CN101147315B - 开关式电源电路 - Google Patents

开关式电源电路 Download PDF

Info

Publication number
CN101147315B
CN101147315B CN2006800096008A CN200680009600A CN101147315B CN 101147315 B CN101147315 B CN 101147315B CN 2006800096008 A CN2006800096008 A CN 2006800096008A CN 200680009600 A CN200680009600 A CN 200680009600A CN 101147315 B CN101147315 B CN 101147315B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
voltage
current
primary side
electric current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2006800096008A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101147315A (zh
Inventor
佐藤秀夫
小林孝弘
高桥宏明
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Impulse power supply system
Original Assignee
Oki Power Tech Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Oki Power Tech Co Ltd filed Critical Oki Power Tech Co Ltd
Publication of CN101147315A publication Critical patent/CN101147315A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101147315B publication Critical patent/CN101147315B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种开关式电源电路，其使用比铁氧体难于磁性饱和的磁性材料作为变压器或抗流圈的磁芯，并且适当地保护开关元件。该电路包括：一变压器20，其具有一由非晶金属磁性材料制成的磁芯、一初级侧绕组和一次级侧绕组；一开关元件30，其用于根据推进驱动信号而使电流流过变压器的初级侧绕组；一初级侧电流检测电路40，其用于检测流过初级侧绕组的电流；多个电路元件，其用于对变压器次级侧绕组中产生的电压进行整流和滤波，以产生一输出电压；和一控制电路70，其用于基于至少初级侧电流检测电路的检测结果而产生驱动信号，并限制在初级侧绕组中电流流动的周期。

