JP2002209381A - Ｄｃ／ｄｃコンバータとその制御方法 - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータとその制御方法Info
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 無効電流を低く抑えることで、高価な部品を
不要としてコストダウンを図る。 【解決手段】 直流電源１０の正，負極間にスイッチ素
子１，２の直列回路を接続し、スイッチ素子２にコンデ
ンサ３と変圧器１次巻線５との直列回路を並列接続して
なるＤＣ／ＤＣコンバータの変圧器４に、さらに３次巻
線６，４次巻線７を付加し、スイッチ素子２には３次巻
線６を介してオンオフ信号を与え、４次巻線７を制御回
路１８の電源用巻線とし、この制御回路１８によって４
次巻線電圧の正負の切り替わりのタイミングを検出し、
このタイミングでスイッチ素子１にオンオフ信号を与え
る。スイッチ素子１のオン時間を短くすることにより、
無効電流を低減させるようにする。
不要としてコストダウンを図る。 【解決手段】 直流電源１０の正，負極間にスイッチ素
子１，２の直列回路を接続し、スイッチ素子２にコンデ
ンサ３と変圧器１次巻線５との直列回路を並列接続して
なるＤＣ／ＤＣコンバータの変圧器４に、さらに３次巻
線６，４次巻線７を付加し、スイッチ素子２には３次巻
線６を介してオンオフ信号を与え、４次巻線７を制御回
路１８の電源用巻線とし、この制御回路１８によって４
次巻線電圧の正負の切り替わりのタイミングを検出し、
このタイミングでスイッチ素子１にオンオフ信号を与え
る。スイッチ素子１のオン時間を短くすることにより、
無効電流を低減させるようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ハーフブリッジ
構成のＤＣ／ＤＣコンバータ、およびその制御方法に関
する。
構成のＤＣ／ＤＣコンバータ、およびその制御方法に関
する。
【０００２】
【従来の技術】図６に従来例を示す。
【０００３】同図に示すように、直流電源１０と並列に
ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジス
タ）１とＭＯＳＦＥＴ２との直列回路を接続し、コンデ
ンサ３と変圧器１次巻線５との直列回路とスナバコンデ
ンサ２１を、ＭＯＳＦＥＴ２にそれぞれ並列に接続して
構成される。変圧器２２の２次側には２つの巻線８，９
を備え、ダイオード１２，１３とコンデンサ１４からな
る整流平滑回路を有している。また、平滑された直流出
力電圧を一定に保つため、出力電圧検出回路１７と周波
数・位相制御回路１９を設け、フィードバック制御を行
なうようにしている。また、ＭＯＳＦＥＴ１，２の各ゲ
ートを駆動する回路には、高耐圧ドライバＩＣ（集積回
路）２０が用いられている。
ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジス
タ）１とＭＯＳＦＥＴ２との直列回路を接続し、コンデ
ンサ３と変圧器１次巻線５との直列回路とスナバコンデ
ンサ２１を、ＭＯＳＦＥＴ２にそれぞれ並列に接続して
構成される。変圧器２２の２次側には２つの巻線８，９
を備え、ダイオード１２，１３とコンデンサ１４からな
る整流平滑回路を有している。また、平滑された直流出
力電圧を一定に保つため、出力電圧検出回路１７と周波
数・位相制御回路１９を設け、フィードバック制御を行
なうようにしている。また、ＭＯＳＦＥＴ１，２の各ゲ
ートを駆動する回路には、高耐圧ドライバＩＣ（集積回
路）２０が用いられている。
【０００４】図７に図６のタイミングチャートを示す。
以下、その動作について図６も参照して説明する。
以下、その動作について図６も参照して説明する。
【０００５】まず、期間においてＭＯＳＦＥＴ１をオ
ンすることにより、直流電源１０→コンデンサ３→変圧
器１次巻線５→ＭＯＳＦＥＴ１を介して、コンデンサ３
と変圧器２２の漏れインダクタンスによる共振電流と変
圧器２２の励磁電流が流れ、コンデンサ３が充電され
る。このとき、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄ
とコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２
次巻線８に発生する電圧ＶＳ１をダイオード１２，コン
デンサ１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。
変圧器２次巻線電圧ＶＳ１は、変圧器１次巻線電圧ＶＰ
１の巻数比に比例した電圧（図７中に点線で示す）で上
昇し、出力電圧Ｖｏに達するとダイオード１２が導通
し、出力電圧Ｖｏにクランプされる。図中の点線と実線
の差電圧は、変圧器２２の漏れインダクタンスに印加さ
れる。
ンすることにより、直流電源１０→コンデンサ３→変圧
器１次巻線５→ＭＯＳＦＥＴ１を介して、コンデンサ３
と変圧器２２の漏れインダクタンスによる共振電流と変
圧器２２の励磁電流が流れ、コンデンサ３が充電され
る。このとき、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄ
とコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２
次巻線８に発生する電圧ＶＳ１をダイオード１２，コン
デンサ１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。
変圧器２次巻線電圧ＶＳ１は、変圧器１次巻線電圧ＶＰ
１の巻数比に比例した電圧（図７中に点線で示す）で上
昇し、出力電圧Ｖｏに達するとダイオード１２が導通
し、出力電圧Ｖｏにクランプされる。図中の点線と実線
の差電圧は、変圧器２２の漏れインダクタンスに印加さ
れる。
【０００６】期間において変圧器１次巻線電圧ＶＰ１
は徐々に低下し、変圧器１次巻線電圧ＶＰ１の巻数比に
比例した電圧が出力電圧Ｖｏよりも下回ると、ダイオー
ド１２は阻止状態となり電流が零となる。また、ＭＯＳ
ＦＥＴ１には期間で励磁された変圧器２２の励磁電流
