JP2000139074A - 電源装置 - Google Patents
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- JP2000139074A JP2000139074A JP10308784A JP30878498A JP2000139074A JP 2000139074 A JP2000139074 A JP 2000139074A JP 10308784 A JP10308784 A JP 10308784A JP 30878498 A JP30878498 A JP 30878498A JP 2000139074 A JP2000139074 A JP 2000139074A
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Abstract
供する。 【解決手段】主スイッチ素子10に流れる電流を検出す
る電流検出回路30と、電流検出回路30の出力から、
主スイッチ素子10に流れた電流の向きを検出し、導通
期間中に逆電流I10が流れた場合、主スイッチ素子10
の導通期間を長くする。主スイッチ素子10に流れる電
流量が増えるので、逆電流が消滅し、並列接続された各
電源装置3の電流負担が均等化される。
Description
特に、複数台を並列接続して運転させるのに適した同期
整流型の電源装置に関する。
では、高効率の同期整流型の電源装置が主流になってい
る。
の電源装置であり、一側電圧供給回路211と、主スイ
ッチ素子210と、トランス220と、第1、第2の整
流素子206、207と、インダクタンス素子208
と、出力コンデンサ209とを有している。トランス2
20は、一次巻線221と二次巻線222とで構成され
ており、主スイッチ素子210と、第1、第2の整流素
子206、207は、それぞれnチャネルMOSFET
で構成されている。
回路211の高電圧側の端子に接続されており、他端
は、主スイッチ素子210のドレイン端子に接続されて
いる。
次側のグラウンド電位に接続されており、ドレイン端子
は一次巻線221の一端に接続されている。主スイッチ
素子210のゲート端子は制御回路203に接続されて
おり、制御回路203の出力信号によって、導通と遮断
を繰り返すように構成されている。一次側電圧供給回路
211は、商用の交流電圧を変換し、直流電圧を生成し
ており、一次側整流回路221が出力する直流電圧は、
一次巻線221と主スイッチ素子210の直列接続回路
に印加されるように構成されている。
ス素子208の一端が接続されており、該インダクタン
ス素子208の他端は二次側の出力端子223にされて
いる。他方、二次巻線222の他端には、第1の二次側
整流素子206のドレイン端子が接続されており、該第
1の二次側整流素子206のソース端子は、グラウンド
端子224にされている。
クタンス素子208を介して出力端子223に接続され
ており、他端は、第1の二次側整流素子206を介して
グラウンド端子224に接続されている。
には、第2の二次側整流素子207のソース端子が接続
されている。該第2の二次側整流素子207のドレイン
端子は、二次巻線222とインダクタンス素子208が
接続された部分に接続されている。
は、二次巻線222とインダクタンス素子208が接続
された部分に接続されており、他方、第2の二次側整流
素子207のゲート端子は、二次巻線222と第1の二
次側整流素子206とが接続された部分に接続されてい
る。
次巻線221の一次側電圧供給回路211側の一端と、
二次巻線222の出力端子223側の一端とが同極性に
なるように磁気結合されており、主スイッチ素子210
が導通し、トランス220内の一次巻線221に、一次
側電圧供給回路211から供給される電流I1が流れる
と、二次巻線222の出力端子223側に正電圧、グラ
ウンド端子224側に負電圧が誘起される。
第1の二次側整流素子206のドレイン端子の電位がソ
ース端子の電位よりも低くなる。このとき、第1の二次
側整流素子206内の寄生ダイオードが順バイアスされ
るが、ゲート端子には、二次巻線222に誘起された電
圧により、正電圧が印加されているので、第1の二次側
整流素子206は、通常動作とは逆方向に導通し、ソー
ス端子側からドレイン端子側に向け、図7(a)の電流I
2を流す。
整流素子206の寄生ダイオードを導通させない程度に
小さくなっており、この電流I2が流れると、出力端子
223とグラウンド端子224の間に接続された出力コ
ンデンサ209及び負荷212に、低損失で電力が供給
される。
方向に導通している間)、二次巻線222に誘起された
電圧により、第2の二次側整流素子207のドレイン端
