MXPA02002049A - Suministro de potencia con modo de conmutacion. - Google Patents

Abstract

Cuando un transistor (Q3) principal de conmutacion de un suministro (100) de potencia de conmutacion de voltaje cero es conductor, un voltaje (VR1112) se desarrolla en un resistor (R12) detector de corriente acoplado en serie con el transistor. El voltaje en el resistor detector de corriente se acopla con una terminal (base) de control de un transistor (Q2) comparador. Durante un intervalo de conduccion determinado del transistor principal de conmutacion, el transistor comparador se enciende cuando el voltaje del resistor detector de corriente es suficientemente alto para encender el transistor comparador. Una salida del transistor (VGS) comparador se acopla con la terminal de control del transistor principal de conmutacion para controlar el apagado instantaneo del transistor principal de conmutacion con base en corriente impulso por corriente impulso. Un impulso (IC6) de voltaje resonante desarrollado en la terminal principal conductora de corriente esta acoplado en forma capacitiva con la terminal de control del transistor comparador para mantener el transistor comparador encendido, durante el intervalo de transicion del impulso de voltaje resonante.

Description

SUMINISTRO DE POTENCIA CON MODO DE CONMUTACIÓN CAMPO DE LA INVENCIÓN La invención se relaciona con un suministro de potencia con modo de conmutación.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Típicamente, el suministro de potencia con modo de conmutación incluye un transistor principal de conmutación acoplado con un arrollamiento primario de un transformador principal de potencia. Los voltajes de suministro de salida se desarrollan de voltajes desarrollados en los arrollamientos secundarios del transformador. Cuando el transistor es conductor, un impulso de corriente se desarrolla en el arrollamiento primario del transformador y el transistor principal de conmutación. También, un voltaje se desarrolla en un resistor detector de corriente acoplado en serie con el transistor principal de conmutación. El voltaje desarrollado en el resistor detector de corriente se acopla con un transistor comparador. Durante un intervalo de conducción determinado del transistor, un seguro que incluye el transistor comparador se acciona cuando el voltaje del resistor detector de corriente excede el voltaje de umbral del transistor comparador. Una salida del seguro se acopla con un electrodo de control del transistor para controlar el apagado instantáneo del transistor en una base de impulsos de impulso por corriente. En un suministro de potencia de conmutación de voltaje cero (ZVS) de la técnica previa, un impulso de voltaje resonante se produce cuando el transistor se apaga. El seguro mantiene el transistor apagado, durante una porción de impulso de voltaje resonante que sigue al instante en que el transistor principal de conmutación se apaga. Al fina! del borde de guía del impulso de voltaje resonante, cuando el voltaje a través del transistor está en cero o cerca de cero voltios, el transistor se apaga otra vez para proporcionar un suministro de potencia ZVS. Puede ser deseable mantener el transistor principal de conmutación en el estado apagado, durante la porción antes mencionada del voltaje resonante, sin usar el seguro para simplificar la circuitería.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN En un suministro de potencia con modo de conmutación, al incorporar una característica inventiva incluye una fuente de voltaje de potencia de entrada y una inductancia de suministro acoplada con la fuente de voltaje de suministro de entrada, Una capacitancia se acopla con la inductancia de suministro para formar un circuito resonante, sintonizado. Un primer transistor de conmutación responde a una primera señal de control para generar un impulso en un periodo determinado, en la inductancia de suministro que se acopla con una carga y para generar un impulso resonante en la capacitancia. La primera señal de control enciende el primer transistor de conmutación al final del impulso resonante para proporcionar una conmutación de voltaje cero y para apagar el primer transistor de conmutación en el período determinado. La primera señal de control se genera de conformidad con una corriente capacitiva en la capacitancia, durante el impulso resonante, para mantener el primer transistor de conmutación apagado durante una porción del impulso resonante.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 ilustra un diagrama esquemático que muestra una modalidad ejemplificativa del circuito de la invención; y Las Figuras 2a-2f ilustran formas de onda útiles para explicar la operación del circuito de la Figura 1.