が継続して流れる。
は徐々に低下し、変圧器１次巻線電圧ＶＰ１の巻数比に
比例した電圧が出力電圧Ｖｏよりも下回ると、ダイオー
ド１２は阻止状態となり電流が零となる。また、ＭＯＳ
ＦＥＴ１には期間で励磁された変圧器２２の励磁電流
が継続して流れる。
【０００７】期間において、ＭＯＳＦＥＴ１をオフす
ることにより、変圧器２２の励磁電流はスナバコンデン
サ２１およびＭＯＳＦＥＴ１，２の出力容量に転流し、
ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐々に上昇または下降す
る。
ることにより、変圧器２２の励磁電流はスナバコンデン
サ２１およびＭＯＳＦＥＴ１，２の出力容量に転流し、
ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐々に上昇または下降す
る。
【０００８】期間において、ＭＯＳＦＥＴ１の電圧が
直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器２２の励磁電流は
ＭＯＳＦＥＴ２の寄生ダイオードに転流する。このと
き、ＭＯＳＦＥＴ２をオンすることにより、コンデンサ
３→ＭＯＳＦＥＴ２→変圧器１次巻線５を介して共振電
流と変圧器２２の励磁電流が流れ、コンデンサ３を放電
する。また、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄと
コンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２２
はリセットされる。また、このとき変圧器２次巻線９に
発生する電圧をダイオード１３，コンデンサ１４により
整流，平滑し負荷に電力を供給する。
直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器２２の励磁電流は
ＭＯＳＦＥＴ２の寄生ダイオードに転流する。このと
き、ＭＯＳＦＥＴ２をオンすることにより、コンデンサ
３→ＭＯＳＦＥＴ２→変圧器１次巻線５を介して共振電
流と変圧器２２の励磁電流が流れ、コンデンサ３を放電
する。また、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄと
コンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２２
はリセットされる。また、このとき変圧器２次巻線９に
発生する電圧をダイオード１３，コンデンサ１４により
整流，平滑し負荷に電力を供給する。
【０００９】以下、期間からの動作は期間から
と同様なので、説明は省略する。
と同様なので、説明は省略する。
【００１０】こうして、期間からの一連の動作を繰
り返すことにより、直流電源１０から負荷に電力が供給
される。
り返すことにより、直流電源１０から負荷に電力が供給
される。
【００１１】次に、軽負荷時の動作を図８を参照して説
明する。
明する。
【００１２】軽負荷時には、スイッチング周波数が増大
しないように周波数・位相制御回路１９を調整し、変圧
器２次側電流ＩＤ１２，ＩＤ１３が零になった時点より
或る時間が経過してから、ＭＯＳＦＥＴ１またはＭＯＳ
ＦＥＴ２をオフする。ＭＯＳＦＥＴ１，２に流れる電流
ＩＱ１，２は、変圧器２２の励磁電流にほぼ等しくな
る。
しないように周波数・位相制御回路１９を調整し、変圧
器２次側電流ＩＤ１２，ＩＤ１３が零になった時点より
或る時間が経過してから、ＭＯＳＦＥＴ１またはＭＯＳ
ＦＥＴ２をオフする。ＭＯＳＦＥＴ１，２に流れる電流
ＩＱ１，２は、変圧器２２の励磁電流にほぼ等しくな
る。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来例では、各
ＭＯＳＦＥＴは定格負荷から無負荷までデューティ（ｄ
ｕｔｙ）５０％で交互にスイッチングし、負荷の変化に
対して出力電圧検出回路および周波数・位相制御回路を
用いて、変圧器１次巻線に印加される電圧を調整して負
荷に供給する電流を制御することにより、出力電圧を一
定にしている。
ＭＯＳＦＥＴは定格負荷から無負荷までデューティ（ｄ
ｕｔｙ）５０％で交互にスイッチングし、負荷の変化に
対して出力電圧検出回路および周波数・位相制御回路を
用いて、変圧器１次巻線に印加される電圧を調整して負
荷に供給する電流を制御することにより、出力電圧を一
定にしている。
【００１４】しかし、この方法では、定格負荷から無負
荷まで変圧器の励磁インダクタンスに流れる励磁電流の
値がほとんど変化しないため、この励磁電流が無効電流
となり、回路中のインピーダンス（ＭＯＳＦＥＴのオン
抵抗，トランスの巻線抵抗など）によって損失が発生
し、結果的に軽負荷時の効率が低下するという問題があ
る。
荷まで変圧器の励磁インダクタンスに流れる励磁電流の
値がほとんど変化しないため、この励磁電流が無効電流
となり、回路中のインピーダンス（ＭＯＳＦＥＴのオン
抵抗，トランスの巻線抵抗など）によって損失が発生
し、結果的に軽負荷時の効率が低下するという問題があ
る。
【００１５】また、直流電源の正極に接続されるＭＯＳ
ＦＥＴのソース端子の電位が、直流電源の負極に接続さ
れたＭＯＳＦＥＴのソース端子の電位とは異なるため、
正極側のＭＯＳＦＥＴを駆動する信号はパルストランス
などで絶縁するか、またはレベルシフト機能を持った高
価な高耐圧ドライバＩＣが必要となり、装置の大型化や
コストアップを招くことになる。
ＦＥＴのソース端子の電位が、直流電源の負極に接続さ
れたＭＯＳＦＥＴのソース端子の電位とは異なるため、
正極側のＭＯＳＦＥＴを駆動する信号はパルストランス
などで絶縁するか、またはレベルシフト機能を持った高
価な高耐圧ドライバＩＣが必要となり、装置の大型化や
コストアップを招くことになる。
【００１６】したがって、この発明の課題は、無効電流
を低く抑え、高価な部品を不要としてコストを低減する
ことにある。
を低く抑え、高価な部品を不要としてコストを低減する
ことにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、直流電源の正極と負極間