子には、ソース端子よりも高い電圧が印加されており、
また、ゲート端子には負電圧が印加されているから、第
2の二次側整流素子207には電流は流れない。
断に転じると、二次巻線222の出力端子223側の一
端に負電圧、グラウンド端子224側の一端に正電圧が
誘起される。その電圧により、電流I2を流していた第
1の二次側整流素子206のドレイン端子の電位がソー
ス端子の電位よりも高くなり、また、ゲート端子には負
電圧が印加されるので、第1の二次側整流素子206は
遮断する。
は、二次巻線222に誘起された電圧により、ゲート端
子に正電圧が印加されるから、導通可能な状態になる。
また、第2の二次側整流素子207は、インダクタンス
素子208に生じた起電力により、ドレイン端子の電位
がソース端子の電位よりも低くなるから、逆方向に導通
し、インダクタンス素子208に蓄積された磁気エネル
ギーにより、同図(b)に示すように、負荷212に電力
を供給する方向の電流I3を流す。
圧発生回路が設けられており、PWM方式で主スイッチ
素子210を駆動しており、スイッチングの周期が一定
になっている。
ド型であるため、出力端子223の出力電圧は、主スイ
ッチ素子210の導通時間と、一次側電圧供給回路21
1が出力する電圧、一次巻線221と二次巻線222の
巻線比によって決まる。
ウンド端子224間の出力電圧を検出しており、主スイ
ッチ素子210の導通時間を制御しているので、一次側
電圧供給回路211の電圧変動等により、一次側電圧供
給回路211の電圧が変動しても、出力電圧は一定に維
持されている。
し、出力電流を増やすことができる。しかしながら、複
数台の電源装置202を並列接続する場合には、出力電
圧が完全に一致せず、そのため、各電源202のうち、
出力電圧が高く設定されているものから、負荷212が
消費するよりも大きな出力電流が出力され、余分な電流
は、出力電圧が低く設定されている電源装置に流入して
しまう。
を並列接続して運転する場合を示しており、一方の電源
装置2021側から、他方の電源装置2022に向けて、
電流I5が流入している。
と、一次巻線2212に電圧が誘起され、その電圧によ
って、主スイッチ素子2102のドレイン端子に負電圧
が印加される。そのとき、主スイッチ素子210のゲー
ト端子に正電圧が印加されていると、主スイッチ素子2
102のソース端子からドレイン端子に向けて逆電流I6
が流れてしまい、その結果、並列接続された電源装置全
体の効率を悪化させ、また、各電源装置2021、20
22の劣化を早めてしまうという問題がある。
の不都合を解決するために創作されたものであり、その
目的は、逆電流が流れない同期整流型の電源装置を提供
することにある。
に、請求項1記載の発明は、互いに磁気結合された一次
巻線と二次巻線が設けられたトランスと、前記一次巻線
に直列接続された主スイッチ素子と、前記一次巻線と前
記主スイッチ素子に電流を供給する一次側電圧供給回路
と、前記二次巻線に直列接続されたインダクタンス素子
とを有し、前記主スイッチ素子の導通と遮断を制御する
制御回路と、前記主スイッチ素子が導通し、前記一次側
電圧供給回路から、前記一次巻線に電流が供給される導
通期間と、前記主スイッチ素子が遮断する遮断期間とが
交互に繰り返され、少なくとも、前記導通期間中には、
前記二次巻線に誘起された電圧により、該二次巻線と前
記インダクタンス素子とに電流が流されるように構成さ
れた電源装置であって、前記主スイッチ素子に流れる電
流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の出力
から、前記主スイッチ素子に流れる電流の向きを検出す
る逆電流抑制回路が設けられたことを特徴とする。
源装置であって、前記電流検出回路は、一次側検出巻線
と、前記一次側検出巻線と磁気結合された二次側検出巻
線とを有し、前記主スイッチ素子に電流が流れたとき
に、前記一次側検出巻線にも電流が流れるように構成さ
れ、前記逆電流抑制回路は、前記二次側検出巻線に誘起
された電圧を検出するように構成されたことを特徴とす
る電源装置。
源装置であって、前記一次側検出巻線は、前記主スイッ
チ素子に直列接続されたことを特徴とする。
源装置であって、前記一次側検出巻線は、前記二次巻線
に直列接続されたことを特徴とする。
項4のいずれか1項記載の電源装置であって、前記電流
検出回路の出力が、前記一次側電圧供給回路から供給さ
れる電流とは逆向の逆電流が前記主スイッチ素子に流れ
たことを前記導通期間中に示した場合には、前記逆電流
抑制回路は、前記導通期間を長くさせるように構成され
たことを特徴とする。
源装置であって、前記逆電流抑制回路は前記制御回路を
制御し、前記導通期間を長くするように構成されたこと
を特徴とする。
