JP3475892B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
で2つ以上の出力電圧を得るスイッチング電源装置に関
する。
圧を得る構成のスイッチング電源装置において、トラン
スの1次側に接続される第1のスイッチング素子を制御
するために検出する出力電圧は1つであった。図1は、
このように構成されている従来のスイッチング電源装置
の回路図を示している。
2、T3および駆動巻線T4を備えており、1次巻線T
1にスイッチング素子(ここでは第1のスイッチング素
子という)Q1が直列に接続され、制御回路CTによっ
てこの第1のスイッチング素子Q1のオン時間を制御す
る。また、2次巻線T2の出力は整流ダイオードDs1
によって整流されコンデンサによって平滑されて第1の
出力Vo1として出力される。また、別の2次巻線T3
の出力は整流ダイオードDs2によって整流され、電解
コンデンサによって平滑されて出力Vo2として出力さ
れる。この例では、トランスTの駆動巻線T4を含む制
御回路によって第1のスイッチング素子Q1のオン時間
を制御し、且つこの第1のスイッチング素子Q1を自励
発振させているが、このような構成を採用して、第1の
スイッチング素子Q1がオンの時に入力電圧Vinを1
次巻線T1に印加して入力電流を流してトランスTにエ
ネルギーを蓄え、第1のスイッチング素子Q1がオフの
時にトランスTに蓄えられたエネルギーを出力電流とし
て2次巻線T2およびT3から放出する、エネルギー蓄
積型のスイッチング電源装置を構成している。
力電圧を抵抗R4とコンデンサC3により若干遅らせて
第1のスイッチング素子Q1の制御端子に与えるととも
に、この出力電圧を抵抗R1とコンデンサC1の時定数
回路に印加することによって、一定時間後にトランジス
タTr1 をオンさせて第1のスイッチング素子Q1をタ
ーンオフさせている。第1のスイッチング素子Q1がタ
ーンオフすると、トランスTに蓄積されているエネルギ
ーが電流として放出されるとともに、エネルギー放出が
終わった時に整流ダイオードDs1、Ds2に逆電圧が
印加され、これらの整流ダイオードから見た等価的な容
量性インピーダンスとトランスTの巻線インダクタが共
振して、第1のスイッチング素子Q1の駆動巻線T4に
発生する電圧によって第1のスイッチング素子Q1の制
御端子に電圧が印加されて該第1のスイッチング素子Q
1が再びターンオンする。
ンデンサとからなる整流回路の出力側には出力電圧検出
回路DTが設けられている。ただし、この出力電圧検出
回路DTは、第1の出力電圧Vo1についての出力電圧
のみを検出する。すなわち、第1の出力電圧Vo1の電
圧は抵抗R2、R3によって検出され、抵抗R2とR3
により分圧された電圧が比較電圧として電圧比較端子V
rに入力される。Vo1とGND間には、フォトダイオ
ードPD1とシャントレギュレータZD1と抵抗R5と
の直列回路が接続されており、このシャントレギュレー
タZD1の電圧比較端子(リファレンス端子)Vrに上
記の検出電圧が入力される。また、前記フォトダイオー
ドPD1に対向配置されるフォトトランジスタPTr1
は、前記制御回路CTのトランジスタTr1 のベースコ
レクタ間に接続されている。
1が上昇すると、電圧比較端子Vrへの入力電圧が上昇
し、シャントレギュレータZD1への入力電流が増加す
る。この時、フォトダイオードPD1の流入電流も増加
するから、制御回路CTのフォトトランジスタPTr1
の動作を介して、トランジスタTr1 のオンタイミング
が早くなり、その結果、第1のスイッチング素子Q1の
オン時間が短くなる。これによって、出力電圧Vo1が
低下する。このようにして、出力電圧検出回路DTによ
って第1の出力電圧Vo1の出力電圧を監視し、この検
出電圧に応じた制御信号を形成して制御回路CTにフィ
ードバックすることによって、出力電圧Vo1の安定化
を実現することができる。さらに、この第1の出力電圧