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN La Figura 1 ilustra un SPMS 100 sintonizado, el cual incorpora aspectos de la invención. En la Figura 1, un transistor Q3 principal de potencia de conmutación semiconductor de óxido de metal (MOS), tipo-N tiene un electrodo de drenaje acoplado a través de un arrollamiento L1 primario de un transformador T1 hacia una terminal 20 de un voltaje RAW B + , de corriente directa (DC), de suministro de entrada. Un electrodo fuente del transistor Q3 se acopla con un potencial a tierra a través del detector de corriente o el resistor R12 de muestreo. Un diodo D6 amortiguador formado integralmente con el transistor Q3 y que opera como un conmutador se acopla efectivamente en paralelo con el transistor Q3 para formar un conmutador 22 bi-direccional. Un capacitor C6 resonante se acopla con el arrollamiento L1 para formar, con una inductancia del arrollamiento L1, un circuito 21 resonante cuando el conmutador 22 no es conductor. Un arrollamiento L2 secundario del transformador T1 se acopla con un ánodo de un diodo D8 rectificador de cresta para generar un voltaje VOUT de salida en un capacitor C10 de filtro que se acopla con un cátodo del diodo D8. El voltaje VOUT se acopla con un circuito 302 de carga. Un amplificador 23 de error responde al voltaje VOUT y a un voltaje de referencia, no mostrado, para controlar una corriente le en un foto-transistor Q1 de un foto-acoplador IC1 que incluye un diodo D9 emisor de luz. Un electrodo emisor del transistor Q1 se acopla con la base del transistor Q2 de conmutación que controla el apagado del transistor Q3. Un voltaje V4 colector del transistor Q1 se desarrolla en el capacitor C11 de filtro. La corriente emisora le del opto-acoplador IC1 es indicativo de una diferencia entre el voltaje VOUT y el voltaje de referencia,, no mostrado, del amplificador 23 de error. De este modo, la corriente le produce un voltaje de control de polarización en la base del transistor Q2. Las Figuras 2a a la 2f ilustran formas de onda útiles para explicar la operación del circuito de la Figura 1. Los símbolos y números similares en las Figuras 2a a la 2f y 1 indican artículos o funciones similares. El transistor Q2 de la Figura 1 tiene un electrodo de base acoplado a través del resistor R11 con una terminal 60 de unión entre el electrodo de fuente del transistor Q3 y el resistor R12 detector de corriente. El transistor Q2 está encendido en el tiempo tO de la Figura 2a cuando una corriente ID de fuente-drenaje de rampa ascendente en el transistor Q3 de la Figura 1, produce un voltaje suficientemente alto en la terminal 60 para exceder el voltaje directo emisor de base del transistor Q2. El transistor Q3 se apaga cuando el transistor Q2 se vuelve conductor. Un resistor R14 se acopla entre el emisor y el colector del transistor Q1 para polarizar el emisor de base del transistor Q2. El nivel de la corriente ID requerido para encender el transistor Q2 en un ciclo determinado se puede controlar por la corriente le en una manera de retroalimentación negativa. Un arrollamiento L3 secundario del transformador T1 produce un voltaje V3 que se acopla-AC a través del capacitor C4 a un resistor R8, para producir un voltaje VR8 de la Figura 2e. El voltaje VR8 se acopla con la base del transistor Q3 de la Figura 1 para generar un voltaje VGS de fuente-puerta positivo. El voltaje VGS de excitación positivo enciende el transistor Q3 en una manera para proporcionar un suministro de potencia de conmutación de voltaje cero (ZVS). Las ventajas de un suministro de potencia ZVS se describen en la Patente de Estados Unidos No. 5,877,946, emitida el 2 de marzo de 1999, titulada A FORWARD CONVERTER WITH AN INDUCTOR COUPLED TO A TRANSFORMER WINDING, a nombre de W.V. Fitzgerald (patente Fitzgerald). El voltaje VGS mantiene el transistor Q3 encendido hasta que el transistor Q2 se enciende. Un voltaje 3 acoplado AC también es rectificado por un diodo D2 para generar un voltaje V4 de suministro para producir una corriente le. Un resistor R9, acoplado entre la fuente de voltaje RAW B+ y una terminal 30 del resistor R8, produce un voltaje que enciende el transistor Q3, cuando el voltaje RAW B+ se enciende, lo cual proporciona el inicio. Cuando el voltaje VGS en el electrodo de puerta del transistor Q3 excede un voltaje de umbral del transistor Q3 MOS, el transistor Q3 conduce, lo cual provoca que disminuya el voltaje VD de drenaje del transistor Q3. Como resultado, el voltaje V3 se