KR20000074998A - 직류-직류 컨버터 - Google Patents

직류-직류 컨버터 Download PDF

Info

Publication number
KR20000074998A
KR20000074998A KR1019990019293A KR19990019293A KR20000074998A KR 20000074998 A KR20000074998 A KR 20000074998A KR 1019990019293 A KR1019990019293 A KR 1019990019293A KR 19990019293 A KR19990019293 A KR 19990019293A KR 20000074998 A KR20000074998 A KR 20000074998A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
winding
output
voltage
field effect
effect transistor
Prior art date
Application number
KR1019990019293A
Other languages
English (en)
Inventor
조기연
변영복
서정일
김은수
김태진
김희준
Original Assignee
윤문수
한국전기연구소
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 윤문수, 한국전기연구소 filed Critical 윤문수
Priority to KR1019990019293A priority Critical patent/KR20000074998A/ko
Publication of KR20000074998A publication Critical patent/KR20000074998A/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터( IGBT : Insulated Gate Bipolar Transistor ) 구동용 전원 장치에 적합하고 경박단소(輕薄短小)하도록 개선된 직류-직류 컨버터에 관한 것으로, 그 구성은 일차측에 제 1 권선 및 제 2 권선이 구비되고, 2차측에 제 3 권선 및 제 4 권선이 구비되어 1차측에 입력된 에너지를 2차측으로 변압하여 전달하기 위한 변압기(T); 상기 변압기(T)의 1차측에 공급되는 에너지를 단속(斷續)하기 위한 스위칭부(100); 상기 변압기(T)로부터 출력되는 에너지를 정류 및 평활한 후 출력하기 위한 다중 출력부(110); 상기 다중 출력부(110)의 출력 신호를 검출하여 궤환( feedback )하기위한 궤환부(120); 상기 변압기(T)에 유기된 에너지에 의해 동작하며 상기 궤환부(120)의 출력 신호에 따라 상기 스위칭부의 스위칭 주파수를 제어하기 위한 제어부(130); 및 상기 스위칭부(100)에 과전류가 흐르는 것을 방지하기 위한 과전류 보호부(140)를 포함하여 구성된 것을 특징으로 하여; 부하의 변동에 따라 상기 스위칭부의 스위칭 주파수가 제어되도록 함으로써 부하에 대응하는 정전압 출력이 유지되도록 한다.

