチ素子の接
続点と直流電源の正極側または負極側との間に、少なく
とも１つのコンデンサとトランスの１次巻線とリアクト
ルとを接続するか、または少なくとも１つのコンデンサ
とトランスの１次巻線とを接続し、トランスの２次側に
発生する正負の電圧を半波整流して直流出力を得るＤＣ
／ＤＣコンバータにおいて、 前記２つのスイッチ素子のいずれか一方のオン期間を固
定時間とし、他方のスイッチ素子のオン期間を制御する
ことにより直流出力電圧を一定に制御することを特徴と
するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 【請求項２】 前記トランスに少なくとも２つの補助巻
線を設け、前記スイッチ素子のオン・オフによって２つ
の補助巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流
して各スイッチ素子を制御するための直流電源として用
いるとともに、各補助巻線に発生する電圧が正から負ま
たは負から正に変化するタイミングを検出して各スイッ
チ素子をオンさせるタイミング信号とすることを特徴と
する請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方
法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000150814A JP2001333576A (ja) | 2000-05-23 | 2000-05-23 | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
| DE10123518A DE10123518A1 (de) | 2000-05-23 | 2001-05-15 | Gleichstrom-Wandler |
| US09/861,897 US6487092B2 (en) | 2000-05-23 | 2001-05-22 | DC/DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000150814A JP2001333576A (ja) | 2000-05-23 | 2000-05-23 | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001333576A true JP2001333576A (ja) | 2001-11-30 |
Family
ID=18656455
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000150814A Pending JP2001333576A (ja) | 2000-05-23 | 2000-05-23 | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6487092B2 (ja) |
| JP (1) | JP2001333576A (ja) |
| DE (1) | DE10123518A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2008283834A (ja) * | 2007-05-14 | 2008-11-20 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2008289320A (ja) * | 2007-05-21 | 2008-11-27 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US9882498B2 (en) | 2013-05-29 | 2018-01-30 | Sony Corporation | Switching power supply device, switching power supply control method, and electronic apparatus |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1402416A (zh) * | 2001-12-03 | 2003-03-12 | 方虎堂 | 零电压转换数字功率变换器 |
| US7197062B2 (en) * | 2002-10-01 | 2007-03-27 | Intel Corporation | Method and apparatus to detect and decode information |
| US6970366B2 (en) | 2003-04-03 | 2005-11-29 | Power-One As | Phase-shifted resonant converter having reduced output ripple |
| TWI268041B (en) * | 2004-09-09 | 2006-12-01 | Delta Electronics Inc | Input stage circuit of a three-level DC/DC converter |
| KR20070110997A (ko) * | 2006-05-16 | 2007-11-21 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 스위치 구동장치, 이를 사용하는 하프 브릿지 컨버터 및 그구동방법 |
| EP2385617A1 (de) * | 2010-05-06 | 2011-11-09 | Brusa Elektronik AG | Gleichstromsteller mit Steuerung |
| EP2697900B1 (en) * | 2011-04-15 | 2015-06-03 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (publ) | Switched mode power supply with a simplified start-up supply |
| AT512780B1 (de) | 2012-06-13 | 2013-11-15 | Fronius Int Gmbh | Schaltnetzteil sowie Wechselrichter und Strangüberwachung mit einem solchen Schaltnetzteil |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4122514A (en) * | 1976-11-01 | 1978-10-24 | Hewlett-Packard Company | Direct current power supply |
| CA2019525C (en) * | 1989-06-23 | 1995-07-11 | Takuya Ishii | Switching power supply device |
| DE4313359A1 (de) * | 1992-04-24 | 1993-10-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Schaltnetzteil |
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2000
- 2000-05-23 JP JP2000150814A patent/JP2001333576A/ja active Pending
-
2001
- 2001-05-15 DE DE10123518A patent/DE10123518A1/de not_active Ceased
- 2001-05-22 US US09/861,897 patent/US6487092B2/en not_active Expired - Lifetime
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| US9882498B2 (en) | 2013-05-29 | 2018-01-30 | Sony Corporation | Switching power supply device, switching power supply control method, and electronic apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6487092B2 (en) | 2002-11-26 |
| US20020003419A1 (en) | 2002-01-10 |
| DE10123518A1 (de) | 2001-11-29 |
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|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
| A621 | Written request for application examination |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
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