JPWO2006101135A1 - スイッチング電源回路 - Google Patents

スイッチング電源回路

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秀夫 佐藤
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孝弘 小林
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宏明 高橋
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Abstract

フェライトよりも磁気的に飽和し難い磁性体をトランス又はチョークコイルのコアとして用いると共に、スイッチング素子を適切に保護するスイッチング電源回路。このスイッチング電源回路は、アモルファス金属の磁性体を含むコア、1次側巻線及び2次側巻線を有するトランス20と、パルス状の駆動信号に従ってトランスの1次側巻線に電流を流すスイッチング素子30と、トランスの1次側巻線に流れる電流を検出する1次側電流検出回路40と、トランスの2次側巻線に発生する電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する複数の回路素子と、少なくとも1次側電流検出回路の検出結果に基づいて駆動信号を生成すると共に、トランスの1次側巻線に電流を流す期間に制限を設ける制御回路70とを具備する。

Description

本発明は、一般に、電子機器において用いられるスイッチング電源回路に関し、特に、トランス又はチョークコイルを使用して商用電源電圧を所望の直流電圧に変換するスイッチング電源回路に関する。
近年においては、電子機器の小型軽量化に伴い、小型軽量で効率良く電力を取り出すことのできるスイッチング電源が広く使用されている。スイッチング電源において、入力側と出力側との間で電気的な絶縁を必要とする場合には、トランスが用いられる。トランスを用いるスイッチング電源として、高い出力電圧を得ることのできるフライバック型のスイッチング電源が知られている。
フライバック型のスイッチング電源においては、トランスの1次側巻線とスイッチング素子とが直列に接続されると共に、商用電源の交流電圧を整流及び平滑して得られた直流電圧がこれらの直列回路に印加され、スイッチング素子がオン・オフすることによってトランスの1次側巻線に電流が流れる。スイッチング素子がオンした時にトランスの1次側巻線に流れる電流がトランスのコアにエネルギーを蓄え、スイッチング素子がオフした時に、蓄えられたエネルギーがトランスの2次側巻線から放出されて、出力電流がダイオードを介してコンデンサに充電されることにより直流出力電圧を発生させる。
このように、フライバック型のスイッチング電源においては、スイッチング素子のオン・オフの切換によって動作が変化し、オンとオフの期間の比率を変えることにより、出力電圧を制御することができる。また、出力電圧は、トランスの巻数比や特性によっても変化する。
一方、入力側と出力側との間で電気的な絶縁を必要としない場合には、トランスの替わりにチョークコイルを使用したチョッパ方式のスイッチング電源も用いられている。一般に、トランス又はチョークコイルのコアとなる磁性体としては、低損失で効率の良いフェライトが用いられる。しかしながら、フェライトは磁気的に飽和し易いので、コアに巻かれた巻線の電流が一定値を超えると、コアが飽和して磁気特性が低下してしまう。これを避けるためには、コアにギャップを形成する必要があるが、その場合には、ギャップからの磁束の漏洩が問題となる。
関連する技術として、日本国特許出願公開JP−P2004−320917Aには、簡単な構成の回路で、電源出力の過電流による回路素子の破損を防止し、装置の小型化と低コスト化にも寄与するスイッチング電源装置が開示されている。このスイッチング電源装置においては、主スイッチ素子に流れる電流を電流検知回路によって検出して制御ICの電流検出端子に入力させ、主スイッチ素子に流れる電流が所定の閾値を越えると主スイッチ素子をオフさせるパルスバイパルス過電流保護回路を制御ICに備えている。
このスイッチング電源装置は、電源の出力電圧を検出する電源出力検出回路を備えており、電源の出力電圧が所定の設定値以下に低下すると、スイッチング周波数設定回路に流れる電流の一部を電流検知回路にバイパスして重畳し、制御ICの電流検出端子で検出し、主スイッチ素子に流れる電流を抑える方向に制御ICを動作させる。さらに、このスイッチング電源装置は、スイッチング周波数設定回路によるスイッチング周波数を下げて、電源出力の過電流保護動作を行う。
JP−P2004−320917Aには、整流素子やトランス等の部品を小型化することができると記載されているが、トランスのコアとしてフェライト以外の磁性体を用いることに関しては記載されていない。