源装置であって、前記制御回路には、前記出力電圧をサ
ンプリングした電圧と基準電圧との差電圧を増幅する増
幅器と、所定周波数で発振する発振器と、前記増幅器が
出力する電圧と、前記発振器が出力する電圧とを比較す
る比較器とが設けられ、前記比較器の比較結果を示す電
圧が前記主スイッチ素子に出力されるように構成され、
前記出力電圧の変動量に応じて、前記主スイッチ素子の
前記導通期間と前記遮断期間のいずれか一方又は両方を
変化させ、前記出力電圧を一定に維持するように構成さ
れたことを特徴とする。
源装置であって、前記逆電流抑制回路は、前記増幅器の
非反転入力端子に入力される電圧と、反転入力端子に入
力される電圧の、いずれか一方又は両方の電圧を操作す
ることで、前記比較器が出力する電圧を制御するように
構成されたことを特徴とする。
源装置であって、前記逆電流抑制回路は、前記比較器に
入力される電圧を操作し、該比較器が出力する電圧を制
御するように構成されたことを特徴とする。
求項6のいずれか1項記載の電源装置であって、前記逆
電流抑制回路は、前記遮断期間中に検出された前記逆電
流を無視するように構成されたことを特徴とする。
であって、請求項1乃至請求項10のいずれか1項記載
の電源装置が複数台並列接続されたことを特徴とする。
ランスと、主スイッチ素子と、インダクタンス素子とを
有している。トランス内には一次巻線と、該一次巻線と
磁気結合された二次巻線とが設けられており、主スイッ
チ素子が導通する導通期間では、一次側電圧供給回路か
ら一次巻線に電流が流されるようになっている。
り、二次巻線にインダクタンス素子に電流が流れるよう
になっており、例えば、主スイッチ素子が遮断する遮断
期間中には、インダクタンスに蓄積されたエネルギーに
よって負荷側に電流を供給するように接続すると、二次
巻線に流れる電流が平滑され、直流の出力電圧が得られ
る。
れる電流とその向きを検出する電流検出回路と逆電流抑
制回路を有している。
給する電流を順方向とし、その逆向きの電流を逆電流と
すると、導通期間中の電流検出回路の検出結果が、逆電
流を示していた場合には、逆電流抑制回路は、主スイッ
チ素子の導通期間を長くし、順方向の電流を増やすよう
になっている。
場合でも、出力電流が均等化し、出力電流負担が平均化
され、電源装置の寿命が長くなる。また、逆電流に起因
する損失も小さくすることができる。
次側検出巻線に磁気結合された二次側巻線とで構成さ
せ、一次側検出巻線を主スイッチ素子に直列接続し、逆
電流抑制回路が二次巻線に誘起された電圧の極性を検出
し、主スイッチ素子に流れた電流の向きを判別するよう
にすることができる。主スイッチ素子に抵抗素子を直列
接続して電流の向きを検出するよりも損失が小さい。
続し、二次側検出巻線に誘起された電圧の極性で主スイ
ッチ素子に流れる電流の向きを検出するようにしてもよ
い。
に、逆電流制御回路が直接主スイッチ素子を制御しても
よいが、制御回路が主スイッチ素子の導通/遮断動作を
制御している場合には、逆電流抑制回路が制御回路を制
御することで、間接的に主スイッチング素子の導通期間
を長くしてもよい。
で出力電圧がサンプリングされ、その電圧と基準電圧と
の誤差が増幅器で検出されている場合、増幅器の入力端
子(非反転入力端子又は反転入力端子のいずれか一方又
は両方の端子)の電圧を操作することで、導通期間を長
くすることができる。
動されている場合、比較器により、発振器が出力する鋸
歯状波と、誤差増幅を行った増幅器の出力電圧とが比較
され、比較結果によって主スイッチ素子の導通期間が決
定されるから、比較器に入力される増幅器の出力電圧、
又は発振器の出力電圧を操作することで、導通期間を長
くすることができる。
れる場合があるが、そのときに逆電流抑制回路が動作す
ると、主スイッチ素子が導通してしまうので、遮断期間
中の逆電流は無視するようにするとよい。
の一例の並列型電源装置であり、同じ構成の電源装置3
が複数個並列に接続されている(図1では、2台の電源
装置31、32が示されている)。
と、トランス20と、主スイッチ素子10と、制御回路
50Aと、第1、第2の二次側整流素子6、7と、イン
ダクタンス素子8と、出力コンデンサ9を有している。
22とで構成されており、主スイッチ素子10と、第
1、第2の整流素子6、7とは、それぞれnチャネルM
OSFETで構成されている。
を整流平滑し、直流電源を出力するように構成されてお
り、一次巻線21の一端は、一次側電圧供給回路11の
高電圧側の端子25に接続され、他端は、主スイッチ素
子10のドレイン端子に接続されている。
0と逆電流抑制回路40とを有しており、主スイッチ素
子10のソース端子は、電流検出回路30を介して、一
側電圧供給回路11の低電位側の端子26に接続されて