Description

开关式电源电路
技术领域
本发明涉及一种一般用于电子设备中的开关式电源电路，尤其涉及一种通过使用变压器或抗流圈而将商用电源电压转换成所需的直流电压的开关式电源电路。
背景技术
近些年，随着电子设备尺寸和重量的减小，小而轻、并能有效输出功率的开关式电源已经广泛被使用。在开关式电源中，当输入侧和输出侧之间必须电绝缘时，变压器被使用。作为使用变压器的开关式电源，公知的是通过其能获得高功率输出电压的回扫式开关电源。
在回扫式开关电源中，变压器初级侧绕组和开关元件串联连接，且通过整流和滤波商用电源电压的交流电压而获得的直流电压被提供到其串联的电路中，且当开关元件打开或关闭时，电流流过变压器的初级侧绕组。当开关元件打开时，流过变压器初级侧绕组的电流在变压器的磁芯聚集能量，且当开关元件关闭时，所聚集的能量从转换器次级侧绕组释放，以使输出电流经由二极管充电到电容器中，且由此，产生直流输出电压。
因此，在回扫式开关电源中，根据开关元件打开与关闭间的转换而改变操作，且输出电压能通过改变导通周期与截止周期的比率来控制。而且，输出电压也可根据变压器的匝数比或特性而改变。
另一方面，当输入侧与输出侧间不需电绝缘时，使用抗流圈代替变压器的斩波型开关式电源被采用。一般，作为变压器或抗流圈磁芯的磁性材料，使用具有低损耗和高效率的铁氧体。然而，由于铁氧体易于磁性饱和，因此当缠绕在磁芯周围绕组的电流超出一定值时，磁芯饱和，且磁特性变得较低。为了避免这个问题，必须在磁芯中形成一沟槽，但是，这种情况下，出现了磁通量泄漏的问题。
作为现有技术，日本专利申请公开JP-P2004-320917A公开了一种开关式电源装置，该开关式电源装置可防止电路元件由于具有简单结构电路的电源输出的过电流而导致的故障，并且有利于降低该装置的尺寸及成本。该开关式电源装置包括电流检测电路，该电流检测电路用于检测在主要开关元件中流动的电流，并将检测结果输出至控制IC的电流检测端，控制IC具有一脉冲接着脉冲的过电流保护电路，该过电流保护电路用于当流过主要开关元件的电流超出预定的阈值时，关闭该主要开关元件。
而且，该开关式电源装置包括用于检测电源输出电压的电源输出检测电路，和用于设置主要开关元件的开关频率的开关频率设置电路。当电源的输出电压低于预设值时，在开关频率设置电路中流动的一部分电流被分流到电流检测电路中，并与其中的电流叠加，控制IC在电流检测端处检测叠加的电流，并操作，以抑制在主要开关元件中流动的电流。同时，该开关式电源装置降低了由开关频率设置电路提供的开关频率，以进行电源输出的过电流保护操作。
JP-P2004-320917A公开了内容：能够实现降低部件的尺寸，如整流元件和变压器部件，但是其没有公开内容：除了铁氧体的磁性材料可被用作变压器的磁芯。
而且，日本专利公开JP-P3642398(JP-P2001-75659A)公开了内容：在控制电源输出的电源控制方法中，根据温度，可变化地设置最大额定输出，该最大额定输出允许在预定时间内超出额定输出的过负载条件。
而且，日本专利申请公开JP-P2003-284330A公开了一种控制装置，该控制装置参考实际使用情况下的开关元件尺寸，来控制直流转换器。该控制装置包括用于检测输入到直流转换器的输入电压的检测构件，用于根据所检测的输入电压的电压电平来确定表示直流转换器工作电流最大值的最大额定电流的确定构件，以便当输入电压变得较低时而抑制电流，和用于当直流转换器的输出电流超出最大额定电流时来抑制输出电流的抑制构件。
然而，JP-P3642398或JP-P2003-284330A没有公开内容：使用除了铁氧体的磁性材料作为变压器的磁芯。
发明内容
因此，考虑到上述观点，本发明的目的在于提供一种开关式电源电路，通过使用比铁氧体更难饱和的磁性材料作为变压器或抗流圈的磁芯，并适当地保护开关元件，其对作为打印机的动力负载，改善了电源性能，其中功耗瞬时增加。
为了实现上述目的，本发明第一方面的开关式电源电路包括：一变压器，其具有一包括非晶金属磁性材料的磁芯、缠绕在磁芯周围的一初级侧绕组和一次级侧绕组；一开关元件，其与所述变压器的初级侧绕组串联连接，用于根据推进驱动信号而使电流流过所述变压器的初级侧绕组；一初级侧电流检测电路，用于检测流过所述变压器初级侧绕组的电流；多个电路元件，用于整流和滤波所述变压器次级侧绕组中产生的电压，以产生一输出电压；和一控制电路，用于基于至少所述初级侧电流检测电路的检测结果而产生所述驱动信号，并通过设置一时间期限的上限来限制所述变压器初级侧绕组中流动电流的时间期限，其中：在所述初级侧电流检测电路检测的电流量超出额定电流的情况下，与时钟信号同步，在所述驱动信号中的多个脉冲是连续的。而且，本发明第二方面的开关式电源电路包括：一变压器，其具有一包括非晶金属磁性材料的磁芯、缠绕在磁芯周围的一初级侧绕组和一次级侧绕组；一开关元件，其与所述变压器的初级侧绕组串联连接，用于根据推进驱动信号而使电流流过所述变压器的初级侧绕组；一初级侧电流检测电路，用于检测流过所述变压器初级侧绕组的电流；多个电路元件，用于整流和滤波所述变压器次级侧绕组中产生的电压，以产生一输出电压；和一控制电路，用于基于至少所述初级侧电流检测电路的检测结果而产生所述驱动信号，并限制所述变压器初级侧绕组中流动电流的时间期限，其中：所述开关元件包括一N沟道MOSFET，其具有一与所述变压器初级测绕组连接的漏极，和一向其施加所述驱动信号的栅极；和所述初级侧电流检测电路包括一双极型晶体管，该双极型晶体管具有一基极，所述MOSFET的漏极向该基极施加电压，用于进行发射极跟随器操作，所述初级侧电流检测电路通过测量所述MOSFET漏极与源极之间的电压来检 测流过所述变压器初级侧绕组的电流。本发明第三方面的开关式电源电路包括：一变压器，其具有一包括非晶金属磁性材料的磁芯、缠绕在磁芯周围的一初级侧绕组和一次级侧绕组；一开关元件，其与所述变压器的初级侧绕组串联连接，用于根据推进驱动信号而使电流流过所述变压器的初级侧绕组；一初级侧电流检测电路，用于检测流过所述变压器初级侧绕组的电流；多个电路元件，用于整流和滤波所述变压器次级侧绕组中产生的电压，以产生一输出电压；一次级侧电压检测电路，用于检测所述多个电路元件产生的输出电压；一存储单元，用于存储一数据表，该数据表包括至少初级侧电流的阈值和次级侧电压的阈值的设置信息；和一数字信号处理器，用于查阅存储在所述存储单元中的设置信息，以控制驱动信号中的脉冲宽度，以使当初级侧电流小于该初级侧电流的阈值时，次级侧电压恒定，当初级侧电流超出该初级侧电流的阈值时，保持驱动信号中的脉冲宽度，以及当次级侧电压低于该次级侧电压的阈值时，停止所述开关元件的开关操作。本发明第四方面的开关式电源电路，包括：一抗流圈，其具有一包括非晶金属磁性材料的磁芯和一缠绕在磁芯周围的绕组；一开关元件，其与所述抗流圈的一端连接，用于根据推进驱动信号而使电流流过所述抗流圈；一开关电流检测电路，用于检测所述开关元件的电流；多个电路元件，用于对所述抗流圈与所述开关元件间的连接点处产生的电压进行整流和滤波，以产生一输出电压；和一控制电路，用于基于至少所述开关电流检测电路的检测结果而产生所述驱动信号，并通过设置一时间期限的上限来限制在所述抗流圈绕组中流动电流的时间期限，其中：在所述开关电流检测电路检测的电流量超出额定电流的情况下，与时钟信号同步，在所述驱动信号中的多个脉冲是连续的。本发明第五方面的开关式电源电路，包括：一抗流圈，其具有一包括非晶金属磁性材料的磁芯和一缠绕在磁芯周围的绕组；一开关元件，其与所述抗流圈的一端连接，用于根据推进驱动信号而使电流流过所述抗流圈；一开关电流检测电路，用于检测所述开关元件的电流；多个电路元件，用于对所述抗流圈与所述开关元件间的连接点处产生的电压进行整流和滤波，以产生一输出电压；一电压检测电路，用于检测由所述多个电路元件产生的输出电压；一存储单元，用于存储一数据表，该数据表包括至少所述开关元件的电流的阈值和一输出电压的阈值的设置信息；和一数字信号处理器，用于查阅存储在所述存储单元中的设置信息，以控制驱动信号中的脉冲宽度，以使当所述开关元件的电流小于该电流的阈值时，输出电压恒定，当所述开关元件的电流超出该电流的阈值时，保持驱动信号中的脉冲宽度，以及当输出电压低于该输出电压的阈值时，停止所述开关元件的开关操作。
根据本发明，在开关式电源电路中，通过使用具有包括非晶金属磁性材料的磁芯的变压器或抗流圈，饱和特性得到了改善，且进行适当的控制操作，以保护开关元件。由此，对于作为打印机的动力负载，电源性能得到了提高，其中功耗瞬时增加。
图1是本发明第一实施例的开关式电源电路的结构示意图；
附图说明
图2是本发明第一实施例中的控制电路等的具体结构示意图；
图3是图1所示的次级侧电压产生电路和图2所示的检测电压产生电路的结构实例的电路图；
图4是用于说明图2所示的控制电路过负载条件下的操作的波形图；
图5是用于说明图2所示的控制电路在正常条件下的操作的波形图；
图6是本发明第二实施例中的控制电路等的具体结构示意图；
图7是用于说明本发明第二实施例开关式电源电路操作的漏极电流的波形图；
图8是本发明第三实施例的开关式电源电路的结构示意图；
图9是图8所示的控制电路等的具体结构示意图；
图10是图9所示的DSP的控制操作流程图；
图11是图8所示的开关式电源电路的输出电流与输出电压的特性图(次级侧电 流与次级侧电压的特性)；
图12是图8所示的开关式电源电路中工作波形的波形图；
图13是本发明第四实施例的开关式电源电路的结构示意图；
图14是图13所示的控制电路等的具体结构示意图；
图15是图14所示的DSP的控制操作流程图；
图16是图13所示的开关式电源电路的输出电流与输出电压的特性图(次级侧电流与次级侧电压的特性)；
图17是本发明第五实施例的开关式电源电路的结构示意图；
图18是图17所示的控制电路等的具体结构示意图；
图19是本发明第六实施例的开关式电源电路的结构示意图；
图20是图19所示的控制电路等的具体结构示意图；
图21是图20所示的DSP的控制操作流程图；
图22是图19所示的开关式电源电路的输出电流与输出电压的特性图。
下面，将参考附图来详细说明本发明的实施例。相同的参考数字指定为相同的元部件，且省略其描述。
具体实施方式
图1是本发明第一实施例的开关式电源电路的结构示意图。该开关式电源电路具有一连接到用于交流电源电压的输入端1和2的整流滤波电路10，一用于提升或降低初级侧交流电压，并将其输出到次级侧的变压器20，一串联连接到变压器初级侧绕组21的开关元件30，其根据推进驱动信号而用于使电流流过变压器的初级侧绕组21，和一用于检测流过变压器初级侧绕组21的电流的初级侧电流检测电路40。
而且，该开关式电源电路具有一用于半波整流变压器次级侧绕组22中产生的电压的二极管51，一用于滤波所整流的电压的电容器52，一用于检测电容器52两端处所滤波的电压的次级侧电压检测电路60，和一控制电路70，该控制电路70用于基于初级侧电流检测电路40的检测结果和次级侧电压检测电路60的检测结果而产生驱动信号，并限制在变压器初级侧绕组21中流动电流的周期。在从次级侧电压检测电路60到控制电路70的一部分反馈信号路径中，光信号传输元件被使用，如光电耦合器。
例如，整流滤波电路10包括一二极管电桥和一电容器，并通过二极管电桥，全波整流输入端1与输入端2间施加的交流电压，并通过电容器对该电压滤波。
变压器20具有一磁性材料的磁芯24，缠绕在磁芯24周围的初级侧绕组21、次级侧绕组22和辅助绕组23。假设初级侧绕组21的匹数是N1，次级侧绕组22的匹数是N2，且没有损耗，那么初级侧与次级侧间的升压比率是N2/N1。而且，辅助绕组23用于将电源电压提供给控制电路70。在变压器20中，点标记表示绕组的极性。