に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとと
もに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線と
の直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、
前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記
変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧
器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、こ
の制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミ
ングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接
続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることによ
り、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波また
は全波整流して直流出力を得ることを特徴とする。
るため、請求項１の発明では、直流電源の正極と負極間
に並列に２つのスイッチ素子の直列回路を接続するとと
もに、少なくとも１つのコンデンサと変圧器１次巻線と
の直列回路を前記スイッチ素子の一方に並列に接続し、
前記直流電源の正極側に接続したスイッチ素子には前記
変圧器の３次巻線からオンオフ信号を与える一方、変圧
器の４次巻線は制御回路の電源用として用い、かつ、こ
の制御回路により４次巻線電圧の正負の切替りのタイミ
ングを検出し、そのタイミングで直流電源の負極側に接
続したスイッチ素子にオンオフ信号を与えることによ
り、変圧器の２次巻線に発生する正負の電圧を半波また
は全波整流して直流出力を得ることを特徴とする。
【００１８】上記請求項１の発明においては、前記直流
電源の負極側に接続したスイッチ素子は、変圧器４次巻
線の電圧の正から負または負から正への切替りから短絡
防止期間を経た後にオンし、そのスイッチ素子のオンま
たは変圧器４次巻線の電圧の切替りタイミングから時間
に比例して増加する参照電圧値を２次側出力電圧検出値
と比較し、この電圧検出値に対して前記参照電圧値が上
回ったとき、前記スイッチ素子をオフさせることによ
り、直流出力電圧を一定とすることができる（請求項２
の発明）。
電源の負極側に接続したスイッチ素子は、変圧器４次巻
線の電圧の正から負または負から正への切替りから短絡
防止期間を経た後にオンし、そのスイッチ素子のオンま
たは変圧器４次巻線の電圧の切替りタイミングから時間
に比例して増加する参照電圧値を２次側出力電圧検出値
と比較し、この電圧検出値に対して前記参照電圧値が上
回ったとき、前記スイッチ素子をオフさせることによ
り、直流出力電圧を一定とすることができる（請求項２
の発明）。
【００１９】この請求項２の発明においては、前記参照
電圧の最小値が前記２次側出力電圧検出値の最小値より
も大きくなるように、一定のオフセットを持たせること
ができ（請求項３の発明）、これら請求項２または３の
発明においては、前記２次側出力電圧検出値が前記参照
電圧を上回ったことを検出したときは、或る一定の周波
数で発振する矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がり
のタイミングで、前記直流電源の負極側に接続したスイ
ッチ素子に駆動信号を与えることにより、前記ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの誤停止を防止することができる（請求項
４の発明）。
電圧の最小値が前記２次側出力電圧検出値の最小値より
も大きくなるように、一定のオフセットを持たせること
ができ（請求項３の発明）、これら請求項２または３の
発明においては、前記２次側出力電圧検出値が前記参照
電圧を上回ったことを検出したときは、或る一定の周波
数で発振する矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がり
のタイミングで、前記直流電源の負極側に接続したスイ
ッチ素子に駆動信号を与えることにより、前記ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの誤停止を防止することができる（請求項
４の発明）。
【００２０】上記請求項１の発明においては、前記変圧
器４次巻線の電圧の正から負または負から正への切替り
の有無を検出し、切替りの無いことを検出したときは、
前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子に駆動信
号を与えることにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの誤
停止を防止することができ（請求項５の発明）、また
は、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子がオ
ンしている途中で、直流電源の正極側に接続したスイッ
チ素子がオンすることを変圧器４次巻線の電圧から検出
したときは、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ
素子をオフすることにより、アーム短絡を防止すること
ができ（請求項６の発明）、もしくは、前記直流電源の
正極側に接続したスイッチ素子を間欠発振駆動させる間
欠信号のスイッチング停止期間からスイッチング期間に
切替わるタイミングについて、直流電源の正極に接続し
たスイッチ素子がオフしていることを変圧器４次巻線の
電圧から検出したときは、間欠信号をスイッチング停止
期間からスイッチング期間に切り替えてアーム短絡を防
止することができる（請求項７の発明）。
器４次巻線の電圧の正から負または負から正への切替り
の有無を検出し、切替りの無いことを検出したときは、