いる。
10と、電流検出回路30とは直列接続されており、一
次側電圧供給回路11は、その直列接続回路に直流電圧
を印加するようになっている。
素子8の一端が接続されており、該インダクタンス素子
8の他端は二次側の出力端子23にされている。他方、
二次巻線22の他端には、第1の二次側整流素子6のド
レイン端子が接続されており、該第1の二次側整流素子
6のソース端子は、二次側のグラウンド端子24にされ
ている。
タンス素子8を介して出力端子23に接続されており、
他端は、第1の二次側整流素子6を介してグラウンド端
子24に接続されている。
は、第2の二次側整流素子7のソース端子が接続されて
いる。該第2の二次側整流素子7のドレイン端子は、二
次巻線22とインダクタンス素子8が接続された部分に
接続されている。
二次巻線22とインダクタンス素子8が接続された部分
に接続されており、他方、第2の二次側整流素子7のゲ
ート端子は、二次巻線22と第1の二次側整流素子6と
が接続された部分に接続されている。
線21の高電位側と、二次巻線222の出力端子23側
とが同極性になるように磁気結合されている。
路50Aに接続されており、制御回路50Aが出力する信
号によって導通と遮断を繰り返すように構成されてお
り、主スイッチ素子10が導通し、トランス20内の一
次巻線21に電流が流れると、二次巻線22の出力端子
23側に正電圧、グラウンド端子24側に負電圧が誘起
され、第1の二次側整流素子6が逆方向に導通し、その
ソース端子側からドレイン端子側に向かう方向に電流が
流れ、出力コンデンサ9及び負荷12に電力を供給す
る。
遮断状態に転じると、二次巻線22に誘起された電圧に
より、第1の二次側整流素子6は遮断し、第2の二次側
整流素子7が導通し、インダクタンス素子8に蓄積され
た磁気エネルギーにより、同じ方向に電流が流れ続け、
出力コンデンサ9及び負荷12に電力を供給する。
の切り替えは、制御装置50Aにより、PWM方式で制
御されている。
参照し、制御回路50Aは、抵抗51、52と、基準電
圧発生器53と、増幅器54と、比較器55と、発振器
56とを有している。出力端子23とグラウンド端子2
4の間の電圧は、抵抗51、52によって分圧され、サ
ンプリング電圧が生成されており、そのサンプリング電
圧が増幅器54の反転入力端子に入力されている。
圧発生器53が出力する基準電圧が入力されており、サ
ンプリングされた電圧と、基準電圧とが比較され、その
結果は、後段の増幅器55の非反転入力端子に出力され
ている。
6が生成する鋸歯状波が入力されており、比較器55に
よって、増幅器54が出力する電圧が鋸歯状波と比較さ
れている。
波の電圧よりも高い場合は、比較器55は、高電圧を出
力し、逆の場合には、低電圧(グラウンド電圧)を出力す
る。
素子10のゲート端子に印加されている。主スイッチ素
子10は、比較器55から高電圧が出力される間は導通
し(導通期間)、低電圧が出力される間は遮断する(遮断
期間)。この導通期間と遮断期間の周波数は、鋸歯状波
の周波数になっている。
は、出力端子23の出力電圧によって変動する。例え
ば、一次側電圧供給回路の出力電圧低下等により、出力
端子23の出力電圧が低下した場合には、増幅器54の
出力電圧は大きくなり、その結果、比較器55が高電圧
を出力する時間は長くなり、主トランジスタ10の導通
期間が長くなる。その結果、出力電圧は上昇する。逆
に、出力端子23の出力電圧が高くなった場合には、主
トランジスタ10の遮断期間が長くなり、出力電圧は低
下する。
作により、出力端子23の出力電圧変動が打ち消される
ので、出力端子23の電圧は、結局、基準電圧発生器5
3の出力電圧と、抵抗51、52の値で決まる一定電圧
に維持される。
次側検出巻線31と、二次側検出巻線32を有してい
る。また、逆電流抑制回路40は、整流ダイオード41
と、整流トランジスタ42と、平滑回路43と、ツェナ
ーダイオード48と、制御トランジスタ46と抵抗4
4、45と、定電圧回路47とを有している。整流トラ
ンジスタ42はnチャネルMOSFETで構成されてお
り、制御トランジスタ46はpnpトランジスタで構成
されている。
素子10のソース端子に接続されており、他端は一次側
のグラウンド端子26に接続されている(一次側検出巻
線31が主スイッチ素子10に直列接続されてい
る。)。
接続されており、また、該二次側検出巻線32の一端
は、逆電流抑制回路40内の整流ダイオード41のアノ
ード端子に接続されている。その整流ダイオード41の
カソード端子は整流トランジスタ42のドレイン端子に
接続され、該整流トランジスタ42のソース端子は二次
側のグラウンド端子24(グラウンド電圧)に接続されて
いる。
回路43及びツェナーダイオード48のアノード端子に