また、日本国特許掲載公報JP−P3642398には、電源の出力を制御する電源制御方法において、温度に基づいて、定格出力を超える過負荷状態を許容時間許容する最大定格出力を可変設定することが開示されている。
さらに、日本国特許出願公開JP−P2003−284330Aには、実際の使用状態におけるスイッチング素子のサイズを基準にして、直流電圧変換器を制御する制御装置が開示されている。この制御装置は、直流電圧変換器への入力電圧を検出する検出手段と、検出された入力電圧の電圧レベルに応じ、かつ、入力電圧が低下すると抑制するように直流電圧変換器の動作電流の最大値を示す最大定格電流を決定する決定手段と、直流電圧変換器の出力電流が最大定格電流を超えると出力電流を抑制する抑制手段とを備えている。
しかしながら、JP−P3642398又はJP−P2003−284330Aにおいても、トランスのコアとしてフェライト以外の磁性体を用いることに関しては記載されていない。
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、フェライトよりも磁気的に飽和し難い磁性体をトランス又はチョークコイルのコアとして用いると共に、スイッチング素子を適切に保護することにより、プリンタのように瞬間的に消費電力が大きくなるようなダイナミックな負荷に対する電力供給能力を向上させたスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、本発明の第1の観点に係るスイッチング電源回路は、アモルファス金属の磁性体を含むコア及び該コアに回巻された1次側巻線及び2次側巻線を有するトランスと、トランスの1次側巻線に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従ってトランスの1次側巻線に電流を流すスイッチング素子と、トランスの1次側巻線に流れる電流を検出する1次側電流検出回路と、トランスの2次側巻線に発生する電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する複数の回路素子と、少なくとも1次側電流検出回路の検出結果に基づいて駆動信号を生成すると共に、トランスの1次側巻線に電流を流す期間に制限を設ける制御回路とを具備する。
また、本発明の第2の観点に係るスイッチング電源回路は、アモルファス金属の磁性体を含むコア及び該コアに回巻された巻線を有するチョークコイルと、チョークコイルの一端に接続され、パルス状の駆動信号に従ってチョークコイルに電流を流すスイッチング素子と、スイッチング素子の電流を検出するスイッチング電流検出回路と、チョークコイルとスイッチング素子との接続点に発生する電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する複数の回路素子と、少なくともスイッチング電流検出回路の検出結果に基づいて駆動信号を生成すると共に、チョークコイルの巻線に電流を流す期間に制限を設ける制御回路とを具備する。
本発明によれば、スイッチング電源回路において、アモルファス金属の磁性体を含むコアを有するトランス又はチョークコイルを用いて飽和特性を改善すると共に、それに適した制御動作を行ってスイッチング素子を保護することにより、プリンタのように瞬間的に消費電力が大きくなるようなダイナミックな負荷に対する電力供給能力を向上させることができる。
本発明の第1の実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。 本発明の第1の実施形態における制御回路等の構成を詳しく示す図である。 図1に示す2次側電圧検出回路と図2に示す検出電圧生成回路の構成例を示す回路図である。 図2に示す制御回路の過負荷状態における動作を説明するための波形図である。 図2に示す制御回路の通常状態における動作を説明するための波形図である。 本発明の第2の実施形態における制御回路等の構成を詳しく示す図である。 本発明の第2の実施形態に係るスイッチング電源回路の動作を説明するためのドレイン電流の波形図である。 本発明の第3の実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。 図8に示す制御回路等の構成を詳しく示す図である。 図9に示すDSPの制御動作を示すフローチャートである。 図8に示すスイッチング電源回路の出力電流−出力電圧特性(2次側電流−2次側電圧特性)を示す図である。 図8に示すスイッチング電源回路における動作波形を示す波形図である。 本発明の第4の実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。 図13に示す制御回路等の構成を詳しく示す図である。 図14に示すDSPの制御動作を示すフローチャートである。 図13に示すスイッチング電源回路の出力電流−出力電圧特性(2次側電流−2次側電圧特性)を示す図である。 本発明の第5の実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。 図17に示す制御回路等の構成を詳しく示す図である。 本発明の第6の実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。 図19に示す制御回路等の構成を詳しく示す図である。 図20に示すDSPの制御動作を示すフローチャートである。 図19に示すスイッチング電源回路の出力電流−出力電圧特性を示す図である。