前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子に駆動信
号を与えることにより、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの誤
停止を防止することができ（請求項５の発明）、また
は、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ素子がオ
ンしている途中で、直流電源の正極側に接続したスイッ
チ素子がオンすることを変圧器４次巻線の電圧から検出
したときは、前記直流電源の負極側に接続したスイッチ
素子をオフすることにより、アーム短絡を防止すること
ができ（請求項６の発明）、もしくは、前記直流電源の
正極側に接続したスイッチ素子を間欠発振駆動させる間
欠信号のスイッチング停止期間からスイッチング期間に
切替わるタイミングについて、直流電源の正極に接続し
たスイッチ素子がオフしていることを変圧器４次巻線の
電圧から検出したときは、間欠信号をスイッチング停止
期間からスイッチング期間に切り替えてアーム短絡を防
止することができる（請求項７の発明）。
【００２１】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の実施の形態を示
す回路図である。
す回路図である。
【００２２】これは、図６に示す従来回路の変圧器２２
に、変圧器３次巻線６および４次巻線７を付加して変圧
器４とし、変圧器３次巻線６をＭＯＳＦＥＴ２のゲート
に抵抗１６を介して接続し、変圧器４次巻線７の電圧Ｖ
Ｐ４をダイオード１１およびコンデンサ１５により半波
整流して制御回路１８の電源電圧とし、変圧器４次巻線
７をその電圧の切替りを検出するために制御回路１８に
接続した点が特徴である。なお、ＭＯＳＦＥＴ２と並列
に接続されるスナバコンデンサは、ここでは図示を省略
した。
に、変圧器３次巻線６および４次巻線７を付加して変圧
器４とし、変圧器３次巻線６をＭＯＳＦＥＴ２のゲート
に抵抗１６を介して接続し、変圧器４次巻線７の電圧Ｖ
Ｐ４をダイオード１１およびコンデンサ１５により半波
整流して制御回路１８の電源電圧とし、変圧器４次巻線
７をその電圧の切替りを検出するために制御回路１８に
接続した点が特徴である。なお、ＭＯＳＦＥＴ２と並列
に接続されるスナバコンデンサは、ここでは図示を省略
した。
【００２３】図２に図１のタイミングチャートを示す。
以下、その動作について図１も参照して説明する。
以下、その動作について図１も参照して説明する。
【００２４】まず、期間においてＭＯＳＦＥＴ１は、
変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４が負から正へ切り替わる
タイミングから、短絡防止期間Ｔｄを経たのちにオンす
る。これにより、コンデンサ３と変圧器４の漏れインダ
クタンスによる共振電流と変圧器４の励磁電流が、直流
電源１０→コンデンサ３→変圧器１次巻線５→ＭＯＳＦ
ＥＴ１を介して流れ、コンデンサ３が充電される。この
とき、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄとコンデ
ンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２次巻線８
に発生する電圧をダイオード１２，コンデンサ１４によ
り整流，平滑し負荷に電力を供給する。
変圧器４次巻線７の電圧ＶＰ４が負から正へ切り替わる
タイミングから、短絡防止期間Ｔｄを経たのちにオンす
る。これにより、コンデンサ３と変圧器４の漏れインダ
クタンスによる共振電流と変圧器４の励磁電流が、直流
電源１０→コンデンサ３→変圧器１次巻線５→ＭＯＳＦ
ＥＴ１を介して流れ、コンデンサ３が充電される。この
とき、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄとコンデ
ンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２次巻線８
に発生する電圧をダイオード１２，コンデンサ１４によ
り整流，平滑し負荷に電力を供給する。
【００２５】ＭＯＳＦＥＴ１のオフは、変圧器１次巻線
の電圧ＶＰ１の負より正に切り替わるタイミングから、
制御回路１８内において、時間に比例して増加する参照
信号値と出力電圧検出回路１７からの２次側出力電圧検
出値（図２では、出力電圧指令値として示す）とを比較
し、参照信号値が出力電圧検出値を上回ったときに行な
われる。また、制御回路１８は参照信号値が出力電圧検
出値を上回る前に、負荷の状態などにより変圧器４次巻
線７の電圧ＶＰ４が下降した場合（変圧器３次巻線６の
電圧ＶＰ３は上昇する）、ＶＰ４の正から負に切り替わ
るタイミングを検出して、ＭＯＳＦＥＴ１をオフさせ
る。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１がオンしている途中
で、ＭＯＳＦＥＴ２がオンするといったアーム短絡の発
生が防止される。ＭＯＳＦＥＴ１がオフすると、変圧器
１次巻線５の電圧ＶＰ１は正から負に切り替わる。変圧
器３次巻線６と変圧器４次巻線７には、変圧器１次巻線
５の巻数比に比例した電圧が発生する。その電圧の極性
は変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が正で、変圧器４次巻
線７の電圧ＶＰ４が負となる。ＭＯＳＦＥＴ１がオフす
るタイミングでは、ダイオード１２に流れる電流は零と
なっており、ＭＯＳＦＥＴ１がオフする電流は変圧器４
の励磁電流のみとなる。
の電圧ＶＰ１の負より正に切り替わるタイミングから、
制御回路１８内において、時間に比例して増加する参照
信号値と出力電圧検出回路１７からの２次側出力電圧検
出値（図２では、出力電圧指令値として示す）とを比較
し、参照信号値が出力電圧検出値を上回ったときに行な
われる。また、制御回路１８は参照信号値が出力電圧検
出値を上回る前に、負荷の状態などにより変圧器４次巻
線７の電圧ＶＰ４が下降した場合（変圧器３次巻線６の
電圧ＶＰ３は上昇する）、ＶＰ４の正から負に切り替わ