一般，在开关式电源中，作为变压器的初级侧向次级侧的功率传输系统，存在两种系统，如当开关打开时，从初级侧向次级侧传输功率的向前系统，和当开关关闭时，从初级侧向次级侧传输功率的回扫系统。在该实施例中，在次级侧拉出很多高压输出的回扫系统被采用。
在图1所示的回扫式开关电源中，变压器的初级侧绕组21和次级侧绕组22具有相互相反的极性。当开关元件打开时，变压器20的初级侧电流增加，但是次级侧没有电流流动，这是由于变压器20的次级侧通过二极管反向偏置了。当开关元件打开时，变压器20在磁芯24中聚集能量。
然后，当开关元件关闭时，磁场倾向于保持电流，且由此，变压器20的电压极性被反向，且电流在变压器20的次级侧流动。变压器20的次级侧电流经由串联连接到变压器次级侧绕组22的二极管51而充电到电容器52中，以在输出端3与输出 端4间产生直流输出电压。
在本发明中，具有高饱和磁通密度的非晶金属磁性材料被用作变压器的磁芯24。作为具体材料，例如，含有铁(Fe)和钴(Co)的非晶合金Fe-Co(60-80wt％)被使用。作为磁芯的类型，通过烧结粉末材料模制的块型和通过叠置带状磁芯形成的叠层型被使用。
非晶金属的磁性材料具有以下优点：其饱和磁通密度高于铁氧体的饱和磁通密度，当模制E型磁芯时，模制更容易，其磁特性根据温度的变化较少，其滞后损失和涡流损失较小，且其高频特性较好。而且，当非晶金属磁性材料被用作变压器的磁芯时，磁芯难于磁饱和，且产生热量小，且由此，在使用铁氧体的情况下，可提供功率两倍或更多倍的功率。由于不需要在磁芯中形成沟槽，所以从沟槽中泄漏磁通量不再是问题。
注意，当使用非晶金属磁性材料时，每一定匹数的感应系数(也称作“AL值”)小于使用铁氧体情况下的。因此，甚至匹数增加至一定等级，且在绕组中流动的电流增加了，绕组的感应系数仍是较小的。而且，由于非晶金属的磁性材料难于饱和，因此绕组中流动的峰值电流可以被增加。然而，随着峰值电流变得越来越大，开关元件容易坏掉的问题出现了。由于这个原因，在本实施例中，通过改进电路来保护开关元件。
图2是本发明第一实施例中的控制电路等的具体结构示意图。在该实施例中，N沟道MOSFET 31被用作图1所示的开关元件30。MOSFET 31具有一连接到变压器初级侧绕组21的漏极，一连接到整流滤波电路10的源极，和一栅极，栅极驱动器79将驱动信号提供给该栅极。
变压器的初级侧绕组21和MOSFET 31的漏源路径串联连接，且通过整流和滤波整流滤波电路10中的交流电源电压而获得的电压被提供到该串联电路中。MOSFET 31根据施加到栅极的推进驱动信号，而使电流流过变压器的初级侧绕组21。
通常，为了检测流过变压器初级侧绕组21的电流，与初级侧绕组21串联地插入一电阻器，并且测量该电阻器两端间的电压。这种情况下，功耗的产生是取决于该电阻器的。因此，在该实施例中，初级侧电流检测电路40基于MOSFET 31漏极和源极之间的电压来检测初级侧电流。
初级侧电流检测电路40包括一PNP双极型晶体管41和一用于向晶体管41的发射极提供电流的电流源42。该晶体管41具有一基极，MOSFET 31的漏极将电势提供给该基极，并且通过进行射极跟随器操作，从发射极输出检测电压。图2中，尽管晶体管41的基极直接与MOSFET 31的漏极连接，但是基极也可经由一电阻器或晶体管而间接与MOSFET 31的漏极连接。
当MOSFET 31打开时，MOSFET 31的漏极与源极的开态电阻根据栅极与源极之间的元件特性和电压来确定取值。由于作为MOSFET 31负载的变压器初级侧绕组21包括一电感部件，因此漏极电流从零逐步增加。MOSFET 31的漏极电流与开态电阻的乘积便是MOSFET 31的漏极与源极间的电压。因此，与流过变压器初级侧绕组21的电流量成比例的检测电压可通过测量MOSFET 31的漏极与源极间的电压而获得。
控制电路70包括一检测电压产生电路71、一比较器72、一时钟信号产生电路73、一AND电路74、一比较器75、一消隐脉冲产生电路76、一AND电路77、一脉冲宽度设置电路78和一栅极驱动器79。
通过使用光信号传输元件，如光电耦合器，图1所示的次级侧电压检测电路60 的检测结果作为光信号被传送到检测电压产生电路71。从而，变压器20的初级侧与次级侧间保持绝缘时，次级侧电压检测电路60的检测结果能被传送到初级侧的检测电压产生电路71中。检测电压产生电路71基于次级侧电压检测电路60的检测结果而产生一检测电压。
图3是图1所示的次级侧电压产生电路和图2所示的检测电压产生电路的结构实例的电路图。在该实例中，次级侧电压检测电路60具有一在电容器52两端间连接的一电阻器61、一发光二极管62和一分路调节器63的串联连接电路，以及用于对电容器52两端间产生的电压进行分压的电阻器64和65。被电阻器64和65分压的电压施加到分路调节器63的控制端。由此，当次级侧电压超出预定电压时，电流流过发光二极管62，且该发光二极管62依据电流量来发出强度光，以产生光信号。
检测电压产生电路71具有一用于整流变压器辅助绕组23中产生的电压的二极管81，一用于对二极管81整流的电压进行滤波的电容器82，一具有一集电极的光电晶体管83，由电容器82滤波的电压施加到该集电极上，电阻器84-86，一运算放大器87和一用作限制器的二极管88。
发光二极管62和光电晶体管83通常被构成一光电耦合器，光电晶体管83接收由发光二极管62产生的光信号，并根据发射极的信号强度来输出电流。从光电晶体管83的发射极输出的电流经由电阻器84而输入到运算放大器87的反相输入端。
而且，电阻器85和86与运算放大器87的反相输入端连接，由此，构成一负反馈回路。控制电压VC施加于该放大器的同相输入端，且根据这些，产生取决于光电晶体管83输出电流的检测电压。当次级侧的负载轻时，次级侧的电压升高，检测电压降低。当次级侧的负载重时，次级侧的电压降低，检测电压升高。
而且，用作限制器的二极管88被连接于运算放大器87的输出端与同相输入端之间。通过用作限制器的二极管88，对从运算放大器87输出的检测电压设置上限。尽管图3只示出了一个二极管，但也可串联连接多个二极管。检测电压的上限可根据该二极管的数量来改变。
再次参考图2，比较器72具有施密特触发器特性，其比较由检测电压产生电路71产生的检测电压与参考电压VREF，以确定次级侧的负载条件，并作为确定结果而输出表示该条件是否是光负载条件的负载条件信号。时钟信号产生电路73产生一时钟信号。AND电路74得到负载条件信号与时钟信号的逻辑乘。
在光负载条件下，检测电压下降，负载条件信号达到低电平，AND电路74的输出信号固定在低电平处，由此，脉冲宽度设置电路78不产生脉冲。另一方面，当次级侧的输出电压下降时，检测电压上升，负载条件信号达到高电平，由时钟信号产生电路73产生的时钟信号从AND电路74提供到脉冲宽度设置电路78中，由此，脉冲宽度设置电路78与时钟信号同步而产生多个脉冲。以这种方式，当电路确定次级侧处于轻负载条件时，控制电路70能通过降低驱动信号中的脉冲数，来间歇地操 作开关元件30。
比较器75基于次级侧输出电压的检测结果，来比较初级侧电流检测电路40输出的检测电压与检测电压产生电路71产生的检测电压，以产生表示比较结果的比较信号。而且，消隐脉冲产生电路76产生一消隐脉冲信号，该消隐脉冲信号与时钟信号同步，仅在预定周期内变成高电平，以用于防止变压器初级侧电流仍然很小时MOSFET31截止的错误操作。在消隐脉冲信号为高电平的周期内，由比较器75产生的比较信号从AND电路77输出。
例如，脉冲宽度设置电路78由具有设置端S、重设端R和输出端Q的RS触发器构成。当负载条件信号处于高电平时，脉冲宽度设置电路78与由时钟信号产生电路73产生的时钟信号同步而设置一输出信号，且当消隐脉冲信号处于高电平时，脉冲宽度设置电路78与由比较器75产生的比较信号同步而重设该输出信号，以便设置驱动信号中的脉冲宽度。栅极驱动器79根据脉冲宽度设置电路78输出的驱动信号来驱动MOSFET31的栅极。
接下来，将参考图4和图5来说明图2所示的控制电路的操作。图4是用于说明在过负载条件下的图2所示控制电路的操作的波形图。
图4(a)示出了时钟信号产生电路73产生的时钟信号VCK。时钟信号的脉冲周期为T，脉冲宽度(高电平周期)为TH。在此，时钟信号的占空比(TH/T)为50％。
在本发明中，由于非晶金属磁性材料被用作变压器的磁芯，因此当匹数相同时，与使用铁氧体的情况相比，初级侧绕组的阻抗较小。因此，如图4(b)所示，流过初级侧绕组的电流，即MOSFET31漏极电流ID的值，与使用铁氧体的情况相比要较大，且MOSFET31由于热量产生而可能会坏掉。另一方面，为了增加绕组的阻抗，匹数必须增加，变压器的尺寸将增大。由于这个原因，在该实施例中，通过如下技术解决了该问题。
随着变压器初级侧电流的增加，能量在磁芯中聚集的速度也越来越快。而且，当动力负载的功耗瞬时变大时，如打印机，其能通过增加流动漏极ID的周期来聚集。在这点上，如果为流动漏极电流ID的周期提供上限，那么在MOSFET31的温度不正常地上升之前，功耗便返回到其初始条件，且不用害怕MOSFET31故障。对于这种操作，控制电路70在驱动信号中设置脉冲宽度的上限，以使MOSFET31在图4(b)所示的点A处截止。
控制电路70的操作将具体说明。与时钟信号产生电路73产生的时钟信号VCK的上升沿相同步，来设置脉冲宽度设置电路78的输出信号，图4(e)所示的栅极电压VG达到了高电平。由此，由比较器75输出的图4(d)所示的比较信号VCOMP从高电平变成低电平。
在此，基于次级侧电压检测电路60的检测结果，通过比较初级侧电流检测电路40输出的第一检测电压与检测电压产生电路71产生的第二检测电压，获得了由比较 器75输出的比较信号VCOMP。在过负载条件下，MOSFET31的漏极电流ID增加，第一检测电压增加，变压器次级侧的输出电压下降，第二检测电压也增加。由于将上限提供给了检测电压产生电路71中的第二检测电压，因此当第二检测电压达到该上限时，如果第一检测电压超出该上限，则比较器75输出的比较信号VCOMP便变为高电平。
由于初级侧电流检测电路40基于MOSFET31的漏极电压VD而产生检测电压，因此将根据图4(c)所示的漏极电压VD来说明上述操作。当栅极电压VG达到高电平时，漏极电流ID开始流动。漏极电流ID一降低，比较器75输出的比较信号VCOMP就从高电平转换为低电平。之后，漏极电流ID逐步增加，漏极电压VD逐步升高。如图4(c)所示的点B处，漏极电压VD超出了基于次级侧电压检测电路60的检测结果而确定的阈值电压VTH(这种情况下，对应于第二检测电压的上限)，比较器75输出的比较信号VCOMP达到高电平。因此，重新设置脉冲宽度设置电路78的输出信号，栅极电压VG达到低电平，漏极电流ID停止于图4(b)所示的点A处。
以这种方式，控制电路70以固定周期导通MOSFET31，并与比较信号VCOMP的上升沿同步地截止MOSFET31。在图4(e)中，其间导通MOSFET31的周期由TON表示，其间截止MOSFET31的周期由TOFF表示。
图5是用于说明图2所示的控制电路在正常条件下的操作的波形图。图5(a)示出了由时钟信号产生电路73产生的时钟信号VCK。而且，图5(b)示出了MOSFET31的漏极电流ID，图5(c)示出了MOSFET31的漏极电压VD。