接続されており、該ツェナーダイオード48のカソード
端子は、制御トランジスタ46のベース端子に接続され
ている。制御トランジスタ46のコレクタ端子は、制御
回路50A内の比較器55の非反転入力端子に接続され
ており、また、エミッタ端子は定電圧回路47に接続さ
れている。
スイッチ素子10のゲート端子に接続されており、主ス
イッチ素子10と一緒に、制御回路50Aによって導通
又は遮断するように構成されている。
側の一端と、二次側検出巻線32のツェナーダイオード
48のアノード端子側に接続された一端とは同極性にさ
れている。主スイッチ素子10に、ソース端子からドレ
イン端子に向け、逆電流I10が流れると、一次側検出巻
線31のグラウンド端子26側に正電圧、主スイッチ素
子10のソース端子側に負電圧が誘起される。それに伴
い、二次側検出巻線32には、整流ダイオード41のア
ノード側に正電圧、ツェナーダイオード48のアノード
端子側に負電圧が誘起される。
巻線32に電圧が誘起されない場合は、ツェナーダイオ
ード48を導通させない大きさに設定されており、二次
側検出巻線32に誘起された電圧により、ツェナーダイ
オード48のアノード端子に負電圧が印加されると、ツ
ェナーダイオード48両端の電圧が大きくなり、ツェナ
ーダイオード48は導通する。
子には、整流ダイオード41を介して正電圧が印加され
ている。このとき、制御回路50Aにより、整流トラン
ジスタ42のゲート端子と主スイッチ素子10のゲート
端子には同じ極性の電圧が印加されるから、主スイッチ
素子10が導通期間にある場合に限り、整流トランジス
タ42は導通する。
43によって維持されるから、その結果、一端逆電流に
よって制御トランジスタ46が導通すると、その導通は
維持される。
た電圧により、電流I11が流れる。この電流I11は、整
流ダイオード41から、整流トランジスタ42の、定電
圧回路47のグラウンド電位側に流れ込み、また、定電
圧回路47の正電圧側から、制御トランジスタ46のベ
ース・エミッタ間に接続された抵抗45を通り、ツェナ
ーダイオード48を介して、二次側検出巻線32に流れ
込む。
制御トランジスタ46のベース・エミッタ間の電圧が大
きくなると、制御トランジスタ46が導通する。制御ト
ランジスタ46が導通すると、比較器55の非反転入力
端子の電圧は、増幅器54が出力する電圧とは無関係
に、定電圧回路47が出力する電圧まで上昇する。その
結果、主トランジスタ10の導通期間が長くなり、出力
電流量が増大する。
装置31から他方の電源装置32に向けて逆電流が供給さ
れていた場合、上記他方の電源装置32内の電流検出回
路30と逆電流抑制回路40とが動作し、出力電流が増
大する。出力端子23の電圧が一定であれば、負荷12
で消費される電力も一定であるから、増加した分は、逆
電流を供給していた電源装置31の出力電流が減少す
る。
回路43によって制御トランジスタ46の導通が維持さ
れるが、平滑回路43は、遮断期間にリセットされるか
ら、次の導通期間には、再度逆電流が流入し、電流検出
回路30と逆電流抑制回路40が動作を開始する。結
局、導通期間毎に逆電流抑制回路40が動作し、2台の
電源装置31、32が制御される。
制回路40により、逆電流が抑制されると、各電源装置
31、32の出力電流量は均等に配分され、両方の電源装
置3 1、32から負荷12に電流が供給されるようにな
る。
しても、主スイッチ素子10に逆電流が流れ続けた場合
には、主スイッチ素子10は、鋸歯状波の1周期中に必
ず遮断するようになっており、主スイッチ素子10が導
通したままにならないようになっている。
に、そのソース端子の電圧がドレイン端子の電圧よりも
高くなった場合、主スイッチ素子10内の寄生ダイオー
ドが順バイアスされ、逆電流と同じ向きの電流が流れ
る。
ランジスタ42は、ドレイン端子の電圧がソース端子の
電圧よりも高い状態でゲート端子に低電圧が印加される
から、整流トランジスタ42には電流が流れず、制御ト
ランジスタ46が導通することはない。
る。図3を参照し、符号4は、並列接続型電源装置2に
用いることができる電源装置を示している。
に、一次側電圧供給回路11と、トランス20と、主ス
イッチ素子10と、逆電流抑制回路40と、制御回路5
0Bと、第1、第2の二次側整流素子6、7と、インダ
クタンス素子8と、出力コンデンサ9を有している。
22とで構成されており、主スイッチ素子10と、第
1、第2の整流素子6、7は、それぞれnチャネルMO
SFETで構成されている。
端子には、上記制御回路50Aと同様に、出力端子23
の出力電圧が抵抗51、52で分圧された電圧が入力さ
れている。
は、基準電圧発生器53を兼ねており、その定電圧回路