るタイミングを検出して、ＭＯＳＦＥＴ１をオフさせ
る。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１がオンしている途中
で、ＭＯＳＦＥＴ２がオンするといったアーム短絡の発
生が防止される。ＭＯＳＦＥＴ１がオフすると、変圧器
１次巻線５の電圧ＶＰ１は正から負に切り替わる。変圧
器３次巻線６と変圧器４次巻線７には、変圧器１次巻線
５の巻数比に比例した電圧が発生する。その電圧の極性
は変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が正で、変圧器４次巻
線７の電圧ＶＰ４が負となる。ＭＯＳＦＥＴ１がオフす
るタイミングでは、ダイオード１２に流れる電流は零と
なっており、ＭＯＳＦＥＴ１がオフする電流は変圧器４
の励磁電流のみとなる。
【００２６】期間において、ＭＯＳＦＥＴ１をオフす
ることにより、変圧器４の励磁電流はＭＯＳＦＥＴ１，
２の出力容量に転流し、ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐
々に上昇または下降する。
ることにより、変圧器４の励磁電流はＭＯＳＦＥＴ１，
２の出力容量に転流し、ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐
々に上昇または下降する。
【００２７】期間において、ＭＯＳＦＥＴ１の電圧が
直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器４の励磁電流はＭ
ＯＳＦＥＴ２の寄生ダイオードに転流する。このとき、
変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３がＭＯＳＦＥＴ２のゲー
トしきい値を越えるとＭＯＳＦＥＴ２がオンし、コンデ
ンサ３→ＭＯＳＦＥＴ２→変圧器１次巻線５を介して共
振電流と変圧器４の励磁電流が流れ、コンデンサ３を放
電する。また、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄ
とコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２
次巻線９に発生する電圧をダイオード１３，コンデンサ
１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。共振電
流が下降してくると変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が下
降し、それがＭＯＳＦＥＴ２のゲートしきい値以下にな
ると、ＭＯＳＦＥＴ２はオフする。ＭＯＳＦＥＴ２がオ
フするタイミングでは、ダイオード１３に流れる電流は
零となっており、ＭＯＳＦＥＴ２がオフする電流は変圧
器４の励磁電流のみとなる。
直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器４の励磁電流はＭ
ＯＳＦＥＴ２の寄生ダイオードに転流する。このとき、
変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３がＭＯＳＦＥＴ２のゲー
トしきい値を越えるとＭＯＳＦＥＴ２がオンし、コンデ
ンサ３→ＭＯＳＦＥＴ２→変圧器１次巻線５を介して共
振電流と変圧器４の励磁電流が流れ、コンデンサ３を放
電する。また、変圧器１次巻線５には直流電源電圧Ｅｄ
とコンデンサ３との差電圧ＶＰ１が印加され、変圧器２
次巻線９に発生する電圧をダイオード１３，コンデンサ
１４により整流，平滑し負荷に電力を供給する。共振電
流が下降してくると変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が下
降し、それがＭＯＳＦＥＴ２のゲートしきい値以下にな
ると、ＭＯＳＦＥＴ２はオフする。ＭＯＳＦＥＴ２がオ
フするタイミングでは、ダイオード１３に流れる電流は
零となっており、ＭＯＳＦＥＴ２がオフする電流は変圧
器４の励磁電流のみとなる。
【００２８】期間においてＭＯＳＦＥＴ２がオフする
と、変圧器１次巻線５の電圧ＶＰ１は負から正になる。
変圧器３次巻線６と変圧器４次巻線７には、変圧器１次
巻線５の巻数比に比例した電圧が発生する。その電圧の
極性は変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が負で、変圧器４
次巻線７の電圧ＶＰ４が正となる。変圧器４の励磁電流
はコンデンサ３およびＭＯＳＦＥＴ１，２の寄生容量に
転流し、ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐々に下降または
上昇する。期間においてＭＯＳＦＥＴ２の電圧ＶＱ２
が直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器４の励磁電流は
ＭＯＳＦＥＴ１の寄生ダイオードに転流する。以後この
一連の動作を繰り返すことにより、直流電源１０から負
荷に電力が供給される。
と、変圧器１次巻線５の電圧ＶＰ１は負から正になる。
変圧器３次巻線６と変圧器４次巻線７には、変圧器１次
巻線５の巻数比に比例した電圧が発生する。その電圧の
極性は変圧器３次巻線６の電圧ＶＰ３が負で、変圧器４
次巻線７の電圧ＶＰ４が正となる。変圧器４の励磁電流
はコンデンサ３およびＭＯＳＦＥＴ１，２の寄生容量に
転流し、ＭＯＳＦＥＴ１，２の電圧は徐々に下降または
上昇する。期間においてＭＯＳＦＥＴ２の電圧ＶＱ２
が直流電源電圧Ｅｄに達すると、変圧器４の励磁電流は
ＭＯＳＦＥＴ１の寄生ダイオードに転流する。以後この
一連の動作を繰り返すことにより、直流電源１０から負
荷に電力が供給される。
【００２９】なお、出力電圧検出回路１７の出力段は、
２次側からの信号を電気的に絶縁するためフォトカプラ
を用いるのが一般的であるが、フォトカプラの２次側は
トランジスタ構造となっているため、出力電圧検出値の
最小値はフォトカプラの２次側トランジスタのえん層電
圧以下には低下しない。従って、参照電圧信号の最小値
が出力電圧検出値の最小値よりも小さい場合、スイッチ