在正常条件下，由于次级侧负载轻于过负载条件下的负载，因此在次级侧的输出电压升高，且基于次级侧电压检测电路60的检测结果，通过检测电压产生电路71产生的第二检测电压较低。因此，如图5(c)所示，基于次级侧电压检测电路60的检测结果而确定的阈值电压VTH也较低。因此，从漏极电流ID开始流动的时间到漏极电压VD超出阈值电压VTH的时间较短。在图5(c)所示的点D处，当漏极电压VD超出阈值电压VTH时，图5(d)所示的比较器75输出的比较信号VCOMP达到高电平。因此，重新设置脉冲宽度设置电路78的输出信号，图5(e)所示的MOSFET31的栅极电压VG达到低电平，漏极电流ID停止于图5(b)所示的点C处。以这种方式，在正常条件下，漏极电流ID流过MOSFET31的周期被缩短。
而且，在轻负载条件下，控制电路70的比较器72基于检测电压产生电路71产生的检测电压来判断次级侧处于轻负载条件，并且设置比较信号处于低电平。因此，AND电路74的输出信号也达到低电平，时钟信号不再提供给脉冲宽度设置电路78，且驱动信号中的脉冲数降低。
在该实施例中，如图2所示，比较器75输出的比较信号与消隐脉冲产生电路76产生的消隐脉冲信号的逻辑乘是通过AND电路77获得的，然而，初级侧电流检测电路40的操作可通过使用消隐脉冲产生电路76产生的消隐脉冲信号来开启和关闭。 这种情况下，AND电路77可省略。
接下来，将说明本发明第二实施例的开关式电源电路。除了控制电路外，第二实施例的开关式电源电路的基本结构与图1所示的第一实施例相同。
图6是本发明第二实施例中的控制电路等的具体结构示意图。在该实施例中，控制电路90判断在MOSFET31中流动的电流是否超出额定电流，并根据这些来产生施加于MOSFET31栅极的驱动信号。在此，额定电流是指MOSFET能稳定地进行稳定操作的漏极电流量，并且，其基于开关式电源电路的AC输入电压、MOSFET标准等来事先确定。
控制电路90包括一比较器91和一掩模信号产生电路92，它们代替了图2所示的比较器72。比较器91将初级侧电流检测电路40检测的初级侧电流量与根据额定电流设置的预设电压VP进行比较，并输出表示比较结果的比较信号。掩模信号产生电路92基于比较器91输出的比较信号来确定MOSFET31的操作模式，并产生一适于操作模式的掩模信号。
AND电路74获得时钟信号产生电路73输出的时钟信号与掩模信号产生电路92输出的掩模信号的逻辑乘。在掩模信号处于高电平的周期中，时钟信号向脉冲宽度设置电路78的设置端S提供。当消隐脉冲信号处于高电平时，脉冲宽度设置电路78与时钟信号同步而设置输出信号，并与比较器75产生的比较信号同步而重新设置输出信号，且由此，设置驱动信号中的脉冲宽度。栅极驱动器79根据脉冲宽度设置电路78输出的驱动信号来驱动MOSFET31的栅极。
图7是用于说明本发明第二实施例开关式电源电路操作的漏极电流的波形图。在周期T0中，MOSFET31的漏极电流ID不超出额定电流，由此，比较器91输出的比较信号被保持在低电平。基于该比较信号，掩模信号产生电路92确定MOSFET31的操作模式为正常负载模式，并将掩模信号固定在高电平。因此，时钟信号产生电路73输出的时钟信号经由AND电路74被提供到脉冲宽度设置电路78中。因此，与时钟信号连续同步的多个脉冲被施加到MOSFET31的栅极。
在周期T1中，当次级侧处于过负载条件，且MOSFET31的漏极电流ID周期性地超出额定电流时，比较器91输出的比较信号与时钟信号同步，周期性地达到高电平。基于该比较信号，掩模信号产生电路92确定MOSFET31的操作模式为过负载模式，并限制掩模信号处于高电平的周期，用于保护MOSFET31，以使MOSFET31进行间歇性操作。
例如，掩模信号产生电路92与比较器91输出的比较信号的上升沿同步，来增加计数值，在第一周期T1中设置掩模信号为高电平，直到计数值达到预定值，且在随后的第二周期T2中设置掩模信号为低电平。只要过负载条件持续，第一周期T1和第二周期T2便重复。
因此，在第一周期T1中，与时钟信号连续同步的多个脉冲被施加到MOSFET31 的栅极，且保持恒定电压特性的同时，将必要的电流均匀地向动力负载提供。另一方面，在第二周期T2中，MOSFET31的栅极不被施加脉冲。以这种方式，在驱动信号中设置与时钟信号连续同步的多个脉冲周期的上限，并由此设置MOSFET31使电流流过变压器初级侧绕组的周期的上限。在第一周期T1中，当比较信号在比较信号达到高电平周期的下一周期达到低电平时，掩模信号产生电路92将MOSFET31的操作模式从过负载模式改变为正常负载模式。
当次级侧的负载变重，且非常大的漏极电流ID流动时，如第一实施例中所说明地那样来设置驱动信号中的脉冲宽度的上限。也就是说，通过为检测电压产生电路71中的检测电压设置上限，如图7所示，在驱动信号中的脉冲宽度的上限被设置成周期T3，且MOSFET31的漏极电流ID被抑制为等于或小于最大电流(点A)。
在第一和第二实施例中，基于初级侧电流检测电路40的检测结果，通过向比较器75的反相输入端施加预定电压来产生驱动信号，该预定电压代替了检测电压产生电路71产生的检测电压。且在这种情况下，当从初级侧电流检测电路40输出的检测电压超出预定电压时，脉冲宽度设置电路78的输出信号被重新设置，由此，驱动信号中的脉冲宽度的上限被设置。
而且，在第一和第二实施例中，已经说明了初级侧电流检测电路40基于MOSFET31的漏极与源极间的电压来检测初级侧电流的实例，然而，本发明不限于此，初级侧电流检测电路可以基于辅助绕组(第三绕组)的感应电流来检测初级侧电流。
接下来，将说明本发明的第三实施例。
图8是本发明第三实施例的开关式电源电路的结构示意图。该开关式电源电路具有一与用作交流电源电压的输入端1和2连接的整流滤波电路10，一用于提升或降低初级侧交流电压，并将其输出到次级侧的变压器20，一与变压器初级侧绕组21串联连接的开关元件30，其根据推进驱动信号而用于使电流流过变压器的初级侧绕组21，和一用于检测流过变压器20的初级侧绕组的电流的初级侧电流检测电路100。
而且，开关式电源电路具有一用于对变压器次级侧绕组22中产生的电压进行半波整流的二极管51，一用于对所整流电压进行滤波，并将其提供到输出端3和4的电容器52，一用于检测输出端3和4间的输出电压的次级侧电压检测电路60，一用于设置驱动信号中的脉冲宽度的控制电路110，和一用于感应发热开关元件30的环境温度的温度传感器120。
次级侧电压检测电路60的检测结果作为光信号向控制电路110传输。由此，当变压器20的初级侧与次级侧间保持绝缘时，次级侧的检测结果能被传输到初级侧。
图9是图8所示的控制电路等的具体结构示意图。在该实施例中，N沟道MOSFET31被用作图8所示的开关元件30，电阻器101被用作初级侧电流检测电路100。MOSFET31具有一连接到变压器初级侧绕组21的漏极，一经由电阻器101连接到整流滤波电路10的源极，和一栅极，栅极驱动器116向该栅极施加一驱动信号。与 流过变压器初级侧绕组21的电流量成比例的检测电压可通过测量电阻器101两端间产生的电压来获得。
变压器的初级侧绕组21、MOSFET31的漏源路径和电阻器101串联连接，且将对整流滤波电路10中的交流电源电压进行整流和滤波而获得的电压提供给该串联电路。MOSFET31根据施加于栅极的推进驱动信号，来使电流流过变压器的初级侧绕组21。
控制电路110具有一内部包含一用于产生驱动信号的控制块的DSP(数字信号处理器)111，一存储单元112，如用于存储软件(控制程序)和数据的非易失性存储器，A/D转换器113和114，一光电转换电路115和一栅极驱动器116。存储单元112存储一数据表，且该数据表包括将用于控制开关式电源电路操作的各种类型的设置信息。
A/D转换器113将作为通过电阻器101获得的模拟信号的初级侧电流检测信号转换成数字信号，并将其输入DSP111。光电耦合器通常用作发光二极管62(如图3)和光电转换电路115。光电转换电路115接收由次级侧电压检测电路60的发光二极管62产生的光信号，并根据该光信号的强度来输出信号。该信号被用作次级侧电流检测信号。A/D转换器114将作为由光电转换电路115获得的模拟信号的次级侧电流检测信号转换成数字信号，并将其输出到DSP111中。
DSP111基于至少初级侧电流检测电路100和次级侧电压检测电路60输出的检测信号来进行脉冲宽度调制(PWM)，并产生驱动信号(PWM信号)。除了这些检测信号之外，DSP111可以基于温度传感器120输出的温度数据，通过脉冲宽度调制来产生驱动信号。该驱动信号通过栅极驱动器116被施加到MOSFET31的栅极。
接下来，将参考图8-12来说明图8所示的开关式电源电路的操作。图10是图9所示的DSP的控制操作流程图，图11是图8所示的开关式电源电路的输出电流与输出电压的特性图(次级侧电流与次级侧电压的特性)，图12是图8所示的开关式电源电路中工作波形的波形图。
参考图10，首先，在步骤S11中，DSP111控制驱动信号中的脉冲宽度，以便进行恒定电压稳定操作，通过该操作，由A/D转换器114的输出值来表示的次级侧电压是恒定的。而且，在步骤S12中，DSP111判断由A/D转换器113的输出值来表示的初级侧电流是否超出阈值，并控制驱动信号中的脉冲宽度，以便在初级侧电流超出预定值之前进行恒定电压稳定操作。
如图11中的箭头(1)所示，当次级侧电流增加，初级侧电流达到阈值，而且初级侧电流超出该阈值时，DSP111保持驱动信号中的脉冲宽度恒定，并停止恒定电压稳定操作(步骤S13)。图12示出了此时的波形。驱动信号的脉冲宽度T增加，直到初级侧电流超出阈值，且当初级侧电流超出阈值时，该脉冲宽度T限于最大值TMAX。
之后，次级侧电压不是恒定的，且由于负载电路的阻抗条件(例如击打式打印机中的螺线管)，随着次级侧电流增加，次级侧电压如图11中箭头(2)所示逐步降低。甚至当次级侧电压降低时，如果次级侧电压高于阈值，且保持次级侧电流，则认为开关式电源电路处于可允许的操作范围内。由于用于驱动击打式打印机中印刷头的螺线管由电流驱动，因此当电源电压降低至一定程度时其可操作。因此，使用具有折线状的上述输出电流与输出电压特性的开关式电源电路，甚至当开关式电源电路的输出电压降低至一定程度时，印刷操作也能继续。
在步骤S14中，DSP111判断初级侧电流在预定周期中超出阈值的次数是否在可允许的范围内。如果初级侧电流在预定周期中超出阈值的次数在可允许的范围内，则进行步骤S15，如果初级侧电流在预定周期内超出阈值的次数超出可允许的范围，则进行步骤S16。
在步骤S15中，DSP111判断次级侧电压是否低于阈值。如果次级侧电压不低于阈值，则进行步骤S12，如果次级侧电压低于阈值，则进行步骤S16。
在步骤S16中，由于MOSFET31可能由于电流应力而坏掉，因此DSP111通过使驱动信号无效来停止MOSFET31的开关操作，并切断流过初级侧绕组的电流。
可选择地，步骤S14可以被省略，当初级侧电流超出阈值时，驱动信号的脉冲宽度T可持续保持为最大值TMAX，直到次级侧电压降低到阈值以下。
在这一点上，初级侧电流阈值的设置信息、次级侧电压阈值的设置信息、初级侧电流超出阈值情况下的可允许范围的设置信息等都被存储在存储单元112中的数据表中。
而且，除了正常操作模式的设置信息之外，当负载装置(例如击打式印刷机等)处于等待模式时，存储单元112可存储包含初级侧电流与次级侧电压特性等的等待模式的设置信息。这种情况下，DSP111根据表示负载装置处于正常操作模式还是等待模式(见图11中的点划线)的模式信号，来改变等待模式下的输出特性。从而等待模式下的功耗可以被降低。
