JP2001197740A - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 回生電流を低減し、軽負荷時や無負荷時のト
ランスや第１および第２のスイッチ素子などの導通損失
を大幅に低減して高効率化，小型軽量化を図るスイッチ
ング電源装置を提供する。 【解決手段】 トランスの１次巻線Ｔ１と第１のスイッ
チ回路Ｓ１と入力電源Ｅとが直列に接続され、第２のス
イッチ回路Ｓ２とキャパシタＣの直列回路が第１のスイ
ッチ回路Ｓ１の一端に接続され、トランスの２次巻線Ｔ
２に整流平滑回路１３が接続され、制御回路１１，１２
により第１および第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をオフ
する期間を挟んで交互にオン／オフして２次巻線Ｔ２か
らエネルギを出力し、軽負荷時あるいは無負荷時に出力
検出および出力電圧低下回路１４により整流平滑回路１
３から出力される出力電圧を低下させて回生される電流
を低減する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はスイッチング電源
装置に関し、特に、直流安定化された電圧を供給するス
イッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図９は特開平１１−１８７６６４号公報
に記載されたスイッチング電源装置を示す図である。ま
ず、図９を参照して、従来のスイッチング電源装置の概
要について説明する。第１のスイッチ回路Ｓ１はスイッ
チ素子Ｑ１とダイオードＤ１とキャパシタＣ１の並列回
路で構成され、第２のスイッチ回路Ｓ２はスイッチ素子
Ｑ２とダイオードＤ２とキャパシタＣ２の並列回路で構
成され、第２のスイッチ回路Ｓ２とキャパシタＣとイン
ダクタＬとによって直列共振回路が構成され、第１およ
び第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を両スイッチがともに
オフする期間を挟んで交互にオンオフするように制御回
路１１と１２とが設けられ、整流素子Ｄｓにキャパシタ
Ｃｓを並列に接続してキャパシタＣｓによる共振期間が
設けられている。
【０００３】このように構成されたスイッチング装置に
おいては、第１のスイッチ素子Ｑ１がターンオフする
と、第２のスイッチ素子駆動巻線としてのバイアス巻線
Ｔ４に電圧が発生し、第２のスイッチ素子Ｑ２がターン
オンし、制御回路１２内の時定数回路で定められた所定
の時間で制御用トランジスタがオンすることにより、第
２のスイッチ素子Ｑ２がターンオフする。このとき、２
次側の整流ダイオードＤｓが導通状態ならば非導通とな
ったタイミングで、非導通であれば第２のスイッチ素子
Ｑ２のターンオフのタイミング、すなわち第２のスイッ
チ素子Ｑ２かつ整流ダイオードＤｓが非導通となったタ
イミングで第１のスイッチ素子Ｑ１の駆動巻線であるバ
イアス巻線Ｔ３に電圧が発生して、第１のスイッチング
素子Ｑ１をターンオンする。
【０００４】このように、第１のスイッチ素子Ｑ１と第
２のスイッチ素子Ｑ２がともにオフとなる期間を挟んで
交互にオン，オフされ、第１のスイッチ素子Ｑ１がオン
の期間でトランスＴの１次巻線Ｔ１に蓄えられたエネル
ギが第１のスイッチ素子Ｑ１がオフの期間で２次巻線Ｔ
２から電気エネルギとして出力されて整流素子Ｄｓで整
流され、平滑コンデンサＣｏで平滑され、検出回路１４
を介して負荷Ｌ１に直流電圧Ｖｏが与えられる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このように構成された
スイッチング電源装置においては、第１のスイッチ素子
Ｑ１がオンの期間に１次巻線またはインダクタＬに一度
蓄えられたエネルギの一部が第１のスイッチ素子Ｑ１が
ターンオフすると１次側の共振コンデンサＣに蓄えら
れ、次に第２のスイッチ素子Ｑ２がオンの期間において
入力電圧に回生される。このため、このような回路を循
環する循環電流が存在し、出力電流を供給するための励
磁電流に対するこの循環電流の割合が軽負荷時ほど増加
し、無負荷で循環電流のみとなる。この循環電流が増加
すると、トランスＴや第１および第２のスイッチ素子Ｑ
１，Ｑ２などの導通損失が増大し、効率が低下するとい
う問題点があった。
【０００６】それゆえに、この発明の主たる目的は、こ
のような回生電流を低減し、軽負荷時，無負荷時のトラ
ンスや第１および第２のスイッチ素子などの導通損失を
大幅に低減してスイッチング電源の高効率化および小型
軽量化を図るスイッチング電源装置を提供することであ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
トランスの１次巻線と、第１のスイッチ回路と、入力電
源とが直列に接続され、第２のスイッチ回路とキャパシ
タの直列回路が第１のスイッチ回路の一端に接続され、
トランスの２次巻線に整流平滑回路が設けられたスイッ
チング電源装置において、第１のスイッチ回路は第１の
スイッチ素子と第１のダイオードと第１のキャパシタの
並列接続回路で構成され、第２のスイッチ回路は第２の
スイッチ素子と第２のダイオードと第２のキャパシタの
並列接続回路で構成され、さらに第１および第２のスイ
ッチ素子を両スイッチ素子がともにオフする期間を挟ん
で交互にオン／オフするスイッチング制御回路と、整流
平滑回路により出力される出力電圧を低下させる電圧低
下回路とを備え、出力電圧低下回路により出力電圧を低
下させることにより入力電源に回生される電流を低減す
ることを特徴とする。
【０００８】請求項２に係る発明では、請求項１の第１
および第２のスイッチ素子の少なくともいずれか一方を
電界効果トランジスタで構成したことを特徴とする。
【０００９】請求項３に係る発明では、請求項１または
２のトランスは第１のスイッチ素子を導通させる電圧を
発生する第１の駆動巻線と、第２のスイッチ素子を導通
させる電圧を発生する第２の駆動巻線とを有し、自励発
振させることを特徴とする。
【００１０】請求項４に係る発明では、請求項１のトラ
ンスは１次巻線と２次巻線との間に有する漏れインダク
タまたはトランスに直列に接続されたインダクタを備
え、インダクタとキャパシタとで共振回路を構成するこ
とを特徴とする。
【００１１】請求項５に係る発明では、請求項１または
２の整流平滑回路はダイオードを含み、このダイオード
の寄生容量もしくはそのダイオードに並列に接続された
コンデンサを含み、寄生容量またはコンデンサとトラン
スのインダクタとが第１および第２のスイッチ素子がと
もにオフする期間に共振回路を構成する。
【００１２】請求項６に係る発明では、請求項１の第２
のスイッチ素子を制御する制御回路はトランジスタとコ
ンデンサとインピーダンス回路からなる時定数制御回路
を含むことを特徴とする。
【００１３】請求項７に係る発明では、請求項１の第１
のスイッチ素子のオン時間を制御することで出力電圧の
制御を行ない、第２のスイッチ素子のオン時間をほぼ一
定とすることを特徴とする。
【００１４】請求項８に係る発明では、さらに第１およ
び第２のスイッチ素子の少なくともいずれか一方が零電
圧または零電圧に向って降下しながら導通するように第
２のスイッチ素子の導通時間を制御する制御回路を備え
たことを特徴とする。
【００１５】請求項９に係る発明では、電圧低下回路に
より出力電圧を低減させることにより、入力電源に回生
される電流を低下させ、第１および第２のスイッチング
素子の動作を、オン／オフするスイッチング動作を行な
う発振期間とスイッチング動作が行なわれない停止期間
を交互に繰返す間欠発振動作とすることを特徴とする。
【００１６】請求項１０に係る発明では、請求項１のト
ランスの２次巻線に接続される出力安定化回路を備えた
ことを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の一実施形態のス
イッチング電源装置を示す図である。図１において、ト
ランスＴは１次巻線Ｔ１と２次巻線Ｔ２と第１の駆動巻
線としてのバイアス巻線Ｔ３と第２の駆動巻線としての
バイアス巻線Ｔ４とを有しており、その１次巻線Ｔ１と
インダクタＬとの直列回路に第１のスイッチ回路Ｓ１と
入力電源Ｅが直列接続されている。
【００１８】第２のスイッチ回路Ｓ２とキャパシタＣと
の直列回路がトランスＴの１次巻線Ｔ１とインダクタＬ
との直列回路に対して並列に接続されている。トランス
Ｔの２次巻線Ｔ２には整流ダイオードＤｓと平滑コンデ
ンサＣｏからなる整流平滑回路１３が設けられている。
【００１９】第１のスイッチ回路Ｓ１は第１のスイッチ
素子Ｑ１と第１のダイオードＤ１と第１のキャパシタＣ
１の並列接続回路で構成され、第２のスイッチ回路Ｓ２
は第２のスイッチ素子Ｑ２と第２のダイオードＤ２と第
２のキャパシタＣ２の並列接続回路で構成されている。
トランスＴのバイアス巻線Ｔ３とＴ４とには第１および
第２のスイッチ素子Ｑ１とＱ２を制御する制御回路１
１，１２が接続されている。
【００２０】整流平滑回路１３の出力側には出力検出お
よび出力電圧低下回路１４が接続される。この出力検出
および出力電圧低下回路１４は負荷Ｌ１に供給される出
力電圧Ｖｏおよび必要に応じて出力電流Ｉｏを検出す
る。この検出信号は一方の制御回路１１に与えられてス
イッチ素子Ｑ１のオン時間が制御される。
【００２１】図１の制御回路１１は、バイアス巻線Ｔ３
で発生された電圧に応じて、スイッチ素子Ｑ１に対して
正帰還をかけることによって自励発振させるが、検出回
路および出力電圧低下回路１４の検出信号を必要に応じ
て絶縁回路を介して入力し、基準電圧との差に応じて第
１のスイッチ素子Ｑ１のオフタイミングを制御すること
により、スイッチ素子Ｑ１のオン時間を制御する。
【００２２】制御回路１２はバイアス巻線Ｔ４の発生電
圧を入力して、スイッチ素子Ｑ２のオフタイミングを制
御することによりスイッチ素子Ｑ２のオン時間を制御す
る。この制御回路１２は必要に応じて出力検出および出
力電圧低下回路１４の検出信号を入力し、第２のスイッ
チ素子Ｑ２のオン時間を制御する。
【００２３】制御回路１１，１２はスイッチ素子Ｑ１と
Ｑ２がともにオフする期間を挟んで交互にオン／オフさ
れるように制御する。この構成によれば、たとえば他励
発振型フライバックコンバータのようなスイッチング制
御用のＩＣを用いる必要がないため、制御回路１１，１
２は簡単な回路で構成が可能となる。
【００２４】なお、インダクタＬはトランスＴの漏れイ
ンダクタを回路上素子として表わしたものである。ただ
し、キャパシタＣとインダクタＬの共振周波数（周期）
を所定値にするために、トランスＴとは別にインダクタ
をトランスの１次巻線に直列接続してもよい。
【００２５】図２は図１の回路各部の波形図である。次
に、図１および図２を参照して、回路の動作について説
明する。図２（ａ），（ｂ）はスイッチ素子Ｑ１とＱ２
のオンオフを示す信号であり、図２（ｃ），（ｄ）はそ
れぞれキャパシタＣ１の両端電圧波形信号Ｖｄｓ１とス
イッチ回路Ｓ１の電流波形信号ｉｄ１である。図２
（ｅ），（ｆ）はキャパシタＣ２の両端電圧波形信号Ｖ
ｄｓ２とスイッチ回路Ｓ２の電流波形信号ｉｄ２であ
る。
【００２６】図１に示したスイッチング電源装置の動作
は１スイッチング周期Ｔｓにおいて時間ｔ１〜ｔ６の５
つの動作状態に分けることができる。以下に各状態にお
ける動作を示す。
【００２７】＜状態１＞ｔ１〜ｔ２ スイッチ素子Ｑ１は図２（ａ）に示すようにオンしてお
り、トランスＴの１次巻線Ｔ１に入力電圧が印加され、
トランスＴの１次巻線電流が直線的に増加し、トランス
Ｔに励磁エネルギが蓄えられる。時間ｔ２でスイッチ素
子Ｑ１がターンオフすると、状態２に遷移する。
【００２８】＜状態２＞ｔ２〜ｔ３ スイッチ素子Ｑ１がターンオフすると、トランスＴの１
次巻線Ｔ１とインダクタＬはキャパシタＣ１およびＣ２
と共振し、キャパシタＣ１を充電しキャパシタＣ２を放
電する。図２（ｃ）に示すように、キャパシタＣ１の両
端電圧波形信号Ｖｄｓ１の立下がり部分の曲線は、キャ
パシタＣ１とインダクタＬおよび１次巻線Ｔ１のインダ
クタとの共振による正弦波の一部である。図２（ｄ）に
示すスイッチ回路Ｓ１の電流波形信号ｉｄ１の立下がり
部分は、電圧波形信号Ｖｄｓ１の９０度位相進みの波形
である。
【００２９】図２（ｅ）に示すように、キャパシタＣの
両端電圧Ｖｄｓ２が下降し零電圧となると、ダイオード
Ｄ２が導通し、図２（ｂ）に示すスイッチ素子Ｑ２がタ
ーンオンする。これにより零電圧スイッチング動作し、
状態３に遷移する。図２（ｅ）に示すように、キャパシ
タＣ２の両端電圧Ｖｄｓ２の立下がり部分の曲線は、キ
ャパシタＣ２とインダクタＬおよび１次巻線Ｔ１のイン
ダクタとの共振による正弦波の一部である。図２（ｆ）
に示すように、電流波形信号ｉｄ２の立下がり部分は、
電圧波形信号Ｖｄｓ２の９０度位相進みの波形である。
このとき、整流素子Ｄｓが導通し、零電圧ターンオン動
作となる。
【００３０】＜状態３＞ｔ３〜ｔ４ 状態３では、ダイオードＤ２またはスイッチ素子Ｑ２が
導通し、インダクタＬとキャパシタＣが共振を始める。
このとき、２次側では整流素子Ｄｓが導通し、トランス
Ｔに蓄えられた励磁エネルギが２次巻線Ｔ２から放出さ
れ、整流平滑回路１３を介して出力される。このとき、
整流素子Ｄｓに流れる電流ｉｓは１次側のインダクタＬ
とキャパシタＣによる共振電流ｉｄ２に対し、直線的に
減少する励磁電流ｉｍを引いた値と相似形となるため、
零電流から立上がり、正弦波状の曲線を有する波形とな
る。したがって、この電流Ｉｓは電流変化率が零となる
ピーク点に達した後、零電流に向って下降する。時間ｔ
４でトランスの励磁電流ｉｍの電流ｉｄ２の関係がｉｍ
＝ｉｄ２となり、２次側電流Ｉｓが０になると、整流素
子Ｄｓがターンオフし、整流素子Ｄｓの零電流ターンオ
フ動作が実現され、状態３が終了する。
【００３１】＜状態４＞ｔ４〜ｔ５ 整流素子Ｄｓがオフすると、１次側ではキャパシタＣと
インダクタＬとの共振が終了し、キャパシタＣの放電に
より励磁電流ｉｍのみが流れ、状態１とは逆方向にトラ
ンスＴを励磁する。ｔ４からｔ５にかけての直線的に上
昇する電流ｉｄ２がその励磁電流ｉｍである。
【００３２】＜状態５＞ｔ５〜ｔ６ ｔ５でスイッチ素子Ｑ２がターンオフすると、トランス
Ｔの１次巻線Ｔ１とインダクタＬはキャパシタＣ１およ
びＣ２と共振し、キャパシタＣ１を放電し、キャパシタ
Ｃ２を充電する。キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｄｓ１が
下降し、零電圧になると、ダイオードＤ１が導通する。
このとき、ｔ６でスイッチ素子Ｑ１がターンオンされ、
零電圧スイッチング動作を実現し、状態５が終了する。
【００３３】１スイッチング周期当り以上のような動作
を行ない、次のスイッチング周期も同様の動作を行な
い、以降この動作を繰返す。上述したスイッチング電源
回路によれば、スイッチ素子Ｑ１およびＱ２は零電圧で
ターンオンし、スイッチ素子Ｑ２は零電流付近でターン
オフするため、スイッチング損失が大幅に低減される。
また、２次側の整流素子Ｄｓは零電流でターンオンし、
かつその電流波形は零電流から比較的急峻に立上がり、
電流の変化率が零となるピーク点に達した後、再び零電
流となってターンオフする波形となるため、整流素子に
流れる電流波形が方形波的となってピーク電流値が低く
抑えられ、実効電流値が低減されて導通損が低減され
る。
【００３４】図３は負荷の大きさに対する電流ｉｄ１の
変化の例を示し、図４は出力電圧低下前と低下後の電流
波形を示す図である。
【００３５】ここで、従来例で説明した循環電流につい
てより具体的に説明する。従来例において、図３（ａ）
は軽負荷時，（ｂ）は定格負荷時、（ｃ）は重負荷時と
第１のスイッチ回路Ｓ１のオン／オフする期間を制御す
ることによって、電流のピークが変化していることを示
している。なお、図３において、点線で示す励磁電流ｉ
ｍは図２とは逆方向を正として表わしている。
【００３６】図３に示すように、（ａ）の軽負荷時と
（ｂ）の定格負荷時を比較すると負荷が軽くなるほどオ
ン時間Ｔｏｎ２のＴｏｎ１に対する割合が大きくなる。
すなわち、制御回路１２はスイッチ素子Ｑ１に対して交
互にスイッチ素子Ｑ２をオン／オフさせるが、負荷の大
きさにかかわらず、スイッチ素子Ｑ２のオン時間Ｔｏｆ
ｆを一定にすることによって、Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆが一定
となるように制御する。図３において、斜線部分は出力
に関与しない循環電流であり回生電流となる。従来例で
説明したように、循環電流の割合が増加するとトランス
Ｔやスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２などの導通効率が増大し効
率が低下する。
【００３７】そこで、この発明の実施形態では、図１に
示す出力検出および出力電圧低下回路１４を設け、循環
電流を減少させる。すなわち、図４の点線は出力電圧低
下前のスイッチ回路Ｓ１に流れる電流ｉｄ１を示してい
る。この電流ｉｄ１が負に立下がってから一定の傾きで
増加するが、この傾きはＶｉｎ／Ｌｐ（Ｖｉｎ：電源電
圧、Ｌｐ：トランスＴの１次巻線のインダクタンス）で
表わされる。
【００３８】スイッチ素子Ｑ２がターンオンした後、タ
ーンオフすると、電流ｉｄ１は減少するが、その傾きは
ｎp 2Ｖｏ／（ｎs 2Ｌp）（ｎp：トランスＴの１次巻線の
巻数比、Ｖｏ：出力電圧、ｎs：２次巻線数）で表わさ
れる。ここで巻線数ｎp，ｎs，１次巻線Ｔ１のインダク
タンスＬｐは一定の値であるため、出力検出および出力
電圧低下回路１４によって出力電圧Ｖｏを低くすれば、
傾きの傾斜が緩やかとなって回生電流および循環電流を
大幅に低減でき、導通損を低減でき、高効率化を図るこ
とができる。出力検出および出力電圧低下回路１４の具
体例については後述の図６で詳細に説明する。
【００３９】図５はこの発明の他の実施形態のスイッチ
ング電源装置を示す図である。この図５に示した実施形
態は、スイッチ回路Ｓ２とキャパシタＣとの直列回路を
スイッチ回路Ｓ１に対して並列に接続したものであっ
て、この回路の作用効果は図１と同じである。
【００４０】図６はこの発明のさらに他の実施形態のス
イッチング電源装置を示す図である。
【００４１】この図６に示した実施形態と図１の実施の
形態とで異なる点は、次のとおりである。すなわち、イ
ンダクタＬは入力電源Ｅの＋側とトランスＴの１次巻線
Ｔ１の一端との間に直列接続され、入力電源Ｅとインダ
クタＬと１次巻線Ｔ１とスイッチ回路Ｓ１とが直列接続
されている。スイッチ回路Ｓ１のスイッチ素子Ｑ１とス
イッチ回路Ｓ２のスイッチ素子Ｑ２としては、ＭＯＳ−
ＦＥＴが用いられる。
【００４２】制御回路１１はトランジスタＱ３と絶縁回
路としてのフォトカプラのフォトトランジスタＱ５と抵
抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３とキャパシタＣ３，Ｃ４とから構成
され、バイアス巻線３に発生した電圧がキャパシタＣ３
と抵抗Ｒ２を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲートに与え
られる。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の一端とＭＯＳ−ＦＥＴＱ
１のゲートとの間に接続された抵抗Ｒ３とフォトトラン
ジスタＱ５の直列回路およびキャパシタＣ４は時定数回
路を構成している。
【００４３】制御回路１２はトランジスタＱ４と抵抗Ｒ
４，Ｒ５とキャパシタＣ５，Ｃ６とから構成されてい
て、バイアス巻線Ｔ４に発生した電圧がキャパシタＣ５
と抵抗Ｒ５を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲートに与え
られる。抵抗Ｒ４とキャパシタＣ６は時定数回路を構成
している。抵抗Ｒ１１は起動時の電圧を与える起動抵抗
である。
【００４４】出力検出および出力電圧低下回路１４は、
整流平滑回路１３の出力間に接続される抵抗Ｒ９とフォ
トカプラのフォトダイオードＤ３とシャントレギュレー
タＳＲとの直列回路と、抵抗Ｒ６とＲ７との直列回路
と、抵抗Ｒ６の両端間に接続されて抵抗Ｒ８を介して外
部から信号を受けるトランジスタＱ６と抵抗Ｒ１０とか
ら構成されている。シャントレギュレータＳＲは、たと
えばオペアンプからなり、抵抗Ｒ６とＲ７とによって分
圧された比較電圧がオペアンプの基準電圧を超えると、
フォトダイオードＤ３を点灯させる。トランジスタＱ６
は外部から抵抗Ｒ８を介して低いレベルの信号が入力さ
れると、オンして抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ１０の並列接続と
し、出力電圧を低くする。なお、整流素子Ｄｓにはキャ
パシタＣｓが並列接続されている。
【００４５】さらに、出力検出および出力電圧低下回路
１４とは並列に安定化回路１５が設けられる。安定化回
路１５は整流平滑回路１３からたとえば直流２４Ｖが出
力されていて、出力検出および出力電圧低下回路１４の
動作によって２４Ｖの電圧が低下されても、別系統とし
てたとえばロジック回路用の５Ｖの安定化された電圧を
負荷Ｌ２に出力する。
【００４６】次に、図６に示したスイッチング電源装置
の具体的な動作について説明する。まず、起動時におい
ては抵抗Ｒ１１を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲートに
電圧が与えられ、このＭＯＳ−ＦＥＴＱ１がオンする。
オンすると、バイアス巻線Ｔ３の両端に電圧が発生す
る。また、起動後の通常動作時においては、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ２かつダイオードＤｓが非導通となったタイミン
グでバイアス巻線Ｔ３に電圧が発生する。バイアス巻線
Ｔ３の両端に電圧が発生すると、その電圧がキャパシタ
Ｃ３，抵抗Ｒ２を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲートに
与えられて、このＭＯＳ−ＦＥＴＱ１がオンする。この
とき、抵抗Ｒ１およびＲ３とフォトトランジスタＱ５を
介してキャパシタＣ４が徐々に充電される。一定時間経
過してキャパシタＣ４の充電電圧がトランジスタＱ３の
しきい値電圧（たとえば０．６Ｖ）を超えると、トラン
ジスタＱ３がオンし、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲート電圧
を接地電位にするのでＭＯＳ−ＦＥＴＱ１がオフする。
その結果、１次巻線Ｔ１の電圧が反転し、２次巻線Ｔ２
からエネルギが供給される。
【００４７】一方、バイアス巻線Ｔ４に電圧が発生する
と、この電圧が制御回路１２のキャパシタＣ５と抵抗Ｒ
５を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ２のゲートに与えられ、こ
のＭＯＳ−ＦＥＴＱ２がオンするとともに、キャパシタ
Ｃ５と抵抗Ｒ４を介してキャパシタＣ６が充電される。
一定時間経過してキャパシタＣ６の充電電圧がトランジ
スタＱ４のしきい値電圧を超えると、トランジスタＱ４
がオンしてＭＯＳ−ＦＥＴＱ２をオフにする。この動作
を繰返すことによって、２次巻線Ｔ２からエネルギが整
流平滑回路１３，出力検出および出力電圧低下回路１４
を介して負荷Ｌ１に電圧Ｖｏが供給される。また、整流
平滑回路１３で整流された直流電圧は安定化回路１５に
よって所定の安定化電圧に変換され、負荷Ｌ２に出力電
圧Ｖｏ′を供給する。
【００４８】この実施形態では、主として軽負荷のと
き、出力電圧を低下させて循環電流や回生電流を軽減す
る制御が行なわれる。すなわち、外部から端子４に信号
が入力されると、トランジスタＱ６がオンし、抵抗Ｒ６
と抵抗Ｒ１０の並列接続となって、抵抗Ｒ７の両端電圧
が高くなり、シャントレギュレータＳＲの基準電圧より
も高くなって発光ダイオードＤ３に電流が流れ、発光さ
せる。その結果、制御回路１１のフォトトランジスタＱ
５のインピーダンスが小さくなり、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１
のオン時間が短くなり出力電圧を低下させる。
【００４９】なお、整流素子Ｄｓに対してキャパシタＣ
ｓが接続されているが、このキャパシタＣｓはＭＯＳ−
ＦＥＴＱ１またはＱ２のオフ時にトランスＴの２次巻線
Ｔ２と共振して、キャパシタＣＳの両端電圧波形が正弦
波形の一部の波形を形成し、所定の時間で零電圧から立
上がるように、または零電圧に向って立下がるようにそ
の容量が設定される。これにより、キャパシタＣｓの両
端電圧が急峻な変化を伴わず、整流素子Ｄｓのスイッチ
ング損失および逆回復損失が低減される。
【００５０】次に、図６に示した実施形態の変形例とし
て、間欠発振動作をさせる例について説明する。出力電
圧低下回路１４により出力電圧を低減させると、入力電
源Ｅに回生される電源が低減し、図４に示すようにスイ
ッチング周期Ｔはスイッチング周期Ｔ′となって短くな
り、スイッチング周波数が高くなる。このようにスイッ
チング周波数があるしきい値の周波数より高くなると、
ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１およびＱ２のオン／オフするスイッ
チング動作を行なう発振期間と、スイッチング動作が行
なわれない停止期間を交互に繰返す間欠発振動作となる
ように設定しておく。間欠発振動作を行なうと、停止期
間ではスイッチング動作を行なわないため、スイッチン
グ損失が全く発生しない。また、スイッチング周期にお
いても循環電流を低減し、導通損失などは低減される。
このため、単位時間当りの損失が大幅に低減され、電力
変換効率が大幅に向上する。
【００５１】図７はこのような間欠発振動作を説明する
ための波形図である。次に、図６および図７を参照し
て、間欠発振動作について説明する。前述のごとく入力
信号により出力電圧が低下すると循環電流が小さくな
り、図６のＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のオン時間ＴｏｎはＴｏ
ｎ′となって短くなり、スイッチング周波数が高くな
る。
【００５２】具体的な動作として、バイアス巻線Ｔ３に
電圧が発生すると、その電圧がキャパシタＣ３，抵抗Ｒ
２を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲートに与えられ、こ
のＭＯＳ−ＦＥＴＱ１がオンする。ここで、バイアス巻
線Ｔ３に電圧が発生してから、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲ
ートに電圧が与えられてしきい値電圧を超えてＭＯＳ−
ＦＥＴＱ１がターンオンするまでの遅延時間をｔ１とす
る。また、バイアス巻線Ｔ３に電圧が発生してから、抵
抗Ｒ１および抵抗Ｒ３とフォトトランジスタＱ５の直列
回路を介してキャパシタＣ４が徐々に充電され、キャパ
シタＣ４の充電電圧がトランジスタＱ３のしきい値電圧
を超えてトランジスタＱ３がオンし、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ
１がターンオフするまでの遅延時間をｔ２とする。ここ
で、（ｔ２−ｔ１）の時間がＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲー
トに電圧が与えられる時間となる。ここで、遅延時間ｔ
１はキャパシタＣ３の容量値、抵抗Ｒ２の抵抗値および
バイアス巻線ｔ３に発生する電圧などで決まる一定値で
ある。遅延時間ｔ２はキャパシタＣ４の容量値と、抵抗
Ｒ３の抵抗値およびフォトトランジスタＱ５のインピー
ダンスなどで決まる時定数と、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲ
ートに発生する電圧などで決まる。この遅延時間ｔ２
は、フォトトランジスタＱ５のインピーダンスが変化す
ることから出力に応じて変化する値となる。すなわち、
出力が大きい場合に遅延時間ｔ２は長くなり、出力が小
さい場合に遅延時間ｔ２は短くなる。
【００５３】今、ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１がスイッチング動
作をしており、出力電圧が徐々に上昇すると、遅延時間
ｔ２がだんだん短くなる。このとき、制御系の遅れなど
により遅延時間ｔ２が遅延時間ｔ１より短くなると、Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴＱ１はターンオンできなくなる。バイアス
巻線Ｔ３に発生する電圧でＭＯＳ−ＦＥＴＱ１がターン
オンできない場合にはＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のスイッチン
グ動作が停止し、次に起動抵抗を介してＭＯＳ−ＦＥＴ
Ｑ１がターンオンするまでは停止期間となる。さらに、
起動抵抗を介してＭＯＳ−ＦＥＴＱ１がターンオンし、
遅延時間ｔ２が遅延時間ｔ１より短くなり、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ１がターンオンできなくなるまでの期間が発振期
間となって間欠発振動作となる。
【００５４】間欠発振においては、出力電圧は発振期間
において出力電圧が充電により上昇し、停止期間におい
ては放電により減少する。この様子を図７に示す。図７
（ａ）は出力電圧Ｖｏを示し、図７（ｂ）はＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ１のドレインソース間電圧波形を示し、図７
（ｃ）はＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のドレインソース間電圧波
形を拡大して示し、図７（ｄ）はＭＯＳ−ＦＥＴＱ１の
ゲートソース間電圧波形を拡大して示している。
【００５５】このように、制御系の遅れで間欠発振動作
となるため、スイッチング周波数がある周波数より高く
なると間欠発振動作が始まる。このしきい値の周波数を
出力電圧低下前のスイッチング周波数と出力電圧低下後
のスイッチング周波数の間に設定しておけば、出力電圧
の低下により間欠発振動作とすることができる。
【００５６】図８はこの発明のさらに他の実施形態のス
イッチング電源装置を示す図である。この実施形態は、
図１の実施形態の変形例であって、入力電源Ｅとキャパ
シタＣと１次巻線Ｔ１とインダクタＬとスイッチ回路Ｓ
１を直列に接続し、また入力電源Ｅとスイッチ回路Ｓ１
とスイッチ回路Ｓ２を直列に接続したものであり、その
作用効果は図１と同じである。
【００５７】今回開示された実施の形態はすべての点で
例示であって制限的なものではないと考えられるべきで
ある。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求
の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味お
よび範囲内でのすべての変更が含まれることが意図され
る。
【００５８】
【発明の効果】請求項１に係る発明によれば、無負荷時
または軽負荷時に出力電圧を低下させることにより、ト
ランスの２次巻線のインダクタと出力電圧で決まるリセ
ット電流の傾きを小さくし、回生電流を低減することが
できる。これにより、トランスやスイッチ素子の導通損
失を大幅に低減し、電源装置の高効率化、小型化，軽量
化を図ることができる。
【００５９】また、２次側回路で出力電圧を低下させる
ことにより、動作モードを変化させることができ、従来
のように２次側から１次側の制御回路に制御信号を伝達
してスイッチ素子などを制御する必要はなく、部品点数
の低減による小型軽量化，低コスト化をも図ることがで
きる。
【００６０】請求項２の発明によれば、スイッチ回路を
構成するダイオードおよびキャパシタとして電界効果ト
ランジスタの寄生ダイオードおよび寄生容量を用いるこ
とができ、部品点数の削減による小型軽量化，低コスト
化を図ることができる。
【００６１】請求項３に係る発明によれば、トランスの
第１および第２の駆動巻線からそれぞれ発生される電圧
によってスイッチング回路を自励発振させることによ
り、ＩＣなどによる発振回路を不要にでき、部品点数の
削減による小型軽量化，低コスト化を図ることができ
る。
【００６２】請求項４に係る発明によれば、トランスの
１次巻線と２次巻線との間に有する漏れインダクタまた
はトランスに直列に接続されたインダクタと第２のスイ
ッチ回路に直列に接続されたキャパシタとで共振回路を
構成することにより、２次側の電流波形のピーク電流値
を低減し、実効電流を低減して２次側ダイオードの導通
損失を低減できるとともに、２次側ダイオードの零電流
ターンオフを実現して逆回復損失を低減できる。また、
第２のスイッチ素子の零電流ターンオフを実現してスイ
ッチング損失を低減し、高効率化，小型軽量化を図るこ
とができる。
【００６３】請求項５に係る発明では、整流平滑回路の
ダイオードの寄生容量もしくはこのダイオードに並列に
接続された容量性インピーダンスとトランスのインダク
タとが第１および第２のスイッチ素子がともにオフする
期間に共振回路を構成するようにしたので、２次側ダイ
オードが非導通時にダイオードの寄生容量もしくはその
ダイオードに並列に接続された容量性インピーダンスに
蓄えられた電荷を２次側ダイオードが導通するときに２
次側に電気エネルギとして伝達することができる。この
電気エネルギは２次側ダイオードを導通せずに２次側に
伝達されるため、２次側ダイオードの電圧降下がなく、
低損失化を図ることができる。また、２次側の電流波形
をより方形波形に近づけてピーク電流値を低減し、実効
電流を低減して２次側ダイオードの導通損失を低減でき
る。
【００６４】さらに、自励発振方式で構成した場合に
は、第２のスイッチ素子がオフかつ２次側ダイオードが
非導通となったときに、２次側で平滑された出力電圧ま
たは１次側のコンデンサのフライバック電圧を電圧源と
して、ダイオードの寄生容量もしくはそのダイオードに
並列に接続された容量性インピーダンスとトランスのイ
ンダクタとが共振し、第１のスイッチ素子の駆動巻線に
電圧を発生させ、第１のスイッチ素子をターンオンさせ
て自励発振させることができる。
【００６５】請求項６に係る発明によれば、第２のスイ
ッチ素子を制御する制御回路をトランジスタとコンデン
サとインピーダンス回路からなる時定数制御回路を含む
ことにより、第２のスイッチ素子を制御する制御回路を
駆動用の絶縁トランスなどの部品を必要とせず、両スイ
ッチ素子がオフとなる期間を挟んで第１と第２のスイッ
チ素子を交互にオンオフする回路を少ない部品点数で構
成でき、部品点数の削減による小型軽量化，低コスト化
を図ることができる。
【００６６】請求項７に係る発明では、第１のスイッチ
素子のオン時間を制御することによって出力電圧の制御
を行ない、第２のスイッチ素子のオン時間をほぼ一定と
するようにしたので、たとえば定格負荷時のトランスに
蓄えられた励磁エネルギのリセット時間と第２のスイッ
チ素子のオン時間をほぼ同じとすることにより、回生電
流を最小値とすることができ、この負荷より軽負荷時に
は、出力電圧を低下させて回生電流を低減するように構
成できるので、制御方式を簡素化できる。
【００６７】請求項８の発明によれば、第１および第２
のスイッチ素子の少なくともいずれか一方を零電圧また
は零電圧に向って降下してから導通するように第２のス
イッチ素子の導通時間を制御することにより、零電圧ス
イッチング動作または低電圧スイッチング動作を実現
し、スイッチング損失を低減して電源装置の高周波化，
高効率化，小型化，軽量化を図ることができる。
【００６８】請求項９に係る発明では、間欠発振動作を
行なうと、停止期間ではスイッチング動作を行なわない
ため、スイッチング損失が全く発生しない。また、スイ
ッチング期間においても循環電流を低減し、導通損失な
どが低減される。このため、単位時間当りの損失が大幅
に低減され、電力変換効率が大幅に向上し、電源装置の
高効率化，小型化軽量化を図ることができる。
【００６９】請求項１０に係る発明では、トランスの２
次巻線に接続される出力安定化回路を設けることによ
り、出力電圧を低下させても電圧安定化回路の後段の出
力電圧を一定に安定化でき、常に安定な一定電圧が必要
とされるロジック回路などの電源として活用することが
できる。また、電圧安定化回路を降圧型安定化回路で構
成することにより、出力電圧低下により安定化回路の入
出力間電位差を小さくでき、電圧安定化回路の変換効率
を上げることができるという２次的な効果も奏すること
ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の一実施形態のスイッチング電源装
置を示す図である。
【図２】 図１に示したスイッチング電源装置の各部の
動作波形図である。
【図３】 負荷の大きさに対する電流ｉｄ１の変化の例
を示す図である。
【図４】 出力電圧低下前と低下後の電流波形を示す図
である。
【図５】 この発明の他の実施形態のスイッチング電源
装置を示す図である。
【図６】 この発明のさらに他の実施形態のより具体的
なスイッチング装置の電気回路図である。
【図７】 間欠発振動作を説明するための波形図であ
る。
【図８】 この発明のさらにその他の実施形態のスイッ
チング電源装置を示す図である。
【図９】 従来のスイッチング電源装置の例を示す図で
ある。
【符号の説明】
１１，１２ 制御回路、１３ 整流平滑回路、１４ 出
力検出および出力電圧低下回路、１５ 安定化回路、Ｔ
変圧器、Ｔ１ １次巻線、Ｔ２ ２次巻線、Ｔ３，Ｔ
４ バイアス巻線、Ｓ１，Ｓ２ スイッチ回路、Ｑ１，
Ｑ２ スイッチ素子、Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、Ｄｓ
整流素子、Ｃ，Ｃ１〜Ｃ６ キャパシタ、Ｃｏ 平滑コ
ンデンサ、Ｒ１〜Ｒ１１ 抵抗、Ｌ１，Ｌ２ 負荷、Ｅ
入力電源。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G065 AA00 AA01 AA08 DA07 EA01 HA02 HA04 JA01 LA01 LA02 MA01 MA03 MA07 MA10 NA01 NA03 NA05 NA06 NA09 5H730 AA14 AA15 AS01 BB43 BB52 DD04 DD27 DD42 EE07 EE65 EE72 FD01 FG07 XX13

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 トランスの一次巻線と、第１のスイッチ
    回路と、入力電源とが直列に接続され、第２のスイッチ
    回路とキャパシタの直列回路が前記第１のスイッチ回路
    の一端に接続され、前記トランスの２次巻線に整流平滑
    回路が接続されたスイッチング電源装置において、 前記第１のスイッチ回路は、第１のスイッチ素子と第１
    のダイオードと第１のキャパシタの並列接続回路で構成
    され、 前記第２のスイッチ回路は、第２のスイッチ素子と第２
    のダイオードと第２のキャパシタの並列接続回路で構成
    され、さらに 前記第１および第２のスイッチ素子を両スイッチ素子が
    ともにオフする期間を挟んで交互にオン／オフするスイ
    ッチング制御回路と、 前記整流平滑回路により出力される出力電圧を低下させ
    る電圧低下回路を備え、 前記出力電圧低下回路により出力電圧を低下させること
    により、前記入力電源に回生される電流を低減すること
    を特徴とする、スイッチング電源装置。
  2. 【請求項２】 前記第１および第２のスイッチ素子の少
    なくともいずれか一方を電界効果トランジスタで構成し
    たことを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング電
    源装置。
  3. 【請求項３】 前記トランスは、前記第１のスイッチ素
    子を導通させる電圧を発生する第１の駆動巻線と、前記
    第２のスイッチ素子を駆動させる電圧を発生する第２の
    駆動巻線とを有し、自励発振させることを特徴とする、
    請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 【請求項４】 前記トランスは、前記１次巻線と前記２
    次巻線との間に有する漏れインダクタまたは前記トラン
    スに直列に接続されたインダクタを備え、 前記インダクタと前記キャパシタとで共振回路を構成す
    ることを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング電
    源装置。
  5. 【請求項５】 前記整流平滑回路はダイオードを含み、
    該ダイオードの寄生容量もしくは該ダイオードに並列に
    接続された容量性インピーダンスを含み、 前記寄生容量または前記容量性インピーダンスと前記ト
    ランスのインダクタとが、前記第１および第２のスイッ
    チ素子がともにオフする期間に共振回路を構成すること
    を特徴とする、請求項１または２に記載のスイッチング
    電源装置。
  6. 【請求項６】 前記第２のスイッチ素子を制御する制御
    回路は、トランジスタとコンデンサとインピーダンス回
    路からなる時定数制御回路を含むことを特徴とする、請
    求項１に記載のスイッチング電源装置。
  7. 【請求項７】 前記第１のスイッチ素子のオン時間を制
    御することで前記出力電圧の制御を行ない、前記第２の
    スイッチ素子のオン時間をほぼ一定とすることを特徴と
    する、請求項１から６のいずれかに記載のスイッチング
    電源装置。
  8. 【請求項８】 さらに、前記第１および第２のスイッチ
    素子の少なくともいずれか一方が零電圧または零電圧に
    向って降下してから導通するように、前記第２のスイッ
    チ素子の導通時間を制御する制御回路を備えた、請求項
    １から７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
  9. 【請求項９】 前記電圧低下回路により出力電圧を低下
    させることにより、前記入力電源に回生される電流を低
    減させ、 前記第１および第２のスイッチング素子の動作を、オン
    ／オフするスイッチング動作を行なう発振期間とスイッ
    チング動作が行なわれない停止期間を交互に繰返す間欠
    発振動作とすることを特徴とする、請求項１から８のい
    ずれかに記載のスイッチング電源装置。
  10. 【請求項１０】 さらに、前記トランスの２次巻線に接
    続される出力安定化回路を備えた、請求項１から９のい
    ずれかに記載のスイッチング電源装置。
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