ング周期毎に常にＭＯＳＦＥＴ１がオンオフするため、
軽負荷時や負荷急変時に２次側出力電圧が設定電圧を越
えて過電圧になることがある。
２次側からの信号を電気的に絶縁するためフォトカプラ
を用いるのが一般的であるが、フォトカプラの２次側は
トランジスタ構造となっているため、出力電圧検出値の
最小値はフォトカプラの２次側トランジスタのえん層電
圧以下には低下しない。従って、参照電圧信号の最小値
が出力電圧検出値の最小値よりも小さい場合、スイッチ
ング周期毎に常にＭＯＳＦＥＴ１がオンオフするため、
軽負荷時や負荷急変時に２次側出力電圧が設定電圧を越
えて過電圧になることがある。
【００３０】この問題に対し、ここでは上記参照電圧信
号に対しその最小値が、出力電圧検出回路１７からの出
力の最小値よりも大きくなるようにオフセットを持た
せ、さらに出力電圧検出回路１７からの出力値が参照電
圧信号の最小値よりも小さくなった場合はＭＯＳＦＥＴ
１のオンを抑止し、スイッチングを継続しないようにす
ることで、２次側出力電圧の過電圧を防ぐようにしてい
る。
号に対しその最小値が、出力電圧検出回路１７からの出
力の最小値よりも大きくなるようにオフセットを持た
せ、さらに出力電圧検出回路１７からの出力値が参照電
圧信号の最小値よりも小さくなった場合はＭＯＳＦＥＴ
１のオンを抑止し、スイッチングを継続しないようにす
ることで、２次側出力電圧の過電圧を防ぐようにしてい
る。
【００３１】図３を参照して、この発明によるＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの誤停止を抑止するための制御回路１８の
動作につき説明する。
Ｃコンバータの誤停止を抑止するための制御回路１８の
動作につき説明する。
【００３２】期間は負荷急変が発生して出力電圧Ｖｏ
が上昇し、フィードバック制御により電圧指令値が下降
した状態（スイッチング停止）を示す。また、回路の動
作状態によりコンデンサ３に電荷が残った状態でＭＯＳ
ＦＥＴ１，２が停止していることを示す。コンデンサ３
の電荷は回路中のインピーダンスにより徐々に放電す
る。期間は、変圧器４次巻線７の電圧切替りが無くな
ったことを検出して動作する、第１の誤停止抑止回路が
動作失敗したときの状態を示す。このとき、コンデンサ
３が充分放電していないときには、変圧器１次巻線５に
印加される電圧が小さくなり、ＭＯＳＦＥＴ１に駆動信
号を与えても変圧器３次巻線６，４次巻線７に発生する
電圧も小さくなり、スイッチングが継続できない場合が
ある。
が上昇し、フィードバック制御により電圧指令値が下降
した状態（スイッチング停止）を示す。また、回路の動
作状態によりコンデンサ３に電荷が残った状態でＭＯＳ
ＦＥＴ１，２が停止していることを示す。コンデンサ３
の電荷は回路中のインピーダンスにより徐々に放電す
る。期間は、変圧器４次巻線７の電圧切替りが無くな
ったことを検出して動作する、第１の誤停止抑止回路が
動作失敗したときの状態を示す。このとき、コンデンサ
３が充分放電していないときには、変圧器１次巻線５に
印加される電圧が小さくなり、ＭＯＳＦＥＴ１に駆動信
号を与えても変圧器３次巻線６，４次巻線７に発生する
電圧も小さくなり、スイッチングが継続できない場合が
ある。
【００３３】期間では、出力電圧Ｖｏが正常値に戻
り、電圧指令値が上昇し、さらにコンデンサ３の電荷が
充分放電された状態を示す。このとき、或る周波数の矩
形波信号の変化（ここでは立ち上がり）のタイミング
で、ＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号（第２の誤停止抑止信
号）を与えることにより、変圧器３次巻線６，４次巻線
７に充分電圧が発生し、ＭＯＳＦＥＴ１，２は繰り返し
スイッチングを行なうことができる。なお、コンデンサ
３の放電を促進するために、コンデンサ３と並列に放電
抵抗を接続することができる。
り、電圧指令値が上昇し、さらにコンデンサ３の電荷が
充分放電された状態を示す。このとき、或る周波数の矩
形波信号の変化（ここでは立ち上がり）のタイミング
で、ＭＯＳＦＥＴ１の駆動信号（第２の誤停止抑止信
号）を与えることにより、変圧器３次巻線６，４次巻線
７に充分電圧が発生し、ＭＯＳＦＥＴ１，２は繰り返し
スイッチングを行なうことができる。なお、コンデンサ
３の放電を促進するために、コンデンサ３と並列に放電
抵抗を接続することができる。
【００３４】図４にこの発明によるＤＣ／ＤＣコンバー
タの間欠動作を説明するタイムチャートを示す。
タの間欠動作を説明するタイムチャートを示す。
【００３５】この間欠動作は、軽負荷の際に意図的にＭ
ＯＳＦＥＴのスイッチングを停止させることで、各部で
発生する損失を低減し、入力電力を低く抑えるためのも
のである。間欠動作時においてスイッチング停止期間が
短いと、ＭＯＳＦＥＴ１のスイッチングを停止させて
も、変圧器３次巻線６の電圧変化はすぐには停止しない
ため、ＭＯＳＦＥＴ２はスイッチングを継続する。スイ
ッチング停止期間が終了しＭＯＳＦＥＴ１をオンさせる
とき、ＭＯＳＦＥＴ２がオンであると直流電源１０→Ｍ
ＯＳＦＥＴ２→ＭＯＳＦＥＴ１の経路で大電流が流れ
（アーム短絡）、回路が破壊するおそれがある。従っ
て、制御回路１８により変圧器４次巻線７を監視し、Ｍ
ＯＳＦＥＴ２がオフになっている状態のとき（電圧ＶＰ
４が正電圧または変圧器４次巻線７の電圧の切替わりが
停止しているとき）に、再起動信号を出してＭＯＳＦＥ
Ｔ１をオンするようにする。
ＯＳＦＥＴのスイッチングを停止させることで、各部で
発生する損失を低減し、入力電力を低く抑えるためのも
のである。間欠動作時においてスイッチング停止期間が
短いと、ＭＯＳＦＥＴ１のスイッチングを停止させて
も、変圧器３次巻線６の電圧変化はすぐには停止しない
ため、ＭＯＳＦＥＴ２はスイッチングを継続する。スイ
ッチング停止期間が終了しＭＯＳＦＥＴ１をオンさせる
とき、ＭＯＳＦＥＴ２がオンであると直流電源１０→Ｍ
ＯＳＦＥＴ２→ＭＯＳＦＥＴ１の経路で大電流が流れ
（アーム短絡）、回路が破壊するおそれがある。従っ
て、制御回路１８により変圧器４次巻線７を監視し、Ｍ