而且，除了正常使用环境的设置信息之外，在数据表中，存储单元112还可存储用于恶劣使用环境的设置信息，该恶劣使用环境包含在恶劣使用环境下(例如，使用位置处于高温下等)的初级侧电流与次级侧电压的特性等。例如，对应于多种温度范围的多种设置信息被存储在存储单元112的数据表中。在这种情况下，DSP111根据由温度传感器120输出的温度数据来表示的温度范围来改变输出特性(见图11中的双点划线)。由此，在恶劣使用环境中，开关元件的故障可被防止。
可选择地，存储单元112可在数据表中存储对应于多种AC输入电压(例如100V、115V、120V等)的多种设置信息。在这种情况下，DSP111根据输入电压的检测值或表示外部提供的输入电压的信号，从多种设置信息中选择一种类型的设置信息。由此，可获得适合于AC输入电压的输出特性。
在负载装置是击打式打印机的情况下，存储单元112可在数据表中存储对应于多种印刷语言(例如日语、英语等)或击打式打印机模式的多种设置信息。在这种情况下，DSP111根据表示印刷语言或击打式打印机模式的信号，从多种设置信息中选择一种设置信息。由于负载特性随印刷语言或模式而改变，因此能获得适合于印刷语言或击打式打印机模式的输出特性。
接下来，将说明本发明的第四实施例。
图13是本发明第四实施例的开关式电源电路的结构示意图。该开关式电源电路与图8所示的第三实施例开关式电源电路的不同之处为：用于检测次级侧电流的次级侧电流检测电路130被插入到电容器52与输出端4之间，且控制电路110变成控制电路140。
图14是图13所示的控制电路等的具体结构示意图。控制电路140具有一内部包含一用于产生驱动信号的控制块的DSP(数字信号处理器)141，一存储单元142，如用于存储软件(控制程序)和数据的非易失性存储器，A/D转换器143-145，光电转换电路146和147，以及一栅极驱动器148。存储单元142存储一数据表，该数据表包括将被用于控制开关式电源电路操作的各种设置信息。
A/D转换器143将通过电阻器101获得的、作为模拟信号的初级侧电流检测信号转换成数字信号，并将其输出到DSP141。光电转换电路146将来自次级侧电压检测电路60的光信号转换为电信号，并将其输出至A/D转换器144。A/D转换器144将通过光电转换电路146获得的、作为模拟信号的次级侧电压检测信号转换成数字信号，并将其输出至DSP141。光电转换电路147将来自次级侧电流检测电路130的光信号转换成电信号，并将其输出到A/D转换器145。A/D转换器145将通过光电转换电路147获得的、作为模拟信号的次级侧电流检测信号转换成数字信号，并将其输出至DSP141。
DSP141基于至少从初级侧电流检测电路100、次级侧电压检测电路60和次级侧电流检测电路130输出的检测信号而进行脉冲宽度调制(PWM)，并产生一驱动信号(PWM信号)。此外，DSP141可基于输出到温度传感器120的温度数据，通过进行脉冲宽度调制来产生该驱动信号。该驱动信号通过栅极驱动器148而被施加于MOSFET31的栅极。
接下来，将参考图13-16来说明图13所示的开关式电源电路的操作。图15是图14所示的DSP的控制操作流程图，图16是图13所示的开关式电源电路的输出电流与输出电压的特性图(次级侧电流与次级侧电压的特性)。
参考图15，首先，在步骤S21中，DSP141控制驱动信号中的脉冲宽度，以便进行恒定电压稳定操作，通过该操作，由A/D转换器144的输出值表示的次级侧电压是恒定的。而且，在步骤S22中，DSP141判断由A/D转换器143的输出值表示的初级侧电流是否超出阈值，并控制驱动信号中的脉冲宽度，以便在初级侧电流超 出该阈值之前进行恒定电压稳定操作。
如图16中箭头(1)所示，当次级侧电流增加，初级侧电流达到阈值，且初级侧电流超出阈值时，DSP141保持驱动信号中的脉冲宽度恒定，并且停止恒定电压稳定操作(步骤S23)。
之后，由于负载电路(例如击打式打印机中的螺线管)的阻抗条件，随着次级侧电流增加，次级侧电压不恒定，次级侧电压逐步降低，如图16中的箭头(2)所示。甚至当次级侧电压降低时，如果次级侧电流不超出阈值，且次级侧电压不在阈值之下时，则保持次级侧电流，并认为开关式电源电路在可允许的操作范围内。
在步骤S24中，在次级侧电流超出阈值之后，DSP141判断是否预定时间已经过去。如果在次级侧电流超出阈值之后预定时间没有过去，则进行步骤S25，如果在次级侧电流超出阈值之后预定时间已经过去，则进行步骤S26。
在步骤S25中，DSP141判断次级侧电压是否处于阈值之下。如果次级侧电压不在阈值以下，则进行步骤S22，如果次级侧电压在阈值以下，则进行步骤S26。
在步骤S26中，由于MOSFET31可能由于电流应力而坏掉，因此DSP141通过使驱动信号无效来停止MOSFET31的开关操作，并切断流过初级侧绕组的电流。
在这一点上，初级侧电流阈值的设置信息、次级侧电压阈值的设置信息、初级侧电流超出阈值情况下的可允许范围的设置信息等都被存储在存储单元142的数据表中。
在第四实施例中，已经说明了次级侧电流检测电路130与变压器次级侧绕组22连接的情况，然而，本发明不限于此，次级侧电流检测电路130可与变压器的辅助绕组23连接。在这种情况下，次级侧电流可在与负载侧绝缘的情况下被检测。
在上述第一到第四实施例中，已经作为实例说明了回扫式开关电源，然而，本发明不局限于回扫式开关电源，而是可应用于使用变压器的各种类型的开关电源，如向前类型或各种桥型。
接下来，将说明本发明的第五实施例。在以下实施例中，本发明被应用于一种使用抗流圈来代替变压器的斩波型开关式电源电路中。在斩波型开关式电源电路中，尽管由于没有使用变压器，输入侧与输出侧不是绝缘的，但是电路的尺寸可被降低。
图17是本发明第五实施例的开关式电源电路的结构示意图。在第五实施例中，将作为实例说明斩波型升压开关式电源电路。
该开关式电源电路具有一连接到交流电源电压的输入端1和2的整流滤波电路10，一具有一端连接到整流滤波电路10的抗流圈150，其用于聚集磁芯中由流过绕组的电流产生的磁能，一与抗流圈150的另一端连接的、用于根据推进驱动信号而使电流流过抗流圈150的开关元件30，和一用于检测流过开关元件30的电流的开关电流检测电路160。在此，在变压器的初级侧绕组被用作抗流圈150的情况下，变压器的次级侧绕组可用于产生内部电源。
而且，该开关式电源电路具有一用于对抗流圈150另一端处产生的电压进行半波整流的二极管51，一用于通过滤波所整流的电压来产生输出电压、并将该电压提供给输出端3和4的电容器52，一用于检测输出端3和4之间的输出电压的输出电压检测电路170，以及一用于产生驱动信号的控制电路180。
例如，整流滤波电路10包括一二极管电桥和一电容器，通过二极管电桥全波整流施加在输入端1与输出端2之间的交流电压，并通过电容器滤波该电压。
当开关元件30开启时，抗流圈150在磁芯中聚集能量。之后，当开关元件30截止时，磁场易于保持该电流，并由此，抗流圈150的电流经由二极管51流到电容器52中。电容器52被充电，并且在输出端3与输出端4之间产生直流输出电压。
在本发明中，具有高饱和磁通密度的非晶金属磁性材料被用作抗流圈150的磁芯。作为具体的材料，例如，含有铁(Fe)和钴(Co)的非晶合金Fe-Co(60-80wt％)被使用。作为磁芯类型，通过烧结粉末材料模制的块型和通过叠置带状磁芯而形成的叠层型被使用。
非晶金属的磁性材料具有以下优点：其饱和磁通密度高于铁氧体的，当模制E型磁芯时，模制较易，其磁特性较少地根据温度变化，其滞后损失和涡流损失较小，且其高频特性较好。而且，当非晶金属磁性材料被用作抗流圈的磁芯时，磁芯难于被磁饱和，且产生的热量小，由此，能提供使用铁氧体情况下的功率两倍或更多倍的功率。由于不需要在磁芯中形成沟槽，因此自沟槽的磁通泄漏不再是问题。
注意，当使用非晶金属磁性材料时，每一定匹数的感应系数(也称作“AL值”)要小于使用铁氧体情况下的。因此，即使匹数增加至一定等级，且在绕组中流动的电流增加，绕组的感应系数也仍较小。而且，由于非晶金属的磁性材料难于饱和，因此在绕组中流动的峰值电流可被增加。然而，随着峰值电流变得越来越大，开关元件容易坏掉的问题出现了。由于这个原因，在该实施例中，通过电路的改进来保护开关元件。
图18是图17所示的控制电路等的具体结构示意图。在该实施例中，N沟道MOSFET31被用作图17所示的开关元件30。MOSFET31具有一与抗流圈150另一端连接的漏极，一经由开关电流检测电路160而与整流滤波电路10连接的源极，以及一栅极，栅极驱动器189将一驱动信号提供至该栅极。
抗流圈150、MOSFET31的漏源路径以及开关电流检测电路160串联连接，且通过整流和滤波该整流滤波电路10中的交流电源电压而获得的电压被提供到该串联电路中。MOSFET31根据施加到栅极的推进驱动信号，使电流流过抗流圈150。
控制电路180包括一比较器181、一掩模信号产生电路182、一时钟信号产生电路183、一AND电路184、一比较器185、一消隐脉冲产生电路186、一AND电路187、一脉冲宽度设置电路188和一栅极驱动器189。
时钟信号产生电路183产生时钟信号。AND电路184获得时钟信号产生电路183 输出的时钟信号与掩模信号产生电路182输出的掩模信号的逻辑乘。当掩模信号固定在高电平时，时钟信号恒定地提供到脉冲宽度设置电路188的设置端S上。
而且，开关电流检测电路160输出的检测电压被输入到比较器185的同相输入端，图17所示的输出电压检测电路170输出的检测电压被输入到比较器185的反相输入端。在输出电压检测电路170中，当开关式电源电路的负载轻时，检测电压随着该开关式电源电路输出电压的升高而降低，当开关式电源电路负载高时，检测电压随着该开关式电源电路输出电压的降低而升高。而且，通过用于输出电压检测电路170输出的检测电压的限制电路而设置上限。
比较器185对开关电流检测电路160输出的检测电压与输出电压检测电路170输出的检测电压进行比较，以输出表示比较结果的比较信号。而且，消隐脉冲产生电路186产生与时钟信号同步、在预定周期内变成高电平的消隐脉冲信号，以用于防止变压器初级侧电流仍很小时的MOSFET31截止的错误操作。AND电路187获得比较器185输出的比较信号与消隐脉冲产生电路186输出的消隐脉冲信号的逻辑乘。在消隐脉冲信号处于高电平的周期内，通过比较器185产生的比较信号从AND电路187输出。
脉冲宽度设置电路188由RS触发器构成，例如，该触发器具有一设置端S，一重新设置端R和一输出端Q。脉冲宽度设置电路188与时钟信号产生电路183产生的时钟信号同步，而设置一输出信号，并当消隐脉冲信号处于高电平时，与比较器185产生的比较信号同步而重新设置该输出信号，且由此，设置驱动信号中的脉冲宽度。栅极驱动器189根据脉冲宽度设置电路188输出的驱动信号来驱动MOSFET31的栅极。
由于图18所示的控制电路的操作通常与图4和图5所示的相同，因此将参考图4来具体说明控制电路180的操作。
与时钟信号产生电路183产生的时钟信号VCK的上升沿同步，来设置脉冲宽度设置电路188的输出信号，且如图4(e)所示的栅极电压VG达到高电平。
比较器185输出的比较信号通过对开关电流检测电路160输出的第一检测电压与输出电压检测电路170输出的第二检测电压间进行比较而获得。在过负载条件下，MOSFET31的漏极电流ID增加，第一检测电压增加，变压器次级侧的输出电压降低，第二检测电压也增加。在输出电压检测电路170中，向第二检测电压提供上限。因此，当第二检测电压达到上限时，如果第一检测电压超出上限，则从比较器185输出的比较信号达到高电平。因此，重新设置脉冲宽度设置电路188的输出信号，栅极电压VG达到低电平，漏极电流ID停止在图4(b)所示的点A处。