47の出力電圧は、制御回路50B内に設けられた抵抗
63、64の直列接続回路で分圧され、増幅器54の非
反転入力端子に入力されている。
ランジスタ46のコレクタ端子は、増幅器54の非反転
入力端子に直結されている。従って、逆電流によって制
御トランジスタ43が導通すると、増幅器54の非反転
入力端子には、定電圧回路47が出力する電圧が直接印
加され、増幅器54が出力する電圧が高くなる。従っ
て、比較器55が高電圧を出力する時間が長くなり、そ
れに伴い、主スイッチ素子10の導通期間が長くなり、
逆電流が小さくなる。
る。図4を参照し、符号5は、上記電源装置3、4と同
様に、並列型電源装置2を構成できる電源装置である。
npnトランジスタで構成された補助トランジスタ66
が設けられており、逆電流抑制回路40内の制御トラン
ジスタ46のコレクタ端子は、電流制限抵抗65を介し
て、補助トランジスタ66のベース端子に接続されてい
る。補助トランジスタ66のエミッタ端子はグラウンド
電位に接続されており、これ応端子は増幅器54の反転
入力端子に接続されている。
示した制御回路50Aと同じ構成である。主スイッチ素
子10の導通期間内に逆電流が流れ、制御トランジスタ
46が導通すると、補助トランジスタ66が導通し、増
幅器54の反転入力端子の電圧がグラウンド電位にされ
る。その結果、出力端子23の出力電圧とは無関係に、
比較器55の出力電圧が高電圧になり、主スイッチ素子
10に流れる電流が増加する。
回路30の一次側検出巻線31が、主スイッチ素子10
に直列接続されていたが、本発明は、主スイッチ素子1
0に抵抗素子を直列接続し、その両端の電圧を、逆電流
抑制回路40に入力させてもよい。
の電源装置のように、一次側検出巻線31を二次巻線2
2に直列接続し、二次側に流入する電流を検出すること
で、主スイッチ素子10に流れる逆電流を検出し、主ス
イッチ素子を制御してもよい。
側に流入した電流を示しており、この電流I12によっ
て、一次側に逆電流I10が誘起されている。
出していたが、この電源装置6では、二次側に流入する
電流I12を検出し、主スイッチ素子10が導通期間にあ
る場合、制御トランジスタ46によって、比較器55の
非反転入力端子を制御しており、その結果、導通期間中
に逆電流I10が流れると、主スイッチ素子10の導通期
間が長くなるように構成されている。
電源装置であり、複数台を並列接続して運転させること
ができる。
と、主スイッチ素子85と、副スイッチ素子86と、ト
ランス80と、制御回路50Dと、2個のコンデンサ8
7、88とを有している。
は、nチャネルMOSトランジスタで構成されており、
主スイッチ素子85のドレイン端子は、副スイッチ素子
86のソース端子に接続されている。また、各コンデン
サ87、88の一端は互いに接続され、一次側電圧供給
回路71が構成されている。各コンデンサ87、88の
他端は、副スイッチ素子86のドレイン端子と、一次側
のグラウンド電位にそれぞれ接続されている。
検出回路30内の一次側検出巻線31の一端に接続され
ており、該一次側検出巻線31の他端は、一次側のグラ
ウンド電位に接続されている。
一次巻線81と磁気結合された2個の二次巻線82A、
82Bが設けられている。
素子85、86が接続された部分に接続されており、他
端は、2個のコンデンサ87、88が互いに接続された
部分に接続されている。
1とレベルシフト回路62とが設けられており、制御回
路50D内の比較器55の出力は、主スイッチ素子85
のゲート端子に出力されると共に、インバータ61とレ
ベルシフト回路62とを介して副スイッチ素子86のゲ
ート端子に出力されている。従って、主スイッチ素子8
5と副スイッチ素子86とは、一方が導通状態にあると
きは、他方は遮断状態になるように構成されている。
電位側のコンデンサ87には、正電圧が充電されてお
り、制御回路50Dが主スイッチ素子85を導通させる
と、そのコンデンサ87から一次巻線81に電流が供給
される。
素子72が設けられており、主スイッチ素子85が導通
すると、そのインダクタンス素子72に電流が流れ、主
スイッチ素子85が導通から遮断に転じると、インダク
タンス素子72に蓄積されたエネルギーにより、一次巻
線81に逆向きに電流を流す。
遮断期間中に副スイッチ素子86を導通させ、コンデン
サ88を放電、及び充電させ、主スイッチ素子85のス
イッチング動作の損失を減らす。
チ素子85と副スイッチ素子86を交互に導通させると
トランス80内の一次巻線81に交流電流が流れる。
ンス素子78と、出力コンデンサ79と、2個の整流素
子76、77とが設けられている。2個の二次巻線82
A、82Bは、直列接続されており、互いに接続された部
分はインダクタンス素子78の一端に接続されている。