符号の説明
10 整流平滑回路、 11 整流回路、 20 トランス、 21 1次側巻線、 22 2次側巻線、 23 補助巻線、 24 コア、 30 スイッチング素子、 31 MOSFET、 40、100 1次側電流検出回路、 41 バイポーラトランジスタ、 42 電流源、 51 ダイオード、 52 コンデンサ、 60 2次側電圧検出回路、 61、64、65 抵抗、 62 発光ダイオード、 63 シャントレギュレータ、 70、110、140、180、210 制御回路、 71 検出電圧生成回路、 72、75、91、181、185 比較器、 73、183 クロック信号生成回路、 74、77、184、187 AND回路、 76、186 ブランキングパルス生成回路、 78、188 パルス幅設定回路、 79、189 ゲートドライバ、 81、88 ダイオード、 82 コンデンサ、 83 フォトトランジスタ、 84〜86 抵抗、 87、 オペアンプ、 92、182 マスク信号生成回路、 111、141、211 DSP、 112、142、212 格納部、 113、114、143〜145、213〜216 A/Dコンバータ、 115、146、147 光電変換回路、 116、148、217 ゲートドライバ、 120 温度センサ、 130 2次側電流検出回路、 150 チョークコイル、 160 スイッチング電流検出回路、 170 出力電圧検出回路、 190 入力電圧検出回路、 200 出力電流検出回路
以下に、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照番号を付して、説明を省略する。
図1は、本発明の第1の実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。このスイッチング電源回路は、交流電源電圧の入力端子1及び2に接続された整流平滑回路10と、1次側の交流電圧を昇圧又は降圧して2次側に出力するトランス20と、トランスの1次側巻線21に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従ってトランスの1次側巻線21に電流を流すスイッチング素子30と、トランスの1次側巻線21に流れる電流を検出する1次側電流検出回路40とを有している。
さらに、このスイッチング電源回路は、トランスの2次側巻線22に発生する電圧を半波整流するダイオード51と、整流された電圧を平滑するコンデンサ52と、コンデンサ52の両端における平滑された電圧を検出する2次側電圧検出回路60と、1次側電流検出回路40の検出結果及び2次側電圧検出回路60の検出結果に基づいて駆動信号を生成すると共に、トランスの1次側巻線21に電流を流す期間に制限を設ける制御回路70とを有している。2次側電圧検出回路60から制御回路70への帰還信号経路の一部には、フォトカプラ等の光信号伝送素子が用いられる。
整流平滑回路10は、例えば、ダイオードブリッジとコンデンサとを含んでおり、入力端子1と入力端子2との間に印加される交流電圧をダイオードブリッジによって全波整流し、コンデンサによって平滑する。
トランス20は、磁性体のコア24と、コア24に回巻された1次側巻線21、2次側巻線22、及び、補助巻線23とを有している。1次側巻線21の巻数をN1とし、2次側巻線22の巻数をN2とすると、損失がないとした場合に、1次側と2次側との間の昇圧比は、N2/N1となる。また、補助巻線23は、制御回路70に電源電圧を供給するために使用される。なお、トランス20に付されたドットの記号は、巻線の極性を示している。
一般に、スイッチング電源において、トランスの1次側から2次側への電力伝達方式としては、スイッチング素子がオンした時に1次側から2次側に電力を伝達するフォワード方式と、スイッチング素子がオフした時に1次側から2次側に電力を伝達するフライバック方式とがある。本実施形態においては、2次側において高電圧の出力を多数取り出すことのできるフライバック方式を採用している。
図1に示すようなフライバック型のスイッチング電源においては、トランスの1次側巻線21と2次側巻線22とが逆極性の関係となっており、スイッチング素子がオンしている間は、トランス20の1次側電流は増加するが、トランス20の2次側においてはダイオードで逆バイアスされているので2次側電流は流れない。トランス20は、スイッチング素子がオンしている時に、コア24にエネルギーを蓄える。
次に、スイッチング素子がオフすると、磁場が電流を