以这种方式，控制电路180以固定周期导通MOSFET31，并与比较信号的上升沿相同步地截止MOSFET31。在图4(e)中，MOSFET31导通的周期由TON表示，MOSFET31截止的周期由TOFF表示。
之后，将说明控制电路180判断MOSFET31中流动的电流是否超出额定电流，并控制驱动信号，将其施加到MOSFET31栅极的情况。额定电流是指MOSFET能稳定进行稳定操作的漏极电流量，且基于开关式电源电路的AC输入电压、MOSFET标准等而事先确定。
比较器181将开关电流检测电路160检测的开关电流量与根据额定电流而设置的预设电压VP进行比较，并输出表示比较结果的比较信号。掩模信号产生电路182基于比较器181输出的比较信号而确定MOSFET31的操作模式，并产生适合于该操作模式的掩模信号。
当掩模信号处于高电平时，脉冲宽度设置电路188与时钟信号产生电路183产生的时钟信号同步而设置输出信号，并当消隐脉冲信号处于高电平时，与比较器185产生的比较信号同步而重新设置该输出信号，由此，在驱动信号中设定脉冲宽度。
本实施例开关式电源电路的操作与图7所示的相同。如图7所示，在周期T0中，MOSFET31的漏极电流ID没有超出额定电流，由此，从比较器181输出的比较信号被保持在低电平。基于该信号，掩模信号产生电路182确定MOSFET31的操作模式为正常负载模式，并将掩模信号固定在高电平。因此，从时钟信号产生电路183输出的时钟信号经由AND电路184而被提供到脉冲宽度设置电路188中。由此，与时钟信号同步的多个连续脉冲被施加到MOSFET31的栅极。
在周期T1中，当开关式电源电路处于过负载条件，且MOSFET31的漏极电流ID周期性地超出额定电流时，从比较器181输出的比较信号与时钟信号相同步，周期性地达到高电平。基于该比较信号，掩模信号产生电路182确定MOSFET31的操作模式为过负载模式，并限制掩模信号处于高电平的周期，来用于保护MOSFET31，使MOSFET31进行间歇式地操作。
例如，掩模信号产生电路182与比较器181输出的比较信号的上升沿相同步地增加计数值，并在第一周期T1中设置掩模信号为高电平，直到计数值成为预定值，并在随后的第二周期T2中设置掩模信号为低电平。只要过负载条件持续，第一周期T1和第二周期T2就重复。
因此，在第一周期T1中，与时钟信号同步的多个连续脉冲被施加到了MOSFET31的栅极，在第二周期T2中，MOSFET31的栅极不施加脉冲。以这种方式，在驱动信号中，设置多个脉冲与时钟信号持续同步的周期的上限，因此，MOSFET31使电流流过变压器初级侧绕组21的周期的上限被设置。在第一周期T1中，当比较信号在比较信号达到高电平的周期的下一周期中达到低电平时，掩模信号产生电路182将MOSFET31的操作模式从过负载模式改变为正常负载模式。
当开关式电源电路的负载变得较重，且非常大的漏极电流ID流动时，如上所述，驱动信号中的脉冲宽度的上限被设置。也就是说，通过设置输出电压检测电路170中的检测电压的上限，如图7所示，驱动信号中的脉冲宽度的上限被设置为周期T3， MOSFET31的漏极电流ID被抑制为等于或小于最大电流(点A)。
在第五实施例中，基于开关电流检测电路160的检测结果，通过将代替输出电压检测电路170输出的检测电压的预定电压施加到比较器185的反相输入端，而产生驱动信号。还是在这种情况下，当开关电流检测电路160输出的检测电压超出预定电压时，脉冲宽度设置电路188的输出信号被重新设置，并由此，在驱动信号中的脉冲宽度的上限可被设置。
接下来，将说明本发明的第六实施例。
图19是本发明第六实施例的开关式电源电路的结构示意图。在第六实施例中，将作为实例说明PFC(功率因数控制器)电路。PFC电路是指这样一种电路：当通过开关操作将交流电压进行整流而获得的电压转换成交流电压，并再次将所获得的交流电压转换成直流电压时，该电路通过匹配电压和电流中的波形和相位而改善功率因数。
该开关式电源电路具有一与交流电源电压输入端1和2连接的整流电路11，一用于检测从整流电路11输入的电压的输入电压检测电路190，一具有一端与整流电路11连接的抗流圈150，其用于在磁芯中聚集由流过绕组的电流产生的磁能，一与抗流圈150的另一端连接的开关元件30，其用于根据推进驱动信号而使电流流过抗流圈150，以及一用于检测流过开关元件30的电流的开关电流检测电路160。在此，在变压器初级侧绕组被用作抗流圈150的情况下，变压器次级侧绕组可被用于产生内部电源。
而且，开关式电源电路具有一用于对抗流圈150另一端处产生的电压进行半波整流的二极管51，一用于通过滤波所整流的电压而产生一输出电压，并将该电压提供给输出端3和4的电容器52，一用于检测输出端3和4之间的输出电压的输出电压检测电路170，一插入到电容器52与输出端4之间的、用于检测输出电流的输出电流检测电路200，一用于设置驱动信号的脉冲宽度的控制电路210，和一用于感应发热开关元件30的周围温度的温度传感器120。
例如，整流电路11由一二极管电桥构成，全波整流施加到输入端1与输入端2之间的交流电压。当开关元件导通时，抗流圈150在磁芯中聚集能量。之后，当开关元件30截止时，磁场趋于保持电流，且由此，抗流圈150的电流经由二极管51流向电容器52。电容器52被充电，且在输出端3与输出端4之间产生一直流输出电压。
图20是图19所示的控制电路等的具体结构示意图。在该实施例中，N沟道MOSFET31被用作图19中所示的开关元件30，电阻器161被用作图19中所示的开关电流检测电路160。MOSFET31具有一与抗流圈150另一端连接的漏极，一经由电阻器161与整流电路11连接的源极，和一栅极，栅极驱动器217将一驱动信号提供至该栅极。与MOSFET31的漏极电流成比例的检测电压通过测量电阻器161两端 之间产生的电压而获得。
抗流圈150、MOSFET31的漏源路径和电阻器161串联连接，通过整流整流电路11中的交流电源电压而获得的电压被提供到该串联电路中。MOSFET31根据施加在栅极上的推进驱动信号而使电流流过抗流圈150。
控制电路210具有一内部包含一用于产生驱动信号的控制块的DSP(数字信号处理器)211，一存储单元212，如用于存储软件(控制程序)和数据的非易失性存储器，A/D转换器213和216，以及一栅极驱动器217。存储单元212存储一数据表，且该数据表包括将用于控制开关式电源电路操作的各种设置信息。
A/D转换器213将作为通过电阻器161获得的模拟信号的开关电流检测信号转换成数字信号，并将其输出至DSP211。A/D转换器214将作为通过输出电压检测电路170获得的模拟信号的输出电压检测信号转换成数字信号，并将其输出至DSP211。A/D转换器215将作为通过输出电流检测电路200获得的模拟信号的输出电流检测信号转换成数字信号，并将其输出至DSP211。A/D转换器216将作为通过输入电压检测电路190获得的模拟信号的输入电压检测信号转换成数字信号，并将其输出至DSP211。
DSP211基于至少从开关电流检测电路160和输出电压检测电路170输出的检测信号，来进行脉冲宽度调制(PWM)，并产生一驱动信号(PWM信号)。除了检测信号之外，DSP211可基于从输出电流检测电路200和输入电压检测电路190输出的检测信号和/或从温度传感器120输出的温度数据，通过进行脉冲宽度调制，来产生该驱动信号。通过栅极驱动器167，该驱动信号被施加到MOSFET31的栅极。
接下来，将参考图19-22来说明图19所示的开关式电源电路的操作。图21是图20所示的DSP的控制操作流程图，图22是图19所示的开关式电源电路的输出电流与输出电压的特性图。
参考图21，首先，在步骤S31中，DSP211控制驱动信号中的脉冲宽度，以便进行恒定电压稳定操作，通过该操作，由A/D转换器214的输出值表示的输出电压是恒定的。而且，在步骤S32中，DSP211判断由A/D转换器213的输出值表示的漏极电流是否超出了阈值，并控制驱动信号中的脉冲宽度，以便进行恒定电压稳定操作，直到漏极电流超出阈值。
如图22中的箭头(1)所示，当输出电流增加，漏极电流达到阈值，且漏极电流超出阈值时，DSP211保持驱动信号中的脉冲宽度恒定，并停止恒定电压稳定操作(步骤S33)。
之后，输出电压不是恒定的，由于负载电路(例如，击打式打印机中的螺线管)的阻抗条件，随着输出电流的增加，输出电压逐步降低，如图22中的箭头(2)所示。甚至当输出电压降低时，如果输出电流没有超出阈值，且输出电压不在阈值以下，则保持次级侧电流，且认为该开关式电源电路在正常操作范围之内。
在步骤S34中，DSP211判断在输出电流超出阈值之后预定时间是否已经过去。如果在输出电流超出阈值之后预定时间没有过去，则进行步骤S35，如果在输出电流超出阈值之后预定时间己过去，则进行步骤S36。
在步骤S35中，DSP211判断输出电压是否在阈值以下。如果输出电压不在阈值以下，则进行步骤S32，如果输出电压在阈值以下，则进行步骤S36。
在步骤S36中，因为MOSFET31可能由于电流应力而坏掉，因此DSP211通过使驱动信号无效而停止MOSFET31的开关操作，并切断流过抗流圈的电流。
可选择地，步骤S34可省略，当漏极电流超出阈值时，驱动信号中的脉冲宽度可持续保持恒定，直到输出电压降低到阈值以下。而且，在步骤S34中，DSP211可判断预定周期内初级侧电流超出阈值的次数是否在可允许的范围内，如果在预定周期内初级侧电流超出阈值的次数超出可允许的范围，则DSP211可切断流过抗流圈的电流。
在这一点上，初级侧电流阈值的设置信息、次级侧电压阈值的设置信息、初级侧电流超出阈值情况下的可允许范围的设置信息等都被存储在存储单元212中的数据表中。
此外，存储单元212在数据表中存储对应于多种类型AC输入电压(例如，100V、115V、120V等)的多种设置信息。DSP211根据由A/D转换器216的输出值表示的输入电压(整流电路11的整流电压)，来从多种类型的设置信息中选择一种类型的设置信息。由此，可获得适合于AC输入电压的输出特性。
而且，除了用于正常操作模式的设置信息之外，当负载装置(例如击打式打印机等)处于等待模式时，存储单元212还可存储包含漏极电流与输出电压特性等的等待模式的设置信息。在这种情况下，DSP211根据表示负载装置处于正常操作模式还是等待模式的模式信号，来改变等待模式下的输出特性(见图22中的点划线)。由此，等待模式下的功耗可被降低。
而且，除了用于正常使用环境的设置信息之外，在恶劣使用环境中(如，使用位置处于高温下等)，存储单元212可存储用于恶劣使用环境的设置信息，其包括漏极电流与输出电压的特性等。例如，对应于多种类型温度范围的多种类型的设置信息被存储在存储单元212中的数据表中。在这种情况下，DSP211根据由温度传感器120输出的温度数据表示的温度范围，来改变输出特性(见图22中的双点划线)。由此，恶劣使用环境下的开关元件故障可被防止。
在负载装置是击打式打印机的情况下，存储单元212可在数据表中存储对应于多种类型印刷语言(例如，日语、英语等)或击打式打印机模式的多种类型的设置信息。在这种情况下，DSP211根据表示印刷语言或击打式打印机模式的信号，从多种类型的设置信息中选择一种类型的设置信息。由于负载特性根据印刷语言或击打式打印机模式而改变，因此，可获得适合于印刷语言或模式的输出特性。
在第五和第六实施例中，已经作为实例说明了斩波型升压开关式电源和PFC电路，然而，本发明不局限于此，而是可应用于使用抗流圈的各种类型的开关电源，如斩波式降压、斩波式升降压类型。
工业实用性
本发明可用在将用于电子设备中的开关式电源电路中。