インダクタンス素子78の他端から、出力端子23が取
り出されている。2個の二次巻線82A、82Bの他端
は、整流素子76、77を介して、それぞれ二次側のグ
ラウンド端子24に接続されている。
ネルMOSトランジスタで構成されており、ドレイン端
子側を二次巻線82A、82Bの一端に接続されており、
ゲート端子を、ドレイン端子が接続されていない方の二
次巻線82B、82Aの一端に接続されている。
B、82Aに誘起された電圧によって、逆方向に交互に導
通し、一次巻線81から二次巻線82A、82Bに伝達さ
れたエネルギーにより、ソース端子側からドレイン端子
側に交互に電流を流す。
は出力コンデンサ79が設けられており、整流素子7
6、77を流れる電流は、インダクタンス素子78と出
力コンデンサで平滑され、負荷89に供給される。
の二次側検出巻線32に、逆電流抑制回路40が接続さ
れており、逆電流抑制回路40内の制御トランジスタ4
6のコレクタ端子は、図2に示した制御回路50Aと同
様に、制御回路50D内の比較器55の非反転入力端子
に接続されている。
のゲート端子と、逆電流抑制回路40内の整流トランジ
スタ42のゲート端子に入力されており、主スイッチ素
子85の導通期間中に、主スイッチ素子85に逆電流が
流れると、比較器55から高電圧が出力され、主スイッ
チ素子85の導通期間が長くなるようにされている。
流れる順方向の電流量が大きくなるので、並列接続され
た各電源の負担が均等化する。
めの図
するための図
Claims (11)
- 【請求項1】互いに磁気結合された一次巻線と二次巻線
が設けられたトランスと、 前記一次巻線に直列接続された主スイッチ素子と、 前記一次巻線と前記主スイッチ素子に電流を供給する一
次側電圧供給回路と、 前記二次巻線に直列接続されたインダクタンス素子とを
有し、 前記主スイッチ素子の導通と遮断を制御する制御回路
と、 前記主スイッチ素子が導通し、前記一次側電圧供給回路
から、前記一次巻線に電流が供給される導通期間と、 前記主スイッチ素子が遮断する遮断期間とが交互に繰り
返され、 少なくとも、前記導通期間中には、前記二次巻線に誘起
された電圧により、該二次巻線と前記インダクタンス素
子とに電流が流されるように構成された電源装置であっ
て、 前記主スイッチ素子に流れる電流を検出する電流検出回
路と、 前記電流検出回路の出力から、前記主スイッチ素子に流
れる電流の向きを検出する逆電流抑制回路が設けられた
ことを特徴とする電源装置。 - 【請求項2】前記電流検出回路は、一次側検出巻線と、
前記一次側検出巻線と磁気結合された二次側検出巻線と
を有し、 前記主スイッチ素子に電流が流れたときに、前記一次側
検出巻線にも電流が流れるように構成され、 前記逆電流抑制回路は、前記二次側検出巻線に誘起され
た電圧を検出するように構成されたことを特徴とする請
求項1記載の電源装置。 - 【請求項3】前記一次側検出巻線は、前記主スイッチ素
子に直列接続されたことを特徴とする請求項2記載の電
源装置。 - 【請求項4】前記一次側検出巻線は、前記二次巻線に直
列接続されたことを特徴とする請求項2記載の電源装
置。 - 【請求項5】請求項1乃至請求項4のいずれか1項記載
の電源装置であって、 前記電流検出回路の出力が、前記一次側電圧供給回路か
ら供給される電流とは逆向の逆電流が前記主スイッチ素
子に流れたことを前記導通期間中に示した場合には、 前記逆電流抑制回路は、前記導通期間を長くさせるよう
に構成されたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項6】請求項5記載の電源装置であって、 前記逆電流抑制回路は前記制御回路を制御し、前記導通
期間を長くするように構成されたことを特徴とする電源
装置。 - 【請求項7】請求項6記載の電源装置であって、 前記制御回路には、前記出力電圧をサンプリングした電
圧と基準電圧との差電圧を増幅する増幅器と、 所定周波数で発振する発振器と、 前記増幅器が出力する電圧と、前記発振器が出力する電
圧とを比較する比較器とが設けられ、 前記比較器の比較結果を示す電圧が前記主スイッチ素子
に出力されるように構成され、 前記出力電圧の変動量に応じて、前記主スイッチ素子の
前記導通期間と前記遮断期間のいずれか一方又は両方を
変化させ、前記出力電圧を一定に維持するように構成さ
れたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項8】請求項7記載の電源装置であって、 前記逆電流抑制回路は、前記増幅器の非反転入力端子に
入力される電圧と、反転入力端子に入力される電圧の、
いずれか一方又は両方の電圧を操作することで、前記比
較器が出力する電圧を制御するように構成されたことを