vuelve positivo y refuerza el voltaje VGS para mantener el transistor Q3 completamente encendido en una manera de retroalimentación positiva. Durante un intervalo 11 -t 10 de un período determinado T de la Figura 2a, la corriente ID del transistor Q3 conductor de la Figura 1 es de rampa ascendente. En consecuencia, una porción del impulso de corriente no resonante correspondiente a una corriente IL1 en el arrollamiento L1 se enlaza en forma ascendente y almacena la energía magnética en la inductancia asociada con el arrollamiento L1 del transformador T1. En el tiempo t10 de la Figura 2a, un voltaje VBQ2 de base de la Figura 2d del transistor Q2 de la Figura 1, que contiene una porción de rampa ascendente derivada del voltaje a través del resistor R12, excede el voltaje directo del transistor Q2 y enciende el transistor Q2. En consecuencia, el voltaje VGS de electrodo de puerta de la Figura 2b se reduce a casi cero voltios y apaga el transistor Q3 de la Figura 1, como se indica antes. Cuando el transistor Q3 se apaga, el voltaje VD de drenaje de la Figura 2f aumenta en una manera resonante. El capacitor C6 de la Figura 1 limita la proporción de aumento de voltaje VD de tal manera que el transistor Q3 se vuelve completamente no conductor antes de que el voltaje VD aumente considerablemente sobre voltaje cero. En una característica inventiva, una corriente iC6 capacitiva positiva en el capacitor C6, que se presenta cuando el voltaje VD aumenta, se acopla con el resistor R12 para desarrollar un impulso 20 de voltaje positivo del voltaje VR1112 de la Figura 2c. El impulso de voltaje positivo se aplica a través del resistor R11 de la Figura 1 a la base del transistor Q2 para mantener el transistor Q2 conductor. Como resultado inmediato la corriente Id de la Figura 2a se vuelve cero. Después de que la corriente iC6 ha disminuido a una magnitud de corriente ID que es incapaz de mantener al transistor Q2 conductor, disminuyendo el voltaje V3, se produce una porción negativa VR8NEG del voltaje VR8 de la Figura 2e que mantiene el transistor Q3 de la Figura 1 apagado. El circuito 21 resonante que incluye el capacitor C6 y el arrollamiento L1 sufre un medio ciclo de oscilación, durante el intervalo t10-t30 de la Figura 2f, cuando el transistor Q3 de la Figura 1 se apaga. Esta disminución en el voltaje VD antes del tiempo t40 de la Figura 2f, provoca que el voltaje VGS de la Figura 2b se vuelva positivo. En el tiempo t40 de la Figura 2f, el voltaje VD invierte la polaridad, lo cual provoca que el diodo amortiguador D6 de la Figura 1 se encienda para enganchar el voltaje VD de la Figura 2f a aproximadamente cero volts. De este modo, el circuito 21 resonante de la Figura 1 exhibe un medio ciclo de oscilación. Después del tiempo t40 de la Figura 2b, el voltaje VGS de la Figura 2b se vuelve más positivo en aumento, debido al cambio mencionado de la polaridad del voltaje V3 de la Figura 1. La regulación de retroalimentación negativa del voltaje VOUT se logra al variar la corriente le. Cuando el voltaje VOUT es más alto que el voltaje de referencia, no mostrado, del amplificador 23, la corriente le aumenta el voltaje VBQ2. En consecuencia, el valor de cresta de la corriente ID en el transistor Q3 y la potencia suministrada al circuito 302 de carga se reducen. Por otra parte, cuando el voltaje VOUT es menor al voltaje de referencia, no mostrado, del amplificador 23, la corriente le disminuye. En consecuencia, el valor de cresta de la corriente ID en el transistor Q3 y la potencia suministrada al circuito de carga, no mostrado, aumentan. De esta manera, el circuito de control del transistor Q3 proporcionar una modulación del ciclo de servicio de la corriente ID en el transistor Q3, de conformidad con el voltaje VBQ2. El SMPS 100 sintonizado opera en un control de modo de corriente, en base en un control de corriente-impulso por corriente- impulso. El impulso ele corriente de la corriente ID durante el intervalo 11 -t 10 de la Figura 2a, que fluye en el transistor Q3 de la Figura 1, termina en el tiempo 110 de la Figura 2a cuando se alcanza el nivel de umbral del transistor Q3 de la Figura 1, como se explicó antes. En caso de que se presente una situación de condición de falla, por ejemplo cuando el transistor Q1 está desconectado, la corriente en el resistor R14 mantendrá el voltaje de base VBQ2 en una polarización de voltaje positivo predeterminada. En consecuencia, el valor de cresta de la corriente ID en el transistor Q3 y la potencia suministrada al circuito 302 de carga serán limitados. Por lo tanto, con ventaja, se proporciona la protección.