Claims (16)

1.一种开关式电源电路，包括：
一变压器，其具有一包括非晶金属磁性材料的磁芯、缠绕在磁芯周围的一初级侧绕组和一次级侧绕组；
一开关元件，其与所述变压器的初级侧绕组串联连接，用于根据推进驱动信号而使电流流过所述变压器的初级侧绕组；
一初级侧电流检测电路，用于检测流过所述变压器初级侧绕组的电流；
多个电路元件，用于整流和滤波所述变压器次级侧绕组中产生的电压，以产生一输出电压；和
一控制电路，用于基于至少所述初级侧电流检测电路的检测结果而产生所述驱动信号，并通过设置一时间期限的上限来限制所述变压器初级侧绕组中流动电流的时间期限，其中：在所述初级侧电流检测电路检测的电流量超出额定电流的情况下，与时钟信号同步，在所述驱动信号中的多个脉冲是连续的。
2.如权利要求1所述的开关式电源电路，还包括：
一次级侧电压检测电路，用于检测由所述多个电路元件产生的输出电压；
其中，所述控制电路基于所述初级侧电流检测电路的检测结果和所述次级侧电压检测电路的检测结果而产生所述驱动信号，并基于所述次级侧电压检测电路的检测结果而设置所述驱动信号中的脉冲宽度的上限。
3.如权利要求2所述的开关式电源电路，其中：所述控制电路包括：
一检测电压产生电路，用于产生检测电压，其中基于所述次级侧电压检测电路的检测结果而设置上限；
一比较器，用于对所述初级侧电流检测电路产生的检测电压与检测电压产生电路产生的检测电压进行比较，以产生一表示比较结果的信号；
一时钟信号产生电路，用于产生一时钟信号；和
一脉冲宽度设置电路，用于通过与所述时钟信号产生电路产生的时钟信号同步地设置一输出信号，并与所述比较器产生的信号同步地重新设置该输出信号，来设置所述驱动信号中的脉冲宽度。
4.如权利要求1所述的开关式电源电路，其中：当基于所述次级侧电压检测电路的检测结果，判断所述变压器的次级侧处于轻负载条件下时，所述控制电路降低所述驱动信号中的脉冲数，以使所述开关元件进行间歇操作。
5.一种开关式电源电路，包括：
一变压器，其具有一包括非晶金属磁性材料的磁芯、缠绕在磁芯周围的一初级侧绕组和一次级侧绕组；
一开关元件，其与所述变压器的初级侧绕组串联连接，用于根据推进驱动信号而使电流流过所述变压器的初级侧绕组；
一初级侧电流检测电路，用于检测流过所述变压器初级侧绕组的电流；
多个电路元件，用于整流和滤波所述变压器次级侧绕组中产生的电压，以产生一输出电压；和
一控制电路，用于基于至少所述初级侧电流检测电路的检测结果而产生所述驱动信号，并限制所述变压器初级侧绕组中流动电流的时间期限，其中：
所述开关元件包括一N沟道MOSFET，其具有一与所述变压器初级测绕组连接的漏极，和一向其施加所述驱动信号的栅极；和
所述初级侧电流检测电路包括一双极型晶体管，该双极型晶体管具有一基极，所述MOSFET的漏极向该基极施加电压，用于进行发射极跟随器操作，所述初级侧电流检测电路通过测量所述MOSFET漏极与源极之间的电压来检测流过所述变压器初级侧绕组的电流。
6.一种开关式电源电路，包括：
一变压器，其具有一包括非晶金属磁性材料的磁芯、缠绕在磁芯周围的一初级侧绕组和一次级侧绕组；
一开关元件，其与所述变压器的初级侧绕组串联连接，用于根据推进驱动信号而使电流流过所述变压器的初级侧绕组；
一初级侧电流检测电路，用于检测流过所述变压器初级侧绕组的电流；
多个电路元件，用于整流和滤波所述变压器次级侧绕组中产生的电压，以产生一输出电压；
一次级侧电压检测电路，用于检测所述多个电路元件产生的输出电压；
一存储单元，用于存储一数据表，该数据表包括至少初级侧电流的阈值和次级侧电压的阈值的设置信息；和
一数字信号处理器，用于查阅存储在所述存储单元中的设置信息，以控制驱动信号中的脉冲宽度，以使当初级侧电流小于该初级侧电流的阈值时，次级侧电压恒定，当初级侧电流超出该初级侧电流的阈值时，保持驱动信号中的脉冲宽度，以及当次级侧电压低于该次级侧电压的阈值时，停止所述开关元件的开关操作。
7.如权利要求6所述的开关式电源电路，其中：所述存储单元还存储初级侧电流超出该初级侧电流的阈值情况下的可允许范围的设置信息；和
在初级侧电流超出该初级侧电流的阈值的次数超出可允许的范围的情况下，所述数字信号处理器停止所述开关元件的开关操作。
8.如权利要求6所述的开关式电源电路，还包括：
一次级侧电流检测电路，用于检测流过所述变压器次级侧绕组的电流；
其中，在次级侧电流超出该次级侧电流的阈值的情况下，所述存储单元还存储该次级侧电流的阈值和可允许范围的设置信息；和
在次级侧电流超出该次级侧电流的阈值之后，过去的时间超出可允许的范围的情况下，所述数字信号处理器停止所述开关元件的开关操作。
9.如权利要求6所述的开关式电源电路，还包括：
一温度传感器，用于检测温度；
其中，所述存储单元存储对应于多种类型温度范围的多种类型的设置信息；和
所述数字信号处理器根据对应于由所述温度传感器检测的温度范围的设置信息，来控制所述开关元件的开关操作。
10.如权利要求6所述的开关式电源电路，其中：所述存储单元存储对应于正常操作模式和等待模式的多种类型设置信息；和
所述数字信号处理器根据对应于表示负载装置处于正常操作模式或等待模式的模式信号的设置信息，来控制所述开关元件的开关操作。
11.一种开关式电源电路，包括：
一抗流圈，其具有一包括非晶金属磁性材料的磁芯和一缠绕在磁芯周围的绕组；
一开关元件，其与所述抗流圈的一端连接，用于根据推进驱动信号而使电流流过所述抗流圈；
一开关电流检测电路，用于检测所述开关元件的电流；
多个电路元件，用于对所述抗流圈与所述开关元件间的连接点处产生的电压进行整流和滤波，以产生一输出电压；和
一控制电路，用于基于至少所述开关电流检测电路的检测结果而产生所述驱动信号，并通过设置一时间期限的上限来限制在所述抗流圈绕组中流动电流的时间期限，其中：在所述开关电流检测电路检测的电流量超出额定电流的情况下，与时钟信号同步，在所述驱动信号中的多个脉冲是连续的。
12.如权利要求11所述的开关式电源电路，还包括：
一输出电压检测电路，用于检测由所述多个电路元件产生的输出电压；
其中，所述控制电路基于所述开关电流检测电路的检测结果和所述输出电压检测电路的检测结果而产生所述驱动信号，并基于所述输出电压检测电路的检测结果而设置所述驱动信号中的脉冲宽度的上限。
13.一种开关式电源电路，包括：
一抗流圈，其具有一包括非晶金属磁性材料的磁芯和一缠绕在磁芯周围的绕组；
一开关元件，其与所述抗流圈的一端连接，用于根据推进驱动信号而使电流流过所述抗流圈；
一开关电流检测电路，用于检测所述开关元件的电流；
多个电路元件，用于对所述抗流圈与所述开关元件间的连接点处产生的电压进行整流和滤波，以产生一输出电压；
一电压检测电路，用于检测由所述多个电路元件产生的输出电压；
一存储单元，用于存储一数据表，该数据表包括至少所述开关元件的电流的阈值和一输出电压的阈值的设置信息；和
一数字信号处理器，用于查阅存储在所述存储单元中的设置信息，以控制驱动信号中的脉冲宽度，以使当所述开关元件的电流小于该电流的阈值时，输出电压恒定，当所述开关元件的电流超出该电流的阈值时，保持驱动信号中的脉冲宽度，以及当输出电压低于该输出电压的阈值时，停止所述开关元件的开关操作。
14.如权利要求13所述的开关式电源电路，其中：在所述开关元件的电流超出该电流的阈值的情况下，所述存储单元还存储可允许范围的设置信息；和
在所述开关元件的电流超出该电流的阈值的次数超出可允许的范围的情况下，所述数字信号处理器停止所述开关元件的开关操作。
15.如权利要求13所述的开关式电源电路，还包括：
一输出电流检测电路，用于检测所述开关式电源电路的输出电流；
其中，在输出电流超出该输出电流的阈值的情况下，所述存储单元还存储该输出电流的阈值和可允许范围的设置信息；和
在输出电流超出该输出电流的阈值之后，过去的时间超出可允许的范围的情况下，所述数字信号处理器停止所述开关元件的开关操作。
16.如权利要求13所述的开关式电源电路，还包括：
一输入电压检测电路，用于检测所述抗流圈的输入电压；
其中，所述存储单元存储对应于多种类型输入电压的多种类型设置信息；和
所述数字信号处理器根据对应于由所述输入电压检测电路检测的输入电压的设置信息，来控制所述开关元件的开关操作。
CN2006800096008A 2005-03-22 2006-03-22 开关式电源电路 Expired - Fee Related CN101147315B (zh)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP081263/2005 2005-03-22
JP2005081263 2005-03-22
JP2005333417 2005-11-17
JP333417/2005 2005-11-17
PCT/JP2006/305723 WO2006101135A1 (ja) 2005-03-22 2006-03-22 スイッチング電源回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101147315A CN101147315A (zh) 2008-03-19
CN101147315B true CN101147315B (zh) 2011-07-13