Description

직류-직류 컨버터{DC-DC Converter}
본 발명은 직류-직류 컨버터( DC-DC Converter )에 관한 것으로, 특히 경박단소(輕薄短小)하고 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터( IGBT : Insulated Gate Bipolar Transistor ) 구동용 전원 장치에 적합한 직류-직류 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로, 모든 전자 장치는 정상적인 동작을 위하여 전원 장치가 필수적으로 구비되어야 하며, 현대에 이르러 이 전원 장치의 신뢰성 향상 및 소형화는 해결해야 할 중요 과제중 하나이다. 특히 정밀한 집적회로(IC) 및 구동 회로를 위한 보조 전원은 안정화된 전원을 공급할 수 있도록 동작해야할 뿐만 아니라 전체 회로에서 차지하는 부피가 작아야 소형화된 전원 장치를 구현할 수 있다.
도 1a는 종래의 RCC 방식 직류-직류 컨버터의 기본 회로도로서, 1차측 권선(11) 및 2차측 권선(12)을 구비하고 입력 전원(Vin)에 의해 공급되는 1차측의 에너지를 2차측으로 전달하기 위한 변압기(10)와; 상기 입력 전원(Vin)으로부터 상기 변압기(10)의 1차측 권선(11)에 공급되는 에너지를 스위칭하기 위한 스위치(S)와; 다이오드(D) 및 커패시터(C)를 구비하고 상기 2차측 권선(12)의 출력 에너지를 정류 및 평활하여 출력하기 위한 출력부(20)를 포함하여 구성된다.
상기 스위치(S)는 고주파 스위칭에 적합한 전계효과 트랜지스터(MOSFET : Metal-Oxide- Semiconductor Field Effect Transistor)이고, 그 스위치(S)의 온(ON), 오프(OFF) 동작에 따른 기본 동작을 도 1a 및 도 1b를 참조하여 설명하면 다음과 같다.
상기 스위치(S)가 온되면 상기 변압기(10)의 1차측에는 극점의 방향으로 전압이 걸리고 2차측에는 권선비에 비례한 역전압에 의해 2차측 정류 다이오드(D)가 턴-오프(Turn-off)된다. 이때 상기 1차측 권선(11)에 흐르는 전류 i1은 선형적으로 증가하고 그 1차측 권선(11)의 자화인덕터 L1에 에너지가 축적된다. 상기 스위치(S)가 온에서 오프 상태로 절환되면 상기 변압기(10)에 역기전력이 발생하여 극점의 반대 방향으로 전압이 발생한다. 이때 2차측의 다이오드(D)는 순방향으로 전압이 걸리므로 도통되고 1차측 권선(11)에 축적된 에너지가 부하(R)로 전달된다. 상기 변압기(10)의 1차측 권선(11)에 축적된 에너지가 감소하여 2차측으로 흐르는 전류가 "0"에 도달하면 2차측 권선(12)의 잔류 자속에 의해 역기전력이 발생한다. 그러면 상기 스위치(S)를 구동시키기 위한 권선(미도시)에 양의 전위가 발생하면서 상기 스위치(S)를 턴온시킨다. 이와 같은 온, 오프 동작을 일정한 주기로 반복하면서 동작을 계속하게 된다.
도 1a의 회로에서, 발진 듀티(duty) 사이클과 주파수 계산을 하면, 도 1b에 도시된 바와 같이 상기 스위치(S)의 온(ON) 기간 동안에 상기 1차측 권선(11)에 흐르는 전류 i1은 선형적으로 증가하므로, 시간 t = ton일 때 1차측의 전류 최대값 i1p= (V1/L1)ton이다. 이때 2차측의 최대 전류 i2p를 구하면 전류는 권선비에 반비례하므로, i2p= (N1/N2)i1p= (N1/N2)×(V1/L1)×ton가 된다.
2차측 전류 i2는 최대전류로부터 시간에 따라 V2/L2의 비율로 감소하므로 하기 식 (1)과 같이 표현할 수 있다.
i2= i2p- (V2/L2)t = (N1/N2)(V1/L1)ton- (V2/L2)t ---- 식 (1)
초기 조건으로 시간 t = toff에서 2차측 전류 i2= 0 이 되기 때문에 이 조건을 상기 식 (1)에 대입하면,
(N1/N2)(V1/L1)ton- (V2/L2)toff= 0 --- 식 (2)
가 된다. 상기 i1p= (V1/L1)ton을 ton에 대하여 정리하면 ton=(L1/V1)t1p이고 이것을 상기 식 (2)에 대입하여 상기 스위치(S)의 오프 시간 toff를 구하면,
toff= (N1/N2)(V1/L1)(L2/V2)(L1/V1) = (N1/N2)(L2/V2)i1p-- 식 (3)
이다. 시비율(duty ratio)은 스위칭 시간에 대한 온 시간의 비율이므로 상기에서 구한 온 시간 ton과 오프 시간 toff를 대입하여 시비율 D를 구하면 다음과 같다.
D = ton/(ton+toff)
= 〔 (L1/V1)i1p〕/ 〔 (L1/V1)i1p+ (N1/N2)(L2/V2)i1p〕
= 〔 (V2 root L1) 〕 / 〔 (V2 root L1) + (V1 root L2) 〕 --식(4)
주파수 f는 1/T이고 주기 T = Ton+ Toff이므로 주파수 f를 다음과 같이 구할 수 있다,
f = 1/(ton+ toff) = 1 / 〔 (L1/V1)i1p+ (N1/N2)(L2/V2)i1p〕 --식 (5)
계산을 간단히 하기 위해 변압기(10)의 효율이 100%라고 가정하면 하기 식 (6)과 같다.
(1/2)× L1× i1p 2× f = (1/2)× i1p 2= io× V2 --- 식 (6)
상기 식 6을 i1p에 대해 정리하면 i1p=이다. 이 것을 상기 식 (5)에 대입하면 다음과 같은 식을 얻을 수 있다.
f =--- 식 (7)
상기 식 (7)을 주파수 f에 대해 정리하면 최종적인 값을 하기 식 (8)과 같이 구할 수 있다.
f =--- 식 (8)
그러므로 상기 식(4) 및 식(8)에 의하여 파라미터(Parameter) 변경에 따른 정전압 유지 방법을 다음의 표 1과 같이 정리할 수 있다.
주 파 수 시 비 율
V1 증가 감소 감소
감소 증가 증가
io 증가 감소 일정
감소 증가 일정
L1 증가 감소 증가
감소 증가 감소
L2 증가 감소 감소
감소 증가 증가
상기 표 1에 나타낸 바와 같이, 도 1a와 같은 종래 RCC( Ringing Choke Converter ) 방식의 직류-직류 컨버터는, V1, io, L1, 또는 L2 등의 변화에 따라 주파수와 시비율을 변화시켜 정전압을 일정하게 유지함을 알 수 있다. 상기 V1, L1 및 L2는 고정되어 있으므로 시비율은 일정하고 부하 변화에 따라 주파수가 변하게 된다. 따라서, 부품수가 적으며 절연형 회로에 적합하고 10W이하의 소용량에서 폭넓게 이용되는 등 많은 장점을 가진 RCC 방식의 직류-직류 컨버터에서는, 부하 변화에 따른 스위칭 주파수의 정확한 변화로 정전압을 유지하도록 하는 것이 신뢰성 향상의 관건이 된다.
본 발명은 상기한 바와 같은 종래 RCC 방식의 직류-직류 컨버터의 특성을 고려하여 개량한 것으로, 그 목적은 스위칭을 위한 별도의 제어 회로 없이 변압기와 스위칭 트랜지스터만으로 부하 변동에 대응하여 발진 동작을 하도록 함으로써 주스위치의 스위칭 동작을 제어할 수 있도록 하며, 또한 회로 구성을 간단히 하고 소자의 부품 수를 적게하여 소형 경량화 함은 물론, 절연형 회로에 적합하며 자려식 플라이백 컨버터( Flyback Converter )의 특징을 갖도록 하여 별도의 제어 회로용 보조 전원이 필요치 않는 전원 장치용 직류-직류 컨버터를 제공하고자 하는 것이다.
도 1a는 종래의 RCC 방식 직류-직류 컨버터의 기본 회로도,
도 1b는 도 1a의 각부의 파형도,
도 2는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 컨버터의 블록도,
도 3은 도 2의 상세 회로도,
도 4a는 도 3의 초기 기동시의 동작을 설명하기 위한 회로도,
도 4b는 도 3의 초기 기동후 주스위치의 턴-온시를 설명하기 위한 회로도,
도 5는 도 3의 시간에 따른 전체적인 동작을 나타낸 파형도,
도 6은 도 5의 제 1 모드시 동작을 설명하기 위한 회로도,
도 7은 도 5의 제 2 모드시 동작을 설명하기 위한 회로도,
도 8은 도 5의 제 3 모드시 동작을 설명하기 위한 회로도,
도 9는 도 5의 제 4 모드시 동작을 설명하기 위한 회로도,
도 10은 도 5의 제 5 모드시 동작을 설명하기 위한 회로도,
도 11은 본 발명에 따른 OP 앰프 보상 회로도,
도 12는 도 11에 의한 OP 앰프의 보드 선도,
도 13은 도 3의 변압기의 입력 전류 파형도,
도 14는 도 3의 변압기의 코어의 B-H 특성 곡선을 도시한 것이다.
※ 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
T : 변압기 100 : 스위칭부
110 : 출력부 120 : 정전압 궤환부
130 : 제어부 140 : 과전류 보호부
Q1 : 제 1 스위치 Q2 : 제 2 스위치
D1,D2 : 정류 다이오드 D3 : 다이오드
C1 - C8 : 커패시터 L1,L2 : 인덕터
RL1, RL2 : 부하 R1 - R8 : 저항
SR : 션트 레귤레터 PD : 포토다이오드
PT : 포토트랜지스터 OP : OP 앰프
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 직류-직류 컨버터는, 일차측에 제 1 권선 및 제 2 권선이 구비되고, 2차측에 제 3 권선 및 제 4 권선이 구비되어 전원으로부터 1차측에 입력된 에너지를 2차측으로 변압하여 전달하기 위한 변압수단; 상기 전원으로부터 상기 변압수단의 1차측으로 공급되는 에너지를 단속(斷續)하기 위한 스위칭수단과; 상기 변압수단으로부터 출력되는 에너지를 정류 및 평활한 후 출력하기 위한 다중 출력수단과; 상기 다중 출력수단에서 정류되어 출력되는 전압 신호를 검출하여 궤환( feedback )하기위한 궤환수단; 상기 변압수단에 유기되는 에너지에 의해 동작하며 상기 궤환수단의 출력 신호에 따라 상기 스위칭수단의 스위칭 주파수를 제어하기 위한 제어수단; 및, 상기 스위칭수단에 과전류가 흐르는 것을 방지하기 위한 과전류 보호수단을 포함하여 구성되어; 부하의 변동에 대응하여 상기 스위칭수단의 스위칭 주파수가 제어되도록 함으로써 부하에 대응하는 정전압 출력이 유지되도록 함을 특징으로 한다.
이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명에 따른 직류-직류 컨버터에 대하여 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 컨버터의 블록도로, 동 도면에 도시된 바와 같이, 직류 전원(DC)으로부터 1차측으로 입력된 전압, 전류 에너지 신호를 2차 측으로 변압하여 전달하기 위한 변압기(T)와; 상기 전원(DC)으로부터 상기 변압기(T)의 1차측으로 공급되는 에너지 신호를 스위칭하기 위한 스위칭부(100)와; 상기 변압기(T)의 2차측으로부터 출력되는 에너지 신호를 입력하여 정류 및 평활한 후 출력하기 위한 출력부(110)와; 상기 출력부(110)의 출력 신호를 검출하여 1차측으로 궤환( feedback )하기 위한 궤환부(120)와; 상기 궤환부(120)의 출력 신호에 따라 상기 스위칭부(100)를 제어하기 위한 제어부(130); 및 상기 스위칭부(100)에 과전류가 흐르는 것을 방지하기 위한 과전류 보호부(140)를 포함하여 구성된다.
도 3은 도 2의 상세 회로도로, 직류 전원(DC)과, 변압기(T), 스위칭부(100), 제 1 출력부(111) 및 제 2 출력부(113)으로 구성된 다중 출력부(110), 궤환부(120), 제어부(130), 및 과전류 보호부(140)로 구성된다.
상기 변압기(T)는, 코어(core)를 중심으로 권선된 1차측의 제 1 권선(Np)과 제 2 권선(NG), 및 2차측의 제 3 권선(Ns15)과 제 4 권선(Ns5)으로 구성된다. 상기 제 1 권선(Np)과 제 3 권선(Ns15)이 서로 대응되도록 권선되어 있고, 상기 제 2 권선(NG)과 제 4 권선(Ns5)이 서로 대응되도록 권선되어 있다.
상기 변압기(T)의 사양을 선정하면, 상기 DC 전원(DC)에 의한 입력 전압 = 12V, 상기 제 1 출력부(111)의 출력 전압 Vo1 = 15V, 상기 제 2 출력부(113)의 출력 전압 Vo2 = 5V, 스위칭 주파수 = 100KHz (min), 상기 제 1 출력부(111)의 출력 전류 = 33mA, 상기 제 2 출력부(113)의 출력 전류 = 100mA 이다.
상기 변압기(T)의 1차측의 인덕턴스를 결정하기 위해서 다음과 같은 과정을 따른다.
시비율이 0.5라 할 때 상기 1차측의 상기 제 1 권선(Np)과 제 2 권선(NG)에 흐르는 전류는 도 13에 도시된 바와 같다. 이때, 상기 변압기(T)의 1차측에 흐르는 전류 평균치 I1(ave)은,
I1(ave)= (1/2) × i1P× (ton/(ton+toff)) = (1/4)i1P
여기서, ton= toff이고, 효율을 η 라 하면 출력 전력 Po는,
Po = I1(ave)× V1× η = (1/4)i1P× V1× η
= (1/4) × (V1/LP) × ton× V1× η ----- 식 (9)
이다. 상기 V1은 상기 변압기(T)의 1차측 권선의 자화인덕터 LP에 걸리는 전압이고 η은 상기 변압기(T)의 효율이다. 그러므로 상기 식 (9)를 LP에 대해 정리하면, LP= (η×V1 2×ton)/4Po = (η×V1 2)/4Po)×(1/2f) = (η×V1 2)/8 Po f)
----- 식 (10)
이다. 상기 LP를 구하기 위해서는 먼저 2차측의 출력 전압을 구해서 출력 전력을 계산해야 한다. 2차측에 실제로 인가되는 전압은 출력 전압에 정류 다이오드의 순방향 전압이 더해진다. 즉, 상기 제 1 출력부(111)의 실제 출력 전압 Vo1' 및 상기 제 2 출력부(113) 실제 출력 전압 Vo2'를 각각 구하면,
Vo1' = VS15+ Vf1= 15V + 0.175V = 15.175V
Vo2' = VS5+ Vf2= 5V + 0.175V = 5.175V
Po = (5.175×100mA) + (15.175×34mA) = 1.033W
이다. 지금까지 구한 값을 상기 식(10)에 대입하면 LP= 121μH 로 구해진다. 상기 VS15는 상기 제 3 권선(Ns15)의 출력 전압이고 상기 VS5는 상기 제 4 권선(Ns5)의 출력 전압이며, 상기 Vf1및 Vf2는 각각 상기 제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)의 순방향 전압이다. 이어, 상기 제 1 내지 제 4 권선(NP)(NG)(Ns15)(Ns5)의 각 권선 수를 구하면 다음과 같다.
먼저, 1차대 2차의 권수비(N12)는,
N12 = Ns5/NP= VS5/Vi= 5.17/12 =0.43
이고, 2차측 제 4 권선(Ns5)의 권수 Ns5는,
Ns5= (N12×I1P×LP) / (Ae×△B) 이다.
여기서, 는 Ae코어의 유효 면적, △B는 최대 포화 자속 밀도로서, 본 발명에서 Ae=8.47mM2, Bm=450mT 인 코어를 선정하면,
Ns5= (0.43×0.4952×121×10-6) / (8.47×10-6×0.5×450×10-3)
= 13.5 Turn ≒ 13 Turn
NP= NS5/N12 = 13/0.43 = 30 Turn
NS15= NS5× (VS15/VS5) = 13×(15.17×5.17) = 38 Turn 이 된다.
1차측 보조 권선수 권선수 NG를 구하면,
NG= Ns5× (VG/VS5) = 13×(5/5.17) ≒ 13 Turn 이 된다.
또한, 상기 변압기(T)의 코어의 B-H 특성은 도 14에 도시된 바와 같은 바, RCC 방식인 경우 B-H 곡선의 1상한 또는 3상한에서만 사용되며 실제 사용 시에는 △B로 표시되어 있는 것과 같이 minor loop를 그리게 되며 잔류자속밀도(Br)에서 전압인가 시간동안 증가된 자속 밀도 범위가 △B 이다. 그러므로 △B 값은 여유를 두어 Bm의 50%로 계산하였다.
상기 스위칭부(100)는 상기 변압기(T)의 1차측에 구비된 제 1 권선(Np)과 제 2 권선(NG)에 흐르는 전류를 제어하기 위한 주스위치(Q1) 및 보조스위치(Q2)로 구성된다. 상기 주스위치(Q1)는 고주파 스위칭에 적합한 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)로 구성되고, 상기 보조스위치(Q2)는 바이폴라 트랜지스터로 구성된다. 상기 주스위치(Q1)가 되는 상기 전계 효과 트랜지스터의 드레인은 상기 제 1 권선(Np)의 일단에 접속되어 있고 소스는 접지되어 있으며 게이트는 상기 제 2 권선(NG)의 일단에 연결되어 있다. 상기 보조스위치(Q2)가 되는 상기 바이폴라 트랜지스터의 콜렉터는 상기 전원(DC)과 상기 제 1 권선(Np) 및 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 게이트와의 공통 접점에 연결되어 있고 베이스는 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 소스와 상기 제 2 권선(NG)의 타단에 공통 연결되어 있으며 에미터는 접지되어 있다.
상기 다중 출력부(110)는 상기 제 1 권선(Np)으로부터 상기 제 3 권선(Ns15)에 유도되는 전류를 정류 및 평활한 후 출력하는 제 1 출력부(111) 및 상기 제 2 권선(NG)으로부터 상기 제 4 권선(Ns5)에 유도되는 전류를 정류 및 평활한 후 출력하는 제 2 출력부(113)로 구성되어 2중의 출력을 가진다.
상기 제 1 출력부(111)는, 상기 제 3 권선(Ns15)의 일단과 제 1 출력단 사이에 순방향으로 연결된 제 1 다이오드(D1) 및 제 1 인덕터(L1)와, 일단은 상기 제 3 권선(Ns15)의 타단과 접지에 공통 연결되고 타단은 상기 제 1 다이오드(D1)와 상기 제 1 인덕터(L1)와의 공통 접점에 연결된 제 1 커패시터(C1), 및 일단은 상기 제 1 인덕터(L1)와 상기 제 1 출력단과의 접점에 연결되고 타단은 접지된 제 2 커패시터(C2)로 구성된다. RL1은 상기 제 1 출력부(111)의 부하이다.
상기 제 2 출력부(113)는, 상기 제 4 권선(Ns5)의 일단과 제 2 출력단 사이에 순방향으로 연결된 제 2 다이오드(D2) 및 제 2 인덕터(L2)와, 일단은 상기 제 4 권선(Ns5)의 타단과 접지에 공통 연결되고 타단은 상기 제 2 다이오드(D2)와 상기 제 2 인덕터(L2)와의 공통 접점에 연결된 제 3 커패시터(C3), 및 일단은 상기 제 2 인덕터(L2)와 상기 제 2 출력단과의 접점에 연결되고 타단은 접지된 제 4 커패시터(C4)로 구성된다. RL2는 상기 제 2 출력부(113)의 부하이다.
상기 제 1 출력부(111) 및 제 2 출력부(113)에서, 출력 전압의 리플률은 △Vo/Vo = (D×Ts)/(R×C)로 주어지며, 이 식으로부터 커패시터 C = (D×Ts×Vo)/(R×△Vo)로 구해진다. 이때 출력 리플은 75mV이므로 상기 식을 이용하여 상기 제 1 출력부(11) 및 제 2 출력부(113)의 출력 커패시터 즉 제 1 커패시터(C1) 및 제 2 커패시터(C2)의 값을 구하면 다음과 같다.
상기 제 1 출력부(111)에 구비된 상기 제 1 커패시터(C1)는,
C1 = (0.5×66.6×10-3) / (75×10-3×100×103) = 4.44μH 이고.
상기 제 2 출력부(113)에 구비된 상기 제 2 커패시터(C2)는,
C2 = (0.5×200×10-3) / (75×10-3×100×103) = 13.33μH 이다.
여기에서 ESR( Electron Spin Resonance ?)을 고려하여 상기 제 1 커패시터(C1) 및 제 2 커패시터(C2)의 값을 선정하면 각각 22㎌ 및 33㎌를 사용함이 바람직하다. 상기 제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)는 정류 소자로서 순방향 전압이 작은 쇼트키 배리어(Schottky barrier) 다이오드를 사용함이 바람직하다. 상기 제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)에 각각 걸리는 최대 전압과 전류를 고려하면 다음과 같다.
상기 제 1 출력부(111)의 출력 전압 Vo1이 15V일때 정격 전류는 33mA이므로 실효치는 53mA이고 상기 제 1 다이오드(D1)에 역으로 인가되는 전압은 30V이다. 상기 제 2 출력부(113)의 출력 전압 Vo2가 5V일때 정격 전류는 100mA이므로 실효치는 163mA이고 상기 제 2 다이오드(D2)에 역으로 인가되는 전압은 11V이다. RCC 방식은 리플(Ripple)이 상당히 크므로 리플을 저감시키기 위해 상기 제 1 출력부(111)에 상기 제 1 인덕터(L1)와 제 2 커패시터(C2)로 구성된 LC 필터를 부가하고 상기 제 2 출력부(113)에 상기 제 2 인덕터(L2)와 제 4 커패시터(C4)로 구성된 LC 필터를 부가하도록 한다.
상기 궤환부(120)는, 상기 제 2 다이오드(D2) 및 제 3 커패시터(C3)의 출력단의 전압을 분압하기 위한 제 2 저항(R2)과 제 3 저항(R3), 상기 제 2 다이오드(D2) 및 제 3 커패시터(C3)의 출력단에 제 4 저항(R4)을 매개로 하여 일단이 연결된 전광(電光)변환수단으로서의 포토다이오드(PD), 1차측의 상기 제어부(130)와 유기적으로 구성되되 상기 포토다이오드(PD)의 출력신호에 따라 동작하여 상기 제어부(130)의 동작을 제어하는 광전(光電)변환수단으로서의 포토트랜지스터(PT), 상기 저항들(R2,R3)에 의해 분압된 전압 신호에 의거하여 상기 포토다이오드(PD)의 동작을 제어하기 위한 션트 레귤레터(Programmable Shunt Regulator)(SR), 및 상기 제 2 저항(R2) 및 제 3 저항(R3)과의 접점과 상기 포토 다이오드(PD) 및 션트 레귤레터(SR)와의 접점 사이에 연결된 제 5 콘덴서(C5) 및 제 5 저항(R5)으로 구성된다.
상기 궤환부(120)에서, 상기 션트레귤레터(SR)는 3단자 구조의 프로그램블 션트 레귤레터로써 기준 전압을 내장한 OP앰프로 구성하며 그 기준전압(Vref)을 2.5V로하여 정전압 동작을 한다. 상기 션트 레귤레터(SR)를 구성하는 OP 앰프(OP)는, 도 11에 도시된 바와 같이, 상기 제 2 저항(R2) 및 제 3 저항(R3)에 의한 분압점이 그 OP 앰프(OP)의 반전단자에 연결되고 기준 전압원(Vref)이 비반전단자에 연결되고 상기 OP 앰프(OP)의 반전단자와 출력단 사이에 상기 제 5 저항(R5) 및 제 5 커패시터(C5)가 상호 직렬 연결되어 있다. 상기 OP 앰프(OP)의 발진을 방지하려면 180도 위상 지연 주파수에서 그 OP 앰프(OP)의 이득 A를 1 이하로 하면 된다. 그 OP 앰프(OP)의 발진 주파수는 수 KHz에서 발생하기 때문에 그 이상의 주파수에서는 이득을 발휘하지 못하게 해야 한다. 이것을 실현하기 위해 위상 보정을 하는데 그 OP 앰프(OP) 자체내의 주파수가 커질수록 이득이 작아지는 교류의 음궤환을 실시한다. 상기 OP 앰프(OP)의 이득 A는, A = 20 log (Z2/Z1)가 된다. 여기서 Z1 = R3, Z2 = R5 + C5 이다. 상기 Z1(즉 R3)은 출력 전압 검출용 분할 저항의 임피던스이며 Z2(즉, R5 + C5)는 스위칭 발진을 방지하기 위한 위상 보정용 임피던스 소자이다. 도 11과 같이 본 발명에 따라 구성된 OP 앰프 보상회로는 주파수가 상승함에 따라 임피던스 Z2가 저하되고 고주파 영역에서 이득을 떨어뜨려 상기 OP 앰프(OP)가 안정한 동작을 수행하도록 한다. 실제로 상기 OP 앰프 보상회로는 도 12에 도시된 바와 같이 3KHz 이상에서는 이득이 없음을 볼 수 있다. 도 11에서, 상기 제 5 커패시터 C5는 470nF로 선정하고 상기 제 5 저항 R5는 40Ω으로 선정하였다.