特徴とする電源装置。 - 【請求項9】請求項7記載の電源装置であって、 前記逆電流抑制回路は、前記比較器に入力される電圧を
操作し、該比較器が出力する電圧を制御するように構成
されたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項10】請求項5乃至請求項6のいずれか1項記
載の電源装置であって、 前記逆電流抑制回路は、前記遮断期間中に検出された前
記逆電流を無視するように構成されたことを特徴とする
電源装置。 - 【請求項11】請求項1乃至請求項10のいずれか1項
記載の電源装置が複数台並列接続されたことを特徴とす
る並列型電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30878498A JP4212164B2 (ja) | 1998-10-29 | 1998-10-29 | 並列型電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30878498A JP4212164B2 (ja) | 1998-10-29 | 1998-10-29 | 並列型電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000139074A true JP2000139074A (ja) | 2000-05-16 |
JP4212164B2 JP4212164B2 (ja) | 2009-01-21 |
Family
ID=17985273
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP30878498A Expired - Lifetime JP4212164B2 (ja) | 1998-10-29 | 1998-10-29 | 並列型電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4212164B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2002054571A1 (en) * | 2000-12-29 | 2002-07-11 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for minimizing negative current build up in dc-dc converters with synchronous rectification |
JP2017121157A (ja) * | 2015-12-29 | 2017-07-06 | 律源興業股▲分▼有限公司 | 切り換え式電源供給器及びそれを使用した電源供給設備 |
-
1998
- 1998-10-29 JP JP30878498A patent/JP4212164B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2002054571A1 (en) * | 2000-12-29 | 2002-07-11 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for minimizing negative current build up in dc-dc converters with synchronous rectification |
US6490183B2 (en) | 2000-12-29 | 2002-12-03 | Ericsson, Inc. | Method and apparatus for minimizing negative current build up in DC-DC converters with synchronous rectification |
JP2017121157A (ja) * | 2015-12-29 | 2017-07-06 | 律源興業股▲分▼有限公司 | 切り換え式電源供給器及びそれを使用した電源供給設備 |
CN106936295A (zh) * | 2015-12-29 | 2017-07-07 | 律源兴业股份有限公司 | 切换式电源供应器及使用其的电源供应设备 |
CN106936295B (zh) * | 2015-12-29 | 2019-07-16 | 律源兴业股份有限公司 | 切换式电源供应器及使用其的电源供应设备 |
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JP4212164B2 (ja) | 2009-01-21 |
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