Family

ID=37023795

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2006800096008A Expired - Fee Related CN101147315B (zh) 2005-03-22 2006-03-22 开关式电源电路

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7894223B2 (zh)
EP (1) EP1863159A1 (zh)
JP (1) JPWO2006101135A1 (zh)
KR (1) KR20070108407A (zh)
CN (1) CN101147315B (zh)
WO (1) WO2006101135A1 (zh)

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7804256B2 (en) * 2007-03-12 2010-09-28 Cirrus Logic, Inc. Power control system for current regulated light sources
KR100902596B1 (ko) * 2007-09-28 2009-06-11 주식회사 동부하이텍 반도체 소자와 그의 제조방법 및 반도체 소자를 이용한변압회로
US8031496B2 (en) * 2007-11-07 2011-10-04 Panasonic Corporation Driving circuit for power switching device, driving method thereof, and switching power supply apparatus
JP4908386B2 (ja) * 2007-11-30 2012-04-04 コーセル株式会社 スイッチング電源装置及びその駆動方法
EP2110938B1 (de) * 2008-04-14 2018-08-29 Power Systems Technologies GmbH Primärseitige Steuerschaltung in einem Schaltnetzteil mit Transformator ohne Hilfswicklung mit einer Regelung basierend auf der sekundärseitigen Stromflusszeitdauer
JP5532564B2 (ja) * 2008-09-09 2014-06-25 株式会社リコー 画像形成装置及び画像形成制御方法
CN101938869B (zh) * 2009-06-30 2012-12-26 辉芒微电子（深圳）有限公司 交流系统中的直流控制装置
CN201438266U (zh) * 2009-07-22 2010-04-14 Bcd半导体制造有限公司 一种脉冲调制控制器
US8301929B2 (en) * 2009-09-24 2012-10-30 Dell Products L.P. System and method for dynamic power regulator for power supply output adjustment
US8933649B2 (en) * 2009-12-28 2015-01-13 Power Integrations, Inc. Power converter having a switch coupled between windings
WO2011138276A2 (en) * 2010-05-04 2011-11-10 Stmicroelectronics S.R.L. Integrated circuit for controlling a switch of a current path with leading edge blanking device of the current signal.
JP2012026735A (ja) * 2010-07-20 2012-02-09 Fujitsu Ltd 電流検出装置
US9199653B2 (en) 2010-10-13 2015-12-01 General Electric Company Communication system and method for communicating between vehicles of a vehicle consist
US8914167B2 (en) * 2010-10-13 2014-12-16 General Electric Company Communication system for a rail vehicle and method for communicating with a rail vehicle
TWI523568B (zh) * 2011-02-15 2016-02-21 力林科技股份有限公司 發光二極體驅動裝置
KR101241470B1 (ko) 2011-02-24 2013-03-11 엘지이노텍 주식회사 전류 조절 장치
US9467047B2 (en) * 2011-05-31 2016-10-11 Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. DC-DC converter, power source circuit, and semiconductor device
KR101230634B1 (ko) * 2011-08-23 2013-02-06 조규민 엘이디 조명용 전원 공급 장치
JP2013077647A (ja) * 2011-09-29 2013-04-25 Toshiba Lighting & Technology Corp 集積化スイッチング電源装置および電気機器
US9093918B2 (en) * 2011-10-17 2015-07-28 System General Corporation Control circuit for offline power converter without input capacitor
JP5927877B2 (ja) * 2011-12-06 2016-06-01 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
KR20130074069A (ko) * 2011-12-26 2013-07-04 삼성전기주식회사 발광 다이오드 구동 장치
JP2013230068A (ja) * 2012-03-29 2013-11-07 Toshiba Lighting & Technology Corp スイッチング電源装置および照明装置
JP5983172B2 (ja) * 2012-08-10 2016-08-31 富士電機株式会社 スイッチング電源装置及びスイッチング電源装置の制御回路
US9537404B2 (en) * 2012-09-24 2017-01-03 Dialog Semiconductor Inc. AC-DC power supply input voltage detection and monitoring
CN103019145A (zh) * 2012-12-20 2013-04-03 四川九洲电器集团有限责任公司 能够实现电源监控及保护的系统
US9407152B2 (en) 2013-11-11 2016-08-02 Lg Innotek Co., Ltd. Current regulation apparatus
CN104597958A (zh) * 2013-12-18 2015-05-06 西安恒飞电子科技有限公司 一种具有电压电流自调节功能的电源
US9590510B1 (en) * 2014-09-24 2017-03-07 Google Inc. Cable IR drop compensation
US10270401B2 (en) 2014-10-20 2019-04-23 Richwave Technology Corp. Two-stage electromagnetic induction transformer
TWI543518B (zh) * 2014-12-31 2016-07-21 力林科技股份有限公司 具省電與高轉換效率機制的電源轉換裝置
WO2016117030A1 (ja) * 2015-01-20 2016-07-28 三菱電機株式会社 半導体装置
JP6578128B2 (ja) * 2015-05-14 2019-09-18 ローム株式会社 電力供給装置、ａｃアダプタ、ａｃチャージャ、電子機器および電力供給システム
US11077514B2 (en) * 2017-10-17 2021-08-03 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods to reduce magnetic flux in a transformer in a switched mode power supply
JP7098186B2 (ja) * 2017-12-20 2022-07-11 ディーン テクノロジー，インク． デジタル高電圧電源装置
JP7108173B2 (ja) * 2018-01-22 2022-07-28 ミツミ電機株式会社 スイッチング電源装置および直流電源装置
CN110231506B (zh) * 2018-03-05 2022-02-15 日立安斯泰莫汽车系统(苏州)有限公司 电流检测回路及具备该电流检测回路的废气再循环控制回路
CN112088481A (zh) * 2018-05-15 2020-12-15 三菱电机株式会社 功率器件驱动装置及其制造方法
CN116960911B (zh) * 2023-09-21 2024-02-13 深圳市德兰明海新能源股份有限公司 限流保护电路、供电电路和储能电源

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN87100412B (zh) * 1987-02-02 1988-05-11 冶金工业部钢铁研究总院 铁基非晶态合金

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4278940A (en) * 1979-04-25 1981-07-14 General Electric Company Means for automatically compensating DC magnetization in a transformer
KR900002305B1 (ko) * 1984-07-26 1990-04-10 가부시기가이샤 히다찌세이사꾸쇼 고전압 발생회로의 전압 안정화 회로
JPS6133077A (ja) 1984-07-26 1986-02-15 Hitachi Ltd 高圧安定化回路
US4704670A (en) * 1986-12-31 1987-11-03 American Telephone & Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Power supply with regulated output voltage
JP2888729B2 (ja) 1993-04-15 1999-05-10 株式会社ユタカ電機製作所 出力短絡保護回路
IT1268474B1 (it) * 1993-10-22 1997-03-04 St Microelectronics Srl Convertitore statico dc-dc funzionante in modo discontinuo
JPH08234852A (ja) * 1995-02-27 1996-09-13 Fuji Electric Co Ltd 安定化電源の過負荷保護方式
JPH11178347A (ja) 1997-12-12 1999-07-02 Hitachi Ltd 電動機駆動装置及びこれを用いた空気調和機
JP3642398B2 (ja) 1999-08-31 2005-04-27 富士通株式会社 電源制御方法及び回路並びに電源装置
US6707283B1 (en) * 2000-07-03 2004-03-16 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Primary side sensing circuit for producing a secondary side constant current, constant voltage output
JP4283977B2 (ja) 2000-08-01 2009-06-24 パナソニック株式会社 スイッチング電源装置及びスイッチング電源用半導体装置
JP2002354790A (ja) 2001-05-21 2002-12-06 Sanken Electric Co Ltd コンバータ及びその起動方法
JP2003284330A (ja) 2002-03-26 2003-10-03 Toyota Motor Corp 制御装置、制御方法、電圧変換の制御をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体
US6813170B2 (en) * 2002-08-19 2004-11-02 Semtech Corporation Multiple output power supply having soft start protection for load over-current or short circuit conditions
JP3944109B2 (ja) 2003-04-17 2007-07-11 コーセル株式会社 スイッチング電源装置
JP2006067730A (ja) * 2004-08-27 2006-03-09 Sanken Electric Co Ltd 力率改善回路
US7746673B2 (en) * 2008-05-10 2010-06-29 Active-Semi, Inc. Flyback constant voltage converter having both a PWFM mode and a PWM mode

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN87100412B (zh) * 1987-02-02 1988-05-11 冶金工业部钢铁研究总院 铁基非晶态合金

Also Published As

Publication number Publication date
WO2006101135A1 (ja) 2006-09-28
US7894223B2 (en) 2011-02-22
EP1863159A1 (en) 2007-12-05
US20090015228A1 (en) 2009-01-15
JPWO2006101135A1 (ja) 2008-09-04
CN101147315A (zh) 2008-03-19
KR20070108407A (ko) 2007-11-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101147315B (zh) 开关式电源电路
EP1215808B1 (en) A power supply circuit and method thereof to detect demagnitization of the power supply
CN103036438B (zh) 用于电源变换系统中的峰值电流调节的系统和方法
EP2493063B1 (en) Multiple use of a current transformer
EP2621069B1 (en) Flyback converter with primary side voltage sensing and overvoltage protection during low load operation
US9069020B2 (en) Method and a circuit arrangement for determining a demagnetization zero current time
CN102265233B (zh) 基于初级侧自适应数字控制驱动bjt的用于开关电源变换器的控制器
CN100525036C (zh) 开关电源装置
Xi et al. A forward converter topology with independently and precisely regulated multiple outputs
US8385089B2 (en) Multiple-output switching power supply unit
CN100590954C (zh) 多输出电流谐振型dc-dc变换器
US20100165672A1 (en) Valley-mode switching schemes for switching power converters
CN102843042B (zh) 开关模式电源
CN103780095A (zh) 针对开关模式电源确定退磁零电流时间的方法和控制器
CN104980050A (zh) 用于开关模式电源的系统和方法
GB2451088A (en) Regulating the output of a forward power converter
JP2009284667A (ja) 電源装置、および、その制御方法ならびに半導体装置
US9866136B2 (en) Isolated power supply with input voltage monitor
EP0925636B1 (en) A forward converter with an inductor coupled to a transformer winding
US8760894B2 (en) Feedback of output voltage error via current sense winding
CN101854124A (zh) 电源转换器及其使用于电源转换器的方法
CN202261007U (zh) 切换式电源供应器及其控制电路
MXPA02002049A (es) Suministro de potencia con modo de conmutacion.
US20190207507A1 (en) Switching Power Supply Circuit
KR20210148340A (ko) 스위칭 전력 변환기를 위한 예비기동 제어 회로

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: OKI POWER SUPPLY SYSTEM CO., LTD.

Free format text: FORMER OWNER: OKI POWER TECH CO., LTD.

Effective date: 20110802

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
COR Change of bibliographic data

Free format text: CORRECT: ADDRESS; TO: 960-8057

TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20110802

Address after: 960-8057 Fukushima City, Fukushima Prefecture in Sasagawa 1 GA wild word wood museum

Patentee after: Impulse power supply system

Address before: Fukushima

Patentee before: Oki Power Tech Co., Ltd.

C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20110713

Termination date: 20130322