ＯＳＦＥＴ２がオフになっている状態のとき（電圧ＶＰ
４が正電圧または変圧器４次巻線７の電圧の切替わりが
停止しているとき）に、再起動信号を出してＭＯＳＦＥ
Ｔ１をオンするようにする。
【００３６】図５はこの発明の第２の実施の形態を示す
回路図である。
回路図である。
【００３７】同図からも明らかなように、この例は変圧
器２４の２次巻線に発生する電圧を半波整流するのにフ
ライバック接続とした点が特徴である。したがって、直
流電源１０から負荷への電力供給は、ＭＯＳＦＥＴ１が
オフになったときのみ行なわれる。なお、その他は図１
と同様なので詳細は省略する。
器２４の２次巻線に発生する電圧を半波整流するのにフ
ライバック接続とした点が特徴である。したがって、直
流電源１０から負荷への電力供給は、ＭＯＳＦＥＴ１が
オフになったときのみ行なわれる。なお、その他は図１
と同様なので詳細は省略する。
【００３８】
【発明の効果】この発明によれば、入力電圧や負荷の変
化に対し、スイッチング周波数の変化に加えてパルス幅
制御を行なうようにしたので、軽負荷時に負極に接続し
たスイッチ素子のオン時間を狭められるため、無効電流
による回路中のインピーダンスで発生する損失を低減で
き、軽負荷時の効率低下を抑制することができる。ま
た、高電圧（正極）側のスイッチ素子を駆動するに当た
り、比較的高価な高耐圧ドライバＩＣまたはパルストラ
ンスを不要にできるため、コストの低減と回路の小型化
が可能になる、という利点がもたらされる。
化に対し、スイッチング周波数の変化に加えてパルス幅
制御を行なうようにしたので、軽負荷時に負極に接続し
たスイッチ素子のオン時間を狭められるため、無効電流
による回路中のインピーダンスで発生する損失を低減で
き、軽負荷時の効率低下を抑制することができる。ま
た、高電圧（正極）側のスイッチ素子を駆動するに当た
り、比較的高価な高耐圧ドライバＩＣまたはパルストラ
ンスを不要にできるため、コストの低減と回路の小型化
が可能になる、という利点がもたらされる。
【００３９】加えて、２次側出力電圧検出値が参照電圧
の最小値よりも下回るようにすることで、２次側出力電
圧が設定電圧より大きく上昇しようとした場合には、直
流電源の負極側のスイッチ素子をオフ状態として不要な
スイッチングを抑止するため、スイッチ素子の発生損失
が軽減されるとともに２次側出力電圧の過電圧が防止で
きる。
の最小値よりも下回るようにすることで、２次側出力電
圧が設定電圧より大きく上昇しようとした場合には、直
流電源の負極側のスイッチ素子をオフ状態として不要な
スイッチングを抑止するため、スイッチ素子の発生損失
が軽減されるとともに２次側出力電圧の過電圧が防止で
きる。
【００４０】これに対し、２次側出力電圧検出値が参照
電圧を上回ったことを検出したときは、或る一定の周波
数で発振する矩形波信号の立上がりまたは立下がりのタ
イミングで、直流電源の負極側に接続したスイッチ素子
に駆動信号を与えることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ
の誤停止を防止できるので、信頼性の高い電源を構築で
きる。
電圧を上回ったことを検出したときは、或る一定の周波
数で発振する矩形波信号の立上がりまたは立下がりのタ
イミングで、直流電源の負極側に接続したスイッチ素子
に駆動信号を与えることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ
の誤停止を防止できるので、信頼性の高い電源を構築で
きる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図２】図１の動作を説明するためのタイムチャートで
ある。
ある。
【図３】図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける誤停止の
防止動作説明図である。
防止動作説明図である。
【図４】図１における間欠動作時のアーム短絡の防止動
作説明図である。
作説明図である。
【図５】この発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図６】従来例を示す回路図である。
【図７】図６の動作を説明するためのタイムチャートで
ある。
ある。
【図８】図６における軽負荷時の動作説明図である。
１，２…ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トラ
ンジスタ）、３，１４，１５…コンデンサ、４，２２，
２４…変圧器、５…変圧器１次巻線、６…変圧器３次巻
線、７…変圧器４次巻線、８，９…変圧器２次巻線、１
０…直流電源、１１，１２，１３…ダイオード、１６…
抵抗、１７…出力電圧検出回路、１８…制御回路、１９
…周波数・位相制御回路、２０…高耐圧ドライバＩＣ、
２１…スナバコンデンサ。
ンジスタ）、３，１４，１５…コンデンサ、４，２２，
２４…変圧器、５…変圧器１次巻線、６…変圧器３次巻
線、７…変圧器４次巻線、８，９…変圧器２次巻線、１
０…直流電源、１１，１２，１３…ダイオード、１６…
抵抗、１７…出力電圧検出回路、１８…制御回路、１９
…周波数・位相制御回路、２０…高耐圧ドライバＩＣ、
２１…スナバコンデンサ。
Claims (7)
- 【請求項１】 直流電源の正極と負極間に並列に２つの
スイッチ素子の直列回路を接続するとともに、少なくと
も１つのコンデンサと変圧器１次巻線との直列回路を前
記スイッチ素子の一方に並列に接続し、前記直流電源の
正極側に接続したスイッチ素子には前記変圧器の３次巻
線からオンオフ信号を与える一方、変圧器の４次巻線は
制御回路の電源用として用い、かつ、この制御回路によ
り４次巻線電圧の正負の切替りのタイミングを検出し、
そのタイミングで直流電源の負極側に接続したスイッチ
素子にオンオフ信号を与えることにより、変圧器の２次
巻線に発生する正負の電圧を半波または全波整流して直
流出力を得ることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記直流電源の負極側に接続したスイッ