Vo1が安定化することによって、第2の出力電圧Vo
2もある程度安定化される。
1に示す従来のスイッチング電源装置では、出力電圧検
出回路がダイレクトに接続されている第1の出力電圧V
o1の出力電圧精度は高度に安定化させることができる
が、それ以外の出力電圧Vo2については十分な電圧精
度を得ることができないという問題があった。
出力電圧Vo2の回路にシリーズレギュレータ回路など
の電圧安定化回路を挿入したり、ダミー抵抗を用いる場
合があるが、このような回路であると、部品点数の増
加、回路効率の低下、電源装置の温度上昇などの問題を
生じる。
力電圧を得る場合に、各出力電圧の大きさを検出するこ
とによって各出力電圧精度を所定の制御比率で安定化さ
せることのできるスイッチング電源装置を提供すること
にある。
を解決するために次のように構成される。
2次巻線を有するトランスと、1次巻線に直列に接続さ
れる第1のスイッチング素子と、前記1次巻線に直列に
接続されるインダクタ、該インダクタおよび前記1次巻
線の直列回路に対して並列に接続した、コンデンサおよ
び第2のスイッチング素子からなる直列回路と、前記第
1、第2のスイッチング素子を両スイッチング素子が共
にオフする期間を挟んで交互にオンオフし、これらのス
イッチング素子のオン時間を制御することにより出力を
制御する制御回路と、前記2次巻線の2つ以上の出力を
整流する整流回路と、出力電圧を検出して前記第1のス
イッチング素子の前記オン時間の制御信号として前記制
御回路に帰還する出力電圧検出回路と、を備え、前記第
1のスイッチング素子がオンのとき入力電圧を前記1次
巻線に印加して電流を流して前記トランスにエネルギー
を蓄え、前記第1のスイッチング素子がオフのとき前記
トランスに蓄えられたエネルギーを電流として前記2次
巻線より放出するスイッチング電源装置であって、前記
出力電圧検出回路は、電圧比較端子の電圧の大きさに応
じて前記オン時間の制御信号を形成する制御信号形成部
と、前記2次巻線の2つ以上の各出力と前記電圧比較端
子間に接続された複数の電圧検出手段と、を備えてなる
ことを特徴とする。本発明の構成は、図2に対応してい
る。トランスの1次側をこのように構成したスイッチン
グ電源装置については、特開平11−187664号な
どで提案されている。このスイッチング電源装置では、
第1のスイッチング素子がオフした時に、1次巻線に直
列に接続されているインダクタに蓄積されたエネルギー
はコンデンサに充電電流として放出され、続いてその直
後に第2のスイッチング素子がオンして、該コンデンサ
の充電電位に基づいて放電が行われる。この放電電流に
よってトランスの1次巻線とインダクタにエネルギーが
蓄積され、所定時間後に第2のスイッチング素子がター
ンオフすると、インダクタLに再び蓄積されているエネ
ルギーが1次巻線および入力電源を介して流れる。この
ような動作では、1次巻線に直列に接続されているイン
ダクタがトランスの漏れインダクタンスも含むために、
スイッチングの時の漏れインダクタに基づくサージの発
生を防ぐことができる。また、第2のスイッチング素子
Q2がオンしている時の放電電流はLC共振電流となっ
て、これが2次側に反映されることとなって、2次巻線
電流出力は零電流から立ち上がる正弦波状の波形の一部
(山型の波形形状)となり、電流立ち上がり時のサージ
をほとんど無視できるようになる。このように、電流サ
ージ等を抑制することにより、サージ電流等による出力
電圧の上昇を防ぐことができ、結果として、制御比率の
小さい出力または非制御出力の電圧精度が改善される。
特に、制御比率の高い負荷が重く、制御比率の小さい負
荷が軽い場合、従来はサージ電流により制御比率の小さ
い出力の電圧上昇が見られたが、本構成により大幅に改
善される。。
の2次巻線による各出力の出力電圧がそれぞれに接続さ
れている電圧検出手段によって検出され、それらが共に
電圧比較端子に入力される。この時、各出力の変動によ