또한, 상기 제 2 출력부(113)의 출력 전압 Vo1을 5V로 선정하고 상기 제 2 저항(R2)의 값을 1㏀으로 선정하여 상기 제 3 저항(R3)의 저항값을 하기 식 ()에 의해 구하면 R3 = 1㏀이다.
Vref= R3/(R2+R3)×Vo1 --- 식 (11)
또한, 상기 제 4 저항(R4)은 상기 포토다이오드(PD)로 입력되는 전류를 결정하는데, 상기 포토다이오드(PD)의 전류 전달 특성이 좋도록 그 저항(R4)을 충분히 작은 값으로 설정해야 한다, 상기 궤환부(120)에 사용된 상기 포토다이오드(PD)의 전류 IF는 16mA이고 순방향 전압 VF는 1.15V이다. 그러므로 상기 제 4 저항 R5의 저항값은 하기 식 (12)에 의해 구할 수 있다. 하기 식 (12)에서 Vo = 4.8V이고, Vcathode= 3.1V - 3.4V이다.
R5 ≤ (Vo -Vcathode(average)- VF) / IF-------- 식 (12)
상기 식 (12)에 각 값을 대입하면, R4 = (4.8 - 3.3 - 1.15) / 16mA = 31.25Ω 이 된다. 실제 본 발명에 따른 회로에서 상기 제 4 저항(R4)을 30Ω으로 사용하였다.
다시 도 3에서, 상기 제어부(130)는, 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 게이트와 상기 제 2 권선(NG)의 일단 사이에 연결된 제 6 커패시터(C6)와, 상기 제 6 커패시터(C6) 및 상기 제 2 권선(NG)과의 접점과 상기제 2 권선(NG)의 타단 사이에 연결된 제 7 커패시터(C7), 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)와 상기 제 2 권선(NG)의 일단과의 공통 접점에서 상기 바이폴라 트랜지스터(Q2)의 베이스로 전류가 유출되도록 차례대로 직렬 연결된 제 3 다이오드(D3), 포토트랜지스터(PT), 및 제 6 저항(R6)로 구성된다. 상기 포토트랜지스터(PT)는 상기 포토다이오드(PD)와 한 쌍으로 동작하는 포토커플러로서, 상기 포토다이오드(PD)의 출력 신호에 따른 그 포토트랜지스터(PT)의 온/오프 동작에 의해 상기 전류의 유출 경로가 단속되도록 배치 연결된다. 또한, 상기 제 6 커패시터(C6)와 상기 제 7 커패시터(C6) 및 제 1 저항(R1)은 상기 주스위치가 되는 전계 효과 트랜지스터(Q1)를 초기 기동시키기 위한 초기 기동 회로를 구성한다.
상기 과전류 보호부(140)는, 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 소스와 상기 바이폴라 트랜지스터(Q2)의 베이스 사이에 연결된 제 7 저항(R7), 상기 제 7 저항(R7)에 병렬로 연결된 제 8 커패시터(C8), 및 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 소스와 접지 사이에 연결된 제 8 저항(R8)으로 구성된다. 이와 같은 과전류 보호부(140)는 기동시 또는 부하 단락 등으로 인하여 주스위치인 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)에 과전류가 흘러 파괴되는 현상을 방지하기 위하여 부가 구성한 것이다.
상기 과전류 보호부(140)에서, 상기 트랜지스터(Q2)는 그것에 인가되는 전압, 전류 정격이 각각 VCE= 5V, IC= 수십mA이므로 정격 전압이 약 100V, 정격 전류가 약 6A인 소자를 사용함이 바람직하다. 본 발명에 따른 직류-직류 컨버터는 풀 로드(Full Load)일 때 1차측에 흐르는 입력 전류 i1이 약 0.11A 정도 흐르므로 이 전류의 약 130%인 0.145A 정도에서 입력 전류를 차단해야 한다. 상기 제 8 저항(R8)은 과전류를 검출하기 위한 저항이고, 상기 제 7 저항(R7)은 상기 트랜지스터(Q2)의 베이스 전류를 제한하는 역할을 한다. 이 제 7 저항은(R7)은 수백Ω에서 수KΩ의 범위 내에서 선정하고 본 발명에서는 실제 제작 후 동작 파형을 참고로 회로 동작이 잘되는 범위 내에서 상기 제 7 저항(R7)의 소자 값을 270Ω으로 선정하였다. 상기 제 8 저항(R8)은 다음과 같이 설정할 수 있다. 즉, 상기 제 8 커패시터(C8)의 충전 전압 VC3= 0.5V이고 상기 트랜지스터(Q2)의 베이스-에미터간 도통 전압 VBE(ON)= 0.7V 라면,
(R8×i1) + VC3= VBE(ON)이므로,
R8 = (0.7V - 0.5V) / 0.145A = 1.37Ω 이다. 본 발명에 따른 실제 회로에서 상기 제 8 저항(R8)은 1Ω을 사용하였다.
이어, 도 3과 같이 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 직류-직류 컨버터의 동작을 설명한다.
먼저, 도 4를 참조하여 본 발명의 초기 기동시 동작을 설명한다.
초기 기동시에는 주스위치인 전계 효과 트랜지스터(Q1) 및 보조 스위치인 트랜지스터(Q2)가 모두 오프( OFF ) 상태이므로, 도 4a에 도시된 바와 같이, 전원(DC) → 제 1 저항(R1) → 제 6 커패시터(C6) → 제 7 커패시터(C7) 및 제 2 권선(NG) → 제 8 저항(R8) → 전원(DC) 순으로 초기 기동 전류가 흐르고, 이때 상기 제 6 커패시터(C6) 및 상기 제 7 커패시터(C7)는 충전되기 시작한다. 상기 제 6 커패시터(C6)와 제 7 커패시터(C7)의 충전 전압의 합이 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 문턱 전압(Threshold Voltage)에 이르면 그 전계 효과 트랜지스터(Q1)는 턴온(Turn on)된다.
상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 턴온시, 도 4b에 도시된 바와 같이, 전원(DC) → 제 1 권선(Np) → 전계 효과 트랜지스터(Q1) → 제 8 저항(R8) → 전원(DC), 순으로 전류가 흐른다. 이 전류 루프(Current Loop)에 따른 전류에 의해 변압기(T)의 1차측 제 1 권선(Np)의 양단간에 전압(V1)이 발생되고 상기 제 2 권선(NG)에는 각각의 권선비에 따른 전압 VG= (NG/Np)(V1) 이 발생한다. 그러므로 기동시의 상기 제 6 커패시터(C6)의 충전전압과 상기 전압 VG가 더해지므로 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 게이트 전압은 높아지게 되어 그 전계 효과 트랜지스터(Q1)는 포화 상태로 진행된다.
상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)가 포화되면 1차측의 전류 i1이 시간에 따라 선형적으로 증가하고 제 8 저항(R8)에 걸리는 전압도 상승하여 상기 트랜지스터(Q2)의 베이스 전압이 상승한다. 상기 트랜지스터(Q2)의 베이스 전압이 VBE(ON)이상으로 되면 그 트랜지스터(Q2)가 턴 온 되며 이로 인해 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 게이트 전압이 0 으로 떨어져 이 전계 효과 트랜지스터(Q1)가 오프 되게 된다. 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)가 오프 되면 상기 변압기(T)의 각 권선에 역기전력이 발생하여 극점에 반대로 전압이 발생하고 2차측의 제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)를 도통시켜 그 동안 축적되었던 1차측의 제 1 권선(Np) 및 제 2 권선(NG)의 에너지를 2차측의 제 3 권선(NS15) 및 제 4 권선(NS5)으로 전달하게 된다. 이어, 제 1 부하 저항(RL1)과 제 2 부하 저항(RL2)에 흐르는 전류가 0으로 감소하면 2차측의 제 3 권선(NS15) 및 제 4 권선(NS5)에 남아 있는 잔류 자속에 의해 역기전력이 발생하여 상기 주스위치(Q1)의 게이트 구동 권선인 상기 제 2 권선(NG)에 양의 전압이 발생된다. 상기 주스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)의 두 번째 스위칭부터는 상기 설명된 절차를 반복하게 되지만, 궤환부(120) 및 제어부(130)의 동작에 의해 상기 주스위치인 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 온(ON) 시간을 출력 전압의 변화에 따라 제어하게 된다.
한편, 도 4a의 초기 기동시 회로를 등가적으로 구성하면 제 1 저항(R1)과 제 6 커패시터(C6)의 RC 직렬 회로로 간단히 나타낼 수 있다. 그러므로 상기 제 6 커패시터(C6)에 충전되는 전압 VC6은 하기 식(13)과 같이 나타낼 수 있다.
VC6= Vin- Vine(t/R1C6)---- 식(13)
상기 식(13)에서 VC6는 제 6 콘덴서(C6)에 충전된 전압이고 Vin은 입력 전압이며 제 1 저항 R1은 기동 저항이다. 주스위치인 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 문턱 전압은 2-4V 이므로 상기 VC6는 3V로 설정하고 상기 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 게이트 전압이 그 문턱 전압까지 상승하는데 걸리는 시간을 t라 하면 t = 10㎲로 설정하면 상기 식(13)에 의해 R1 = 18㏀, C6 = 2nF 으로 결정된다.
도 5는 도 4a 및 도 4b를 참조로 설명된 시간에 따른 본 발명의 전체적인 동작을 나타낸 파형도로서, 하기와 같이 5단계의 동작 모드로 나눌 수 있다.
제 1 모드 (T0-T1) : 주스위치인 전계 효과 트랜지스터(Q1)의 드레인-소스간 전압 VDS증가, 보조 스위치인 바이폴라 트랜지스터(Q2)의 콜렉터-에미터간 전압 VCE감소.
제 2 모드 (T1-T2) : 주스위치(Q1) 오프, 보조스위치(Q2) 온.
제 3 모드 (T2-T3) : 2차측의 출력 전압 Io2가 0에 도달하여 제 2 다이오드(D2) 오프.
제 4 모드 (T3-T4) : 2차측의 출력 전압 Io1이 0에 도달하여 제 1 다이오드(D1) 오프.
제 5 모드 (T1-T2) : 주스위치(Q1) 온, 보조스위치(Q2) 오프.
이어, 도 6 내지 도 10을 참조하여 상기 각 모드에 따른 본 발명의 동작에 대해 보다 상세히 설명한다.
도 6은 상기 제 1 동작 모드를 설명하기 위한 본 발명의 회로도로서, 이 제 1 모드(T0-T1)에서는 상기 보조 스위치(Q2)의 베이스에 인가되는 전압이 VBE(ON)까지 증가해서 그 보조 스위치(Q2)가 오프에서 온으로 천이 되는 시구간을 나타낸다. 이 시구간(T0-T1) 동안에는 상기 주스위치(Q1) 및 보조 스위치(Q2)가 천이 상태에 있기 때문에 양쪽 스위치(Q1)(Q2)에 모두 전류가 흐르게 된다. 그러나 상기 보조 스위치(Q2)의 동작점이 점점 포화 영역에 가까워질수록 상기 주스위치(Q1)는 점점 턴-오프의 상태로 진행된다. 이전 동작 모드에서 충전되어 있던 제 6 및 제 7 커패시터(C6,C7)의 전압은 제 2 권선(NG)에 흐르는 전류에 의해 방전되고 또 계속하여 역방향으로 충전이 되면서 전압이 역으로 바뀌게 된다. 2차 측의 제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)는 오프에서 온 상태로 천이 된다.
도 7은 상기 제 2 동작 모드를 설명하기 위한 본 발명의 회로도로서, 이 제 2 모드(T1-T2)에서는 주스위치(Q1)가 턴-오프 됨으로서 상기 변압기(T)의 각 권선의 전압은 극점의 반대로 유기되고 2차측의 제 1 및 제 2 다이오드(D1)(D2)는 온 상태로 된다. 이때, 이전 동작 모드에서 상기 변압기(T)의 1차측 제 1 및 제 2 권선(NP)(NG)의 자화인덕터에 축적되었던 에너지를 2차측의 제 3 및 제 4 권선(NS15)(NS5)으로 전달한다. 1차측의 입력 전류는 턴온 상태인 상기 보조 스위치(Q2)로 전류 루프가 형성되어 흐르고 이때 제 3 다이오드(D3)는 상기 제 2 권선(NG)의 역방향 전압에 의해 역바이어스 전압이 걸리기 때문에 오프된다. 이로 인해 상기 제 3 다이오드(D3) → 포토트랜지스터(PT) → 제 6 저항(R6) 으로 구성되는 제어부(130)의 전류 통로가 차단된다.
도 8은 상기 제 3 동작 모드를 설명하기 위한 본 발명의 회로도로서, 이 제 3 모드(T2-T3)에서는 제 2 부하 저항(RL2)에 흐르는 전류가 0에 도달하여 제 2 다이오드(D2)가 오프 되고 제 1 부하 저항(RL1)에는 계속하여 전류가 흐르고 있기 때문에 제 1 다이오드(D1)는 온 상태를 유지한다. 1차 측의 전류 흐름은 계속 상기 제 2 동작 모드의 상태를 유지하고 있다.
도 9는 상기 제 4 동작 모드를 설명하기 위한 본 발명의 회로도로서, 이 제 4 모드(T3-T4)에서는 보조 스위치(Q2)가 온에서 오프 상태로 천이되는 시구간을 나타낸다. 상기 변압기(T)의 1차측 권선의 자화인덕터에 축적된 에너지가 모두 방출되면 2차측으로 흐르는 모든 전류가 0에 도달하고 제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)가 모두 차단된다. 이때 2차측의 제 3 권선(NS15)및 제 4 권선(NS5)의 잔류 자속에 의해 역기전력이 발생해서 극점 방향으로 전압이 발생한다. 그러면 제 8도에 화살표로 나타낸 전류 패스가 형성되고 보조 스위치(Q2)의 콜렉터 전류 IC와 직류 전류 이득 hfe의 사이에 hfe≤ IC/IB의 관계식이 성립되면 상기 보조 스위치(Q2)는 더 이상 턴-온 상태를 유지할 수 없게 된다. 그래서 상기 보조 스위치(Q2)가 온에서 오프 상태로 천이되며 이에 따라 주스위치(Q1)도 오프에서 온으로 천이되게 된다. 이전 모드에서 충전되어 있는 제 6 커패시터(C6) 및 제 7 커패시터(C7)의 전압은 방전이 되면서 곧 바로 충전이 되어 전압이 바뀌게 된다.
도 10은 상기 제 5 동작 모드를 설명하기 위한 본 발명의 회로도로서, 이 제 5 모드(T4-T5)에서는 주스위치(Q1)가 온이므로 상기 변압기(T)의 1차측 제 1 권선(NP) 및 제 2 권선(NG)에 입력되는 전류가 선형적으로 증가하면서 각 자화 인덕터에 에너지가 축적되는 시구간이다. 이때 제 3 다이오드(D3)는 상기 제 2 권선(NG)의 순방향 전압에 의해 도통되어 상기 제 3 다이오드(D3) → 포토 트랜지스터(PT) → 제 6 저항(R6) → 제 7 저항(R7) 및 제 8 콘덴서(C8)로 흐르는 전류 패스를 형성한다. 2차측의 제 1 다이오드(D1) 및 제 2 다이오드(D2)는 역전압에 의해 오프되고 제 1 커패시터(C1) 및 제 3 커패시터(C3)는 그 동안 축적된 에너지를 제 1 부하 저항(RL1) 및 제 2 부하저항(RL2)으로 각각 방출한다.
이상 상세히 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 직류-직류 컨버터에 의하면, 주스위치 및 보조 스위치를 제어하기 위한 별도의 집적회로(IC) 및 그 집적회로를 구동하기 위한 보조 전원이 필요치 않는 자려식 플라이백 컨버터의 특징을 갖도록 하였으며, 회로 구성을 간단히 하고 회로 소자의 부품 수를 적게하여 소형 경량화 함은 물론 효율을 향상시키는 효과가 있다. 또한, 본 발명에 따른 직류-직류 컨버터는 별도의 제어용 집적회로 없이도 간단한 회로 소자들로 제어부를 구성하여 부하의 변동에 대응하여 적절하게 동작 주파수가 변동되도록 스위치가 제어되기 때문에, 본 발명을 실제 IGBT 구동용 전원으로 사용하여 실험한 결과 IGBT의 스위칭에 따른 부하 변동에 매우 잘 적응함을 볼 수 있었다.

Claims (9)

  1. 일차측에 제 1 권선 및 제 2 권선이 구비되고, 2차측에 제 3 권선 및 제 4 권선이 구비되어 1차측에 입력된 에너지를 2차측으로 변압하여 전달하기 위한 변압수단;
    상기 변압수단의 1차측에 공급되는 에너지를 단속(斷續)하기 위한 스위칭수단;
    상기 변압수단으로부터 출력되는 에너지를 평활한 후 출력하기 위한 다중 출력수단;
    상기 출력수단의 출력 신호를 검출하여 궤환하기 위한 궤환수단; 및
    상기 변압수단에 유기되는 에너지에 의해 동작하며 상기 궤환수단의 출력 신호에 따라 부하에 대응하는 정전압 출력이 유지되도록 상기 스위칭수단의 단속 주파수를 제어하기 위한 제어수단을 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 직류-직류 컨버터.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 스위칭수단은 주스위치와 보조스위치로 구성되고,
    상기 주스위치는 드레인이 상기 제 1 권선의 일단에 접속되어 있고 소스는 접지되어 있으며 게이트는 상기 제 2 권선의 일단에 연결되어 있는 전계 효과 트랜지스터로 구성되며,
    상기 보조스위치는 콜렉터가 전원과 상기 제 1 권선 및 상기 전계 효과 트랜지스터의 게이트와의 공통 접점에 연결되어 있고 베이스는 상기 전계 효과 트랜지스터의 소스와 상기 제 2 권선의 타단에 공통 연결되어 있으며 에미터는 접지되어 있는 바이폴라 트랜지스터로 구성된 것을 특징으로 하는 직류-직류 컨버터.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 다중 출력부는,
    상기 제 1 권선으로부터 상기 제 3 권선에 유도되는 전류를 평활한 후 출력하는 제 1 출력부; 및
    상기 제 2 권선으로부터 상기 제 4 권선에 유도되는 전류를 평활한 후 출력하는 제 2 출력부로 구성된 것을 특징으로 하는 직류-직류 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 출력부는,
    상기 제 3 권선의 일단과 제 1 출력단 사이에 순방향으로 연결된 제 1 다이오드 및 제 1 인덕터;
    일단은 상기 제 3 권선의 타단과 접지에 공통 연결되고 타단은 상기 제 1 다이오드와 상기 제 1 인덕터와의 공통 접점에 연결된 제 1 커패시터; 및
    일단은 상기 제 1 인덕터와 상기 제 1 출력단과의 접점에 연결되고 타단은 접지된 제 2 커패시터로 구성되고,
    상기 제 2 출력부는,
    상기 제 4 권선의 일단과 제 2 출력단 사이에 순방향으로 연결된 제 2 다이오드 및 제 2 인덕터;
    일단은 상기 제 4 권선의 타단과 접지에 공통 연결되고 타단은 상기 제 2 다이오드와 상기 제 2 인덕터와의 공통 접점에 연결된 제 3 커패시터; 및
    일단은 상기 제 2 인덕터와 상기 제 2 출력단과의 접점에 연결되고 타단은 접지된 제 4 커패시터로 구성된 것을 특징으로 하는 직류-직류 컨버터.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 궤환수단은,
    상기 출력수단의 전류 신호를 광신호로 변환하기 위한 전광변환 수단;
    상기 출력수단의 출력 전압을 검출하기 위한 전압 검출 수단;
    상기 전압 검출 수단의 출력 신호에 따라 상기 전광변환 수단의 동작을 제어하기 위한 궤환 제어수단; 및
    상기 전광변환수단의 광출력 신호를 받아 상기 제어수단의 동작을 제어하기 위한 위한 광전 변환 수단으로 구성된 것을 특징으로 하는 직류-직류 컨버터.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 궤환 제어수단은 반전단이 상기 전압 검출 수단의 출력단에 연결되고 비반전단은 기준전압원을 통하여 제 4 권선과 접지와의 공통 접점에 연결되며 출력단은 상기 전광변환수단의 출력단에 연결된 오프(OP) 앰프로 구성된 것을 특징으로 하는 직류-직류 컨버터.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 오피 엠프의 반전단과 출력단 사이에 상호 직렬 연결된 제 5 저항 및 제 5 커패시터를 부가 접속하여 상기 오피 앰프의 스위칭 발진을 방지하도록 된 것을 특징으로 하는 직류-직류 컨버터.
  8. 제 2 항에 있어서,
    상기 전계 효과 트랜지스터의 소스와 상기 바이폴라 트랜지스터의 베이스 사이에 연결된 제 7 저항;
    상기 제 7 저항에 병렬로 연결된 제 8 커패시터; 및
    상기 전계 효과 트랜지스터의 소스와 접지 사이에 연결된 제 8 저항으로 구성된 과전류 보호수단을 더 포함하여 구성되되, 상기 과전류 보호수단은 상기 전계 효과 트랜지스터에 과전류가 입력되는 것을 방지하도록 하는 것을 특징으로 하는 직류-직류 컨버터.
  9. 제 2 항에 있어서,
    상기 제어수단은,
    상기 전계 효과 트랜지스터와 상기 제 2 권선의 일단과의 공통 접점으로부터 바이폴라 트랜지스터의 베이스로 전류가 유출되도록 차례대로 직렬 연결된 제 3 다이오드, 광전변환수단, 및 제 6 저항으로 구성되되,
    상기 궤환수단의 출력 신호에 따른 상기 광전변환수단의 온/오프 동작에 의해 상기 전류의 유출 경로가 단속되어 상기 바이폴라 트랜지스터 및 상기 전계 효과 트랜지스터의 스위칭 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는 직류-직류 컨버터.
KR1019990019293A 1999-05-27 1999-05-27 직류-직류 컨버터 KR20000074998A (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1019990019293A KR20000074998A (ko) 1999-05-27 1999-05-27 직류-직류 컨버터

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1019990019293A KR20000074998A (ko) 1999-05-27 1999-05-27 직류-직류 컨버터

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20000074998A true KR20000074998A (ko) 2000-12-15

Family

ID=19588214

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019990019293A KR20000074998A (ko) 1999-05-27 1999-05-27 직류-직류 컨버터

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR20000074998A (ko)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100547182B1 (ko) * 2004-01-16 2006-01-31 현대모비스 주식회사 스위칭 전원회로
KR100733973B1 (ko) 2006-07-28 2007-06-29 엘지이노텍 주식회사 Ｐｄｐ용 전원 공급장치
US7330360B2 (en) 2005-02-16 2008-02-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Driving apparatus of display device and DC-DC converter
KR100895472B1 (ko) * 2006-03-17 2009-05-06 후지쯔 마이크로일렉트로닉스 가부시키가이샤 전원 장치의 제어 회로, 전원 장치 및 그 제어 방법
US8368373B2 (en) 2006-03-24 2013-02-05 Fujitsu Semiconductor Limited Control circuit of power supply unit, power supply unit and control method thereof
KR101492133B1 (ko) * 2013-06-10 2015-02-12 청주대학교 산학협력단 과전류 보호회로를 갖는 스위칭 전원장치
US10067205B2 (en) 2012-05-03 2018-09-04 Industry-University Cooperation Foundation Sogang University Analog signal correcting circuit improving signal distortion due to cable

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100547182B1 (ko) * 2004-01-16 2006-01-31 현대모비스 주식회사 스위칭 전원회로
US7330360B2 (en) 2005-02-16 2008-02-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Driving apparatus of display device and DC-DC converter
KR100895472B1 (ko) * 2006-03-17 2009-05-06 후지쯔 마이크로일렉트로닉스 가부시키가이샤 전원 장치의 제어 회로, 전원 장치 및 그 제어 방법
US7781909B2 (en) 2006-03-17 2010-08-24 Fujitsu Semiconductor Limited Control circuit of power supply, power supply and control method thereof
US8368373B2 (en) 2006-03-24 2013-02-05 Fujitsu Semiconductor Limited Control circuit of power supply unit, power supply unit and control method thereof
KR100733973B1 (ko) 2006-07-28 2007-06-29 엘지이노텍 주식회사 Ｐｄｐ용 전원 공급장치
US10067205B2 (en) 2012-05-03 2018-09-04 Industry-University Cooperation Foundation Sogang University Analog signal correcting circuit improving signal distortion due to cable
KR101492133B1 (ko) * 2013-06-10 2015-02-12 청주대학교 산학협력단 과전류 보호회로를 갖는 스위칭 전원장치

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100517552B1 (ko) 스위칭 전원 장치
US8824170B2 (en) Power factor correct current resonance converter
US6469913B2 (en) Switching power supply device having series capacitance
CA2296205C (en) Switching power supply unit
JP2001197740A (ja) スイッチング電源装置
USRE37898E1 (en) Self-oscillating switching power supply with output voltage regulated from the primary side
KR100681689B1 (ko) 스위칭 전원장치
JP3475892B2 (ja) スイッチング電源装置
US6433443B2 (en) Switching power supply having two or more DC outputs with switching circuit provided between the outputs
US5392206A (en) Control circuit for a switching DC-DC power converter including a controlled magnetic core flux resetting technique for output regulation
US6798671B1 (en) Switching power supply unit
KR20000074998A (ko) 직류-직류 컨버터
JPH09131058A (ja) 同調スイッチ・モード電源装置
MXPA02002049A (es) Suministro de potencia con modo de conmutacion.
JP2002374672A (ja) スイッチング電源装置
CA2214217C (en) Switching power supply apparatus
JP3354454B2 (ja) スイッチング電源装置
KR100426605B1 (ko) 직렬 커패시턴스를 갖는 스위칭 전원 장치
JP3571959B2 (ja) スイッチング電源装置
JP3129037B2 (ja) スイッチング電源装置
KR20020036166A (ko) 스위칭모드 전원공급기
JPH05236749A (ja) Ａｃ／ｄｃコンバータ
JP2008245387A (ja) スイッチング電源装置
JPH05260750A (ja) Ａｃ／ｄｃコンバータ

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application