チ素子は、変圧器４次巻線の電圧の正から負または負か
ら正への切替りから短絡防止期間を経た後にオンとし、
そのスイッチ素子のオンまたは変圧器４次巻線の電圧の
切替りタイミングから時間に比例して増加する参照電圧
値を２次側出力電圧検出値と比較し、この電圧検出値に
対して前記参照電圧値が上回ったとき、前記スイッチ素
子をオフさせることにより、直流出力電圧を一定とする
ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバー
タの制御方法。 - 【請求項３】 前記参照電圧の最小値が前記２次側出力
電圧検出値の最小値よりも大きくなるように、一定のオ
フセットを持たせることを特徴とする請求項２に記載の
ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 【請求項４】 前記２次側出力電圧検出値が前記参照電
圧を上回ったことを検出したときは、或る一定の周波数
で発振する矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がりの
タイミングで、前記直流電源の負極側に接続したスイッ
チ素子に駆動信号を与えることにより、前記ＤＣ／ＤＣ
コンバータの誤停止を防止することを特徴とする請求項
２または３のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータの
制御方法。 - 【請求項５】 前記変圧器４次巻線の電圧の正から負ま
たは負から正への切替りの有無を検出し、切替りの無い
ことを検出したときは、前記直流電源の負極側に接続し
たスイッチ素子に駆動信号を与えることにより、前記Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータの誤停止を防止することを特徴とす
る請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。 - 【請求項６】 前記直流電源の負極側に接続したスイッ
チ素子がオンしている途中で、直流電源の正極側に接続
したスイッチ素子がオンすることを変圧器４次巻線の電
圧から検出したときは、前記直流電源の負極側に接続し
たスイッチ素子をオフすることにより、アーム短絡を防
止することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコ
ンバータの制御方法。 - 【請求項７】 前記直流電源の正極側に接続したスイッ
チ素子を間欠発振駆動させる間欠信号のスイッチング停
止期間からスイッチング期間に切替わるタイミングにつ
いて、直流電源の正極に接続したスイッチ素子がオフし
ていることを変圧器４次巻線の電圧から検出したとき
は、間欠信号をスイッチング停止期間からスイッチング
期間に切り替えてアーム短絡を防止することを特徴とす
る請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001074656A JP4423458B2 (ja) | 2000-11-10 | 2001-03-15 | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
| US09/992,545 US6483722B2 (en) | 2000-11-10 | 2001-11-07 | DC/DC converter and control method thereof |
| DE10154776A DE10154776A1 (de) | 2000-11-10 | 2001-11-08 | Gleichstromwandler und Verfahren zu seiner Herstellung |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000342864 | 2000-11-10 | ||
| JP2000-342864 | 2000-11-10 | ||
| JP2001074656A JP4423458B2 (ja) | 2000-11-10 | 2001-03-15 | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002209381A true JP2002209381A (ja) | 2002-07-26 |
| JP2002209381A5 JP2002209381A5 (ja) | 2006-05-25 |
| JP4423458B2 JP4423458B2 (ja) | 2010-03-03 |
Family
ID=26603723
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001074656A Expired - Fee Related JP4423458B2 (ja) | 2000-11-10 | 2001-03-15 | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6483722B2 (ja) |
| JP (1) | JP4423458B2 (ja) |
| DE (1) | DE10154776A1 (ja) |
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| WO2013021857A1 (ja) * | 2011-08-11 | 2013-02-14 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
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| WO2023007839A1 (ja) | 2021-07-29 | 2023-02-02 | スミダコーポレーション株式会社 | 出力安定化回路及びｄｃｄｃコンバータ回路 |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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