る電圧比較端子への影響度を考えた場合、その影響度は
電圧検出手段により、例えば検出に抵抗を用いた場合、
抵抗の大きさによって変わる。そこで、この電圧検出用
抵抗の大きさを仕様に応じて設計することで、複数の出
力電圧を任意の制御比率で制御することができる。
と電圧比較端子間に複数の電圧検出手段をそれぞれ接続
し、電圧比較端子の電圧の大きさに応じて1次巻線に接
続されている第1のスイッチング素子のオン時間の制御
信号を形成するようにしているため、各出力電圧を所望
の制御比率で安定化することが可能になる。
とも1つ以上のツェナーダイオードを用いた。
のツェナーダイオードが接続される回路の出力電圧が所
定の電圧を超えた場合にのみ各出力電圧を上記所望の制
御比率で安定化することができ、出力電圧の上昇を抑制
できる。また、ツェナーダイオードが接続される回路の
出力電圧が所定の電圧以下の場合は、ツェナーダイオー
ドの接続されていない回路の出力電圧のみが安定化制御
される。
で構成され、所定の2次巻線の整流出力端子を他の2次
巻線の一端に接続し、該他の2次巻線の他端を整流して
出力するようにした。
オードの電流変化による電圧変動の影響を受けることが
ない。そのため、その分だけ、他の2次巻線の電圧精度
が改善される。
の2次巻線を有するトランスと、次巻線に直列に接続さ
れる第1のスイッチング素子と、前記1次巻線に直列に
接続されるインダクタ、前記第1のスイッチング素子に
対して並列に接続した、コンデンサおよび第2のスイッ
チング素子の列回路と、 前記第1、第2のスイッチン
グ素子を両スイッチング素子が共にオフする期間を挟ん
で交互にオンオフし、これらのスイッチング素子のオン
時間を制御することにより出力を制御する制御回路と、
前記2次巻線の2つ以上の出力を整流する整流回路と、
出力電圧を検出して前記第1のスイッチング素子の前記
オン時間の制御信号として前記制御回路に帰還する出力
電圧検出回路と、を備え、前記第1のスイッチング素子
がオンのとき入力電圧を前記1次巻線に印加して電流を
流して前記トランスにエネルギーを蓄え、前記第1のス
イッチング素子がオフのとき前記トランスに蓄えられた
エネルギーを電流として前記2次巻線より放出するスイ
ッチング電源装置であって、前記出力電圧検出回路は、
電圧比較端子の電圧の大きさに応じて前記オン時間の制
御信号を形成する制御信号形成部と、前記2次巻線の2
つ以上の各出力と前記電圧比較端子間に接続された複数
の電圧検出手段と、を備えてなることを特徴とする。
本発明の構成は、図8に対応している。
作をする。
の漏れインダクタを用いた。この構成も、上記(1)の
構成と同様の動作をする。
の漏れインダクタンスそのものとすることによって、イ
ンダクタを部品として用意する必要がないため、部品点
数を少なくすることができる。
けられ、前記第1および第2のスイッチング素子をそれ
ぞれ駆動する駆動巻線と、該駆動巻線に発生する前記1
次巻線の電圧に略比例した電圧を用いて所定のタイミン
グで前記第1および第2のスイッチング素子の制御端子
にオンオフ信号を与える時定数回路を備える制御部と、
を備え、前記第1および第2のスイッチング素子をそれ
ぞれ自励発振させるようにした。
よび第2のスイッチング素子を自励発振動作させること
により、発振用のIC等を必要とせず部品点数を大幅に
削減することができる。また、第1、第2のスイッチン
グ素子を両スイッチング素子が共にオフする期間を挟ん
で交互にオンオフし、これらのスイッチング素子のオン
時間を制御することが容易となり、2つのスイッチング
素子が同時にオンすることにより流れる短絡電流による
損失や素子の破壊を防止することができる。
と、該整流ダイオードに並列に接続した容量性インピー
ダンスを含むようにした。
チング動作することによって、2次側出力にはサージ電
圧およびサージ電流が生じるが、整流ダイオードに並列
に容量性インピーダンスを接続することによって、特
に、電圧サージを吸収することが可能となる。また、容
量性インピーダンスを介して出力に電荷を供給すること
により、整流ダイオードの電圧降下の影響を小さくする
ことができる。
ドに直列に接続した誘導性インピーダンスを含むように
した。
導性インピーダンスを接続することによって、特に、電
流サージを抑制することが可能となる。
るスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチ
ング電源装置は、2つの出力電圧Vo1とVo2とを外
部に出力することができ、2次巻線としてはVo1を出
力する2次巻線T2とVo2を出力する2次巻線T3と
を備えている。2次巻線T3は2次巻線T2から巻き上
げたものである。図1に示すスイッチング電源装置と同
様に、2次巻線T2には整流ダイオードDs1が接続さ
れ、2次巻線T3には整流ダイオードDs2が接続され
ている。また、このスイッチング電源装置では、整流ダ
イオードDs1には容量性インピーダンスとしてコンデ
ンサC6が並列に接続され、整流ダイオードDs2には
誘導性インピーダンスとしてフェライトビーズL1が直
列に接続されている。
圧Vo1を出力する出力端子とGND間にフォトダイオ
ードPD1とシャントレギュレータZD1との直列回路
が制御信号形成部として接続されており、この制御信号
形成部のシャントレギュレータZD1の電圧比較端子
(リファレンス入力端子)Vrには第1の出力電圧Vo
1の出力端子との間に抵抗R2が、第2の出力電圧Vo
2の出力端子との間に抵抗R4がそれぞれ接続されてお
り、さらに、GNDとの間には抵抗R3が接続されてい
る。これらの抵抗R2、R4は、電圧検出手段としての
検出抵抗である。
Tの1次側に第1のスイッチング素子Q1と第2のスイ
ッチング素子Q2とが接続されている。
路CT1の構成については図1に示す従来のスイッチン
グ電源装置と同様である。なお、第1のスイッチング素
子Q1には並列にダイオードD1が接続されているが、
このダイオードD1は第1のスイッチング素子Q1が有
する寄生ダイオードで代用することも可能である。この
スイッチング電源装置では、第1のスイッチング素子Q
1が電界効果トランジスタ(MOSFET)で構成され
るために、ソース−ドレイン間に寄生ダイオードを有す
る。同様に、コンデンサC2についても、第1のスイッ
チング素子Q1の寄生容量で代用することが可能であ
る。
ダクタLが接続されており、また、第2のスイッチング
素子Q2には直列にコンデンサC5が接続されており、
インダクタLおよび1次巻線T1の直列回路に対して、
コンデンサC5および第2のスイッチング素子Q2の直
列回路が並列に接続されている。なお、このスイッチン
グ電源装置では、インダクタLはトランスTの持つ漏れ
インダクタを用いている。
は、制御回路CT2が接続されており、この制御回路C
T2は、前記制御回路CT1と同様に、トランスTに設
けられた駆動巻線T5、この駆動巻線T5の出力電圧を
遅延させて第2のスイッチング素子Q2の制御端子に印
加するコンデンサおよび抵抗、第2のスイッチング素子
Q2の制御端子に接続されるトランジスタTr2、トラ
ンジスタTr2のベースに接続される抵抗R5とコンデ
ンサC3とからなるCR時定数回路とを備えている。な
お、第2のスイッチング素子Q2に、並列にダイオード
D2およびコンデンサC4を接続しているが、これらの
ダイオード、コンデンサについては、第2のスイッチン
グ素子Q2の持つ寄生ダイオードおよび寄生容量で代用
することが可能である。
いて説明する。
よび抵抗R4によって、それぞれ第1の出力電圧Vo
1、第2の出力電圧Vo2を検出している。ここで、出
力電圧Vo1:Vo2の制御比は、電圧比較端子Vrの
基準電圧をVrとすると、 (Vo1−Vr)/R2:(Vo2−Vr)/R4 で表される。上記式は、電流比を表しており、左項の電
流比率が高いほどVo1の制御比率が相対的に高くな
り、右項の電流値が大きいほどVo2の制御比率が高く
なることを示し、制御比率の高い出力ほど高度に安定化
される。。したがって、出力電圧Vo1の制御比率α
は、 α={(Vo1−Vr)/R2} /{(Vo1−Vr)/R2+(Vo2−Vr)/R4} ここで、シャントレギュレータのリファレンス入力イン
ピーダンスは無限大であるため、 (Vo1−Vr)/R2+(Vo2−Vr)/R4=V
r/R3 となるから、 α=(Vo1−Vr)R3/(VrR2) と表すことができる。
電圧精度を上げたい場合には、出力電圧Vo1の制御比
率αを大きくするよう、例えば抵抗R2を小さくすれば
よい。
御比率に従ってフォトダイオードPD1の電流値として
表れ、これが、制御回路CT1のフォトトランジスタP
Tr1のオンオフタイミングの変化となって第1のスイ
ッチング素子Q1のオン時間を制御する。したがって、
出力電圧Vo1、Vo2のどちらが変動しても、その変
化分は1次側にフィードバックされて第1のスイッチン
グ素子Q1のオン時間が制御される。このような動作の
ために、図1に示すような出力電圧Vo2に対する制御
のないスイッチング電源装置に比べて、どちらの出力電
圧の変動に対しても所定の制御比率によって電圧安定性
を高めることができる。
説明する。
と、入力電圧Vinが1次巻線T1に印加され、電流が
流れてトランスTにエネルギーが蓄えられる。第1のス
イッチング素子Q1がターンオフすると、トランスTの
1次巻線T1の電圧は反転し、1次側ではインダクタL
とコンデンサC5との共振が始まり、2次側ではトラン
スTに蓄えられたエネルギーが電流として2次巻線T
2、T3より放出される。この時の1次側の状態を詳し
く説明すると次のようである。
すると、インダクタLに蓄えられていたエネルギーが図
の右方向に、すなわち、1次巻線T1、コンデンサC4
(または、このコンデンサC4がない場合には第2のス
イッチング素子Q2の寄生容量)とダイオードD2の並
列回路、コンデンサC5に向けて該コンデンサC5の充
電電流として放出される。この時、インダクタLのエネ
ルギーはコンデンサC5に吸収されることとなるため
に、インダクタLによるサージは発生しない。この時、
コンデンサC5への充電電流はコンデンサC4の逆帯電
電荷を放電する動作となるが、このコンデンサC4の電
荷が放電された後にダイオードD2(ダイオードD2を
接続しない場合は第2のスイッチング素子Q2の寄生ダ
イオード)が導通する。一方、駆動巻線T5の電圧は抵
抗とコンデンサの直列回路により遅延されて第2のスイ
ッチング素子Q2の制御端子(ゲート)に印加されるた
めに、第2のスイッチング素子Q2は、第1のスイッチ
ング素子Q1がターンオフした後若干遅延してターンオ
ンする。ここで、前記ダイオードD2の導通状態で第2
のスイッチング素子Q2をターンオンすることにより、
そのターンオンは零電圧スイッチング動作となる。この
動作により、スイッチング素子Q2のスイッチングロス
を大幅に低減することができる。。第2のスイッチング
素子Q2がオンすると、コンデンサC5に充電されてい
た電位に基づく放電電流が流れる。この放電電流によっ
て、インダクタLと1次巻線T1にエネルギーが蓄積さ
れる。この時に流れる放電電流は、コンデンサC5とイ
ンダクタLとの共振電流となり、電流の立ち上がりは極
めてゆるやかなものとなる。その結果、2次巻線T2お
よびT3の出力電流は零電流から立ち上がる正弦波状の
波形の一部(山型の波形形状)となり、2次巻線電流の
立ち上がり時にほとんどサージ電流が発生しなくなる。
コンデンサC5と第2のスイッチング素子Q2およびそ
の制御回路CT2を接続することによって、2次巻線出
力電流および出力電圧に漏れインダクタLによるサージ
が発生するのを防止できるとともに、第2のスイッチン
グ素子Q2の零電圧スイッチング動作を実現することで
スイッチング損失を大幅に減らすことができる。
抗R5とコンデンサC3とからなるCR時定数回路によ
って決まる所定の時間が経過すると、トランジスタTr
2がオンして、第2のスイッチング素子Q2がターンオ
フする。すると、インダクタL及び1次巻線に蓄えられ
ていたエネルギーが、今度は図の左方向に流れる電流と
して放出され、入力電源Vin、コンデンサC2(コン
デンサC2を設けない場合には第1のスイッチング素子
Q1の寄生容量)とダイオードD1の並列回路、1次巻
線T1を介して流れる。この電流はコンデンサC2(こ
のコンデンサC2が接続されている場合は第1のスイッ
チング素子Q1の寄生容量)の充電電荷を放電すること
になり、その放電が終了した状態でダイオードD1(ダ
イオードD1を設けない場合には第1のスイッチング素
子Q1の寄生ダイオード)の両端電圧が零となり、ダイ
オードD1が導通を始める。ここで、第2のスイッチン
グ素子Q2がターンオフすることにより、駆動巻線T4
に発生する電圧が、抵抗RとコンデンサCの直列回路に
よって遅延して第1のスイッチング素子Q1の制御端子
(ゲート端子)に印加される。このタイミングでは、前
述のように、ダイオードD1の両端電圧が零となってい
るために、この第1のスイッチング素子Q1は零電圧ス
イッチング動作する。第1のスイッチング素子Q1が零
電圧スイッチング動作でターンオンすると、再び、イン
ダクタLと1次巻線T1へのエネルギーの蓄積が開始す
る。なお、図3は、図2の回路の動作波形図である。図
において、Vds1は、第1のスイッチング素子Q1の
ソースードレイン間電圧、Vds2は、第2のスイッチ
ング素子Q21のソースードレイン間電圧、Id1は、
第1のスイッチング素子Q1に流入する電流、Id2
は、第2のスイッチング素子Q2に流入する電流、Is
は、2次巻線電流、Vfは、整流ダイオードDs1、D
s2の両端電圧である(なお、図2においては、Vfを
Vf1,Vf2と示している)。
素子Q1と第2のスイッチング素子Q2とが両スイッチ
ング素子が共にオフとなる期間を挟んで交互にオンオフ
動作し、これらのスイッチング素子のスイッチング動作
は零電圧スイッチング動作となり、且つ、2次巻線電流
の波形は零電流から立ち上がる正弦波状の波形の一部
(山型の波形形状)となる。これにより、スイッチング
損失を大幅に低減することができ、且つサージが発生す
るのを防止することができる。
ダイオードDs1およびDs2によって整流され、その
カソード側とGND間に接続されている電解コンデンサ
によって平滑されて出力電圧Vo1およびVo2として
出力される。図2に示す回路では、整流ダイオードDs
1に並列にコンデンサC6を接続し、整流ダイオードD
s2に直列にフェライトビーズL1を接続している。
の両端に電圧が立ち上がった時のサージを緩和し、整流
ダイオードDs2は、2次巻線T3から2次巻線電流が
流れ始めた時の電流サージを吸収する。したがって、こ
の回路では、トランスTの1次側の回路構成によってサ
ージをほとんど吸収できるが、それでも発生するサージ
については、コンデンサC6およびフェライトビーズL
1によってそれらを取り除くことができる。なお、この
コンデンサC6を整流ダイオードDs2に接続すること
もできるし、フェライトビーズL1を、整流ダイオード
Ds1に直列に接続することもできる。コンデンサC6
およびフェライトビーズL1をどちら側に設けるか、ま
たは両方ともに設けるかの選択は、負荷の特性などによ
って適宜選択すればよい。また、この回路では、2次巻
線をT2、T3の2つとしてVo1、Vo2の2つの出
力を得るようにしているが、2次巻線のタップを増やす
ことによって、3つ以上の出力を得ることも可能であっ
て、その場合には、それぞれの出力を検出する電圧検出
手段として検出用抵抗を電圧比較端子Vrとの間に接続
すればよい。
に、トランスTの1次側に2つのスイッチング素子を接
続した構成は、特に複数の出力電圧の電圧精度を高める
のに効果がある。
に示すような従来の構成とした場合、先に説明したよう
に、第1のスイッチング素子Q1の両端電圧Vdsおよ
び2次巻線電流Isは、図4に示すように立ち上がり部
分にサージを発生し、これにより電圧精度が悪化するこ
とになる。このサージの主要因はトランスTの漏れイン
ダクタLによる。しかし、図2に示す構成によれば、こ
の漏れインダクタLは上述のようにトランスTの1次側
の回路の動作に取り込まれることになり、これによって
漏れインダクタLによる出力への悪影響をなくすことが
できる。これにより、図2に示す回路のスイッチング電
源装置では、出力電圧検出回路DTによって2つの出力
電圧の制御精度を改善するとともに、トランスTの1次
側の回路構成によっても出力電圧の制御精度を上げるこ
とができる。
ッチング電源装置の回路図である。
2とT3とを分離し、2次巻線T2の整流出力端子a点
を他の2次巻線T3の一端に接続したものである。この
ような構成では、a点の電圧は安定化されているため
に、この安定化された電圧を2次巻線T3に与えること
によって、出力電圧Vo2の電圧精度をさらに良くする
ものである。
トビーズL1の影響を無視して、出力電圧Vo2は、 Vo2=Vo1+Vf1+Vns2−Vf2 と表され、図5に示す回路では、 Vo2=Vo1+Vns2−Vf2 と表される。この式から明らかなように図5に示す回路
では、整流ダイオードDs1の電流変化による電圧変動
の影響を受けることがないから、出力電圧Vo2の電圧
精度がより改善される。
スイッチング電源装置の回路図を示す。
に直列にツェナーダイオードZD2を接続している。こ
のように構成すると、出力電圧Vo2が上昇してツェナ
ー両端電圧がツェナー電圧Vzを越えた場合にのみ、出
力電圧Vo2の制御比率αが、 α=(Vo1−Vz−Vr)R3/(VrR4) となる。ツナー電圧Vzを適当に選択することによっ
て、出力電圧Vo2が所定の電圧(ツェナー電圧)を越
えた場合にのみ上記制御比率αで出力安定化制御を行わ
せ、出力電圧の上昇を抑制することができる。また、出
力電圧Vo2が所定の電圧(ツェナー電圧)以下の場合
は、出力電圧Vo1のみが安定化制御される。
グ電源装置の変形例を示している。すなわち図7におい
ては、コンデンサC5をインダクタLに直列に接続し、
このコンデンサC、インダクタL、1次巻線T1の直列
回路に第2のスイッチング素子Q2を並列に接続してい
る。
ダクタLを接続し、コンデンサC5と第2のスイッチン
グ素子Q2の直列回路を第1のスイッチング素子Q1に
並列に接続している。
動作は上記図2に示すスイッチング電源装置と同様であ
る。
さを仕様に応じて設計することで、複数の出力電圧を任
意の制御比率で制御することができる。このため、各出
力電圧を所望の制御比率で高精度に安定化することが可
能になる。
の2次巻線の一端に接続することで、所定の2次巻線の
整流ダイオードの電流変化による電圧変動の影響を受け
ることがなくなり、その分だけ、他の2次巻線の電圧精
度が改善される。
スイッチング素子が共にオフする期間を挟んで交互にオ
ンオフし、トランスの漏れインダクタを1次側の動作に
取り込むことで、サージ電圧、電流の発生を防ぎ、各出
力電圧の電圧精度を大幅に改善することができ、且つ、
スイッチングロスを低減できて高効率となる。
装置の回路図
装置の回路図
装置の回路図
Claims (9)
- 【請求項1】 1次巻線及び少なくとも2つ以上の2次
巻線を有するトランスと、 1次巻線に直列に接続される第1のスイッチング素子
と、前記1次巻線に直列に接続されるインダクタ、該インダ
クタおよび前記1次巻線の直列回路に対して並列に接続
した、コンデンサおよび第2のスイッチング素子からな
る直列回路 と、前記第1、第2のスイッチング素子を両スイッチング素
子が共にオフする期間を挟んで交互にオンオフし、これ
らのスイッチング素子のオン時間を制御することにより
出力を制御する 制御回路と、前記2次巻線の2つ以上の
出力を整流する整流回路と、出力電圧を検出して前記第
1のスイッチング素子の前記オン時間の制御信号として
前記制御回路に帰還する出力電圧検出回路と、を備え、
前記第1のスイッチング素子がオンのとき入力電圧を前
記1次巻線に印加して電流を流して前記トランスにエネ
ルギーを蓄え、前記第1のスイッチング素子がオフのと
き前記トランスに蓄えられたエネルギーを電流として前
記2次巻線より放出するスイッチング電源装置であっ
て、 前記出力電圧検出回路は、電圧比較端子の電圧の大きさ
に応じて前記オン時間の制御信号を形成する制御信号形
成部と、前記2次巻線の2つ以上の各出力と前記電圧比
較端子間に接続された複数の電圧検出手段と、を備えて
なる、スイッチング電源装置。 - 【請求項2】 1次巻線及び少なくとも2つ以上の2次
巻線を有するトランスと、 1次巻線に直列に接続される第1のスイッチング素子
と、 前記1次巻線に直列に接続されるインダクタ、前記第1
のスイッチング素子に対して並列に接続した、コンデン
サおよび第2のスイッチング素子の直列回路と、 前記第1、第2のスイッチング素子を両スイッチング素
子が共にオフする期間を挟んで交互にオンオフし、これ
らのスイッチング素子のオン時間を制御することにより
出力を制御する制御回路と、前記2次巻線の2つ以上の
出力を整流する整流回路と、出力電圧を検出して前記第
1のスイッチング素子の前記オン時間の制御信号として
前記制御回路に帰還する出力電圧検出回路と、を備え、
前記第1のスイッチング素子がオンのとき入力電圧を前
記1次巻線に印加して電流を流して前記トランスにエネ
ルギーを蓄え、前記第1のスイッチング素子がオフのと
き前記トランスに蓄えられたエネルギーを電流として前
記2次巻線より放出するスイッチング電源装置であっ
て、 前記出力電圧検出回路は、電圧比較端子の電圧の大きさ
に応じて前記オン時間の制御信号を形成する制御信号形
成部と、前記2次巻線の2つ以上の各出力と前記電圧比
較端子間に接続された複数の電圧検出手段と、を備えて
なる、 スイッチング電源装置。 - 【請求項3】 前記複数の電圧検出手段に、少なくとも
1つ以上のツェナーダイオードを用いた、請求項1また
は2記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項4】 前記2次巻線は、所定の2次巻線の整流
出力端子を他の2次巻線の一端に接続し、該他の2次巻
線の他端を整流して出力するようにした、請求項1〜3
のいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項5】 前記第1、第2のスイッチング素子は電
界効果トランジスタである、請求項1〜4のいずれかに
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項6】 前記インダクタとして前記トランスの漏
れインダクタを用いた、請求項1〜5のいずれかに記載
のスイッチング電源装置。 - 【請求項7】 前記制御回路は、前記トランスに設けら
れ、前記第1および第2のスイッチング素子をそれぞれ
駆動する駆動巻線と、該駆動巻線に発生する前記1次巻
線の電圧に略比例した電圧を用いて所定のタイミングで
前記第1および第2のスイッチング素子の制御端子にオ
ンオフ信号を与える時定数回路を備える制御部と、を備
え、前記第1および第2のスイッチング素子をそれぞれ
自励発振させるようにした、請求項1〜6のいずれかに
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項8】 前記整流回路は、整流ダイオードと、該
整流ダイオードに並列に接続した容量性インピーダンス
を含む、請求項1〜7のいずれかに記載のスイッチング
電源装置。 - 【請求項9】 前記整流回路は、整流ダイオードと、該
整流ダイオードに直列に接続した誘導性インピーダンス
を含む、請求項1〜8のいずれかに記載のスイッチング
電源装置。
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