Claims (5)

REIVINDICACIONES

1. Un suministro de potencia con modo de conmutación, que comprende: una fuente de un voltaje de suministro de entrada; una inductancia de suministro acoplada con la fuente de voltaje de suministro de entrada; una capacitancia acoplada con la inductancia de suministro para formar un circuito resonante, sintonizado; un primer transistor de conmutación para generar impulsos en la inductancia de suministro que se acoplan con una carga, de manera que en un período de conmutación determinado se genera un impulso de corriente resonante en la capacitancia; caracterizado por: un medio para controlar el primer transistor de conmutación para proporcionar una conmutación de voltaje cero que incluye un detector de corriente que responde a la corriente resonante en la capacitancia para aplicar la corriente resonante al primer transistor de conmutación, para mantener el primer transistor de conmutación apagado durante una porción del impulso de corriente resonante.

2. El suministro de potencia de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el detector de corriente comprende un resistor acoplado en serie con la capacitancia y un segundo transistor de conmutación acoplado con una terminal de control del primer transistor de conmutación y que responde a un voltaje desarrollado en el resistor para mantener el primer transistor de conmutación apagado, durante la porción de impulso resonante.

3. El suministro de potencia de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el segundo transistor de conmutación opera en una manera no asegurada.

4. El suministro de potencia de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el medio de control responde a una señal indicativa de una corriente en el primer transistor de conmutación para controlar el primer transistor de conmutación en una operación de control de modo de corriente.

5. Un suministro de potencia con modo de conmutación, el cual comprende: una fuente de voltaje de suministro de entrada; una inductancia de suministro acoplada con la fuente de voltaje de suministro de entrada; una capacitancia que tiene una primera terminal acoplada con la inductancia de suministro para formar un circuito resonante, sintonizado; un primer transistor de conmutación que opera en un modo de conmutación de voltaje cero para generar un impulso en un período determinado en la inductancia de suministro que se acopla con una carga y para generar un impulso de corriente resonante en la capacitancia, caracterizado por: un detector de corriente que responde al impulso de circuito resonante para generar una señal de control que mantiene el primer transistor de conmutación apagado durante una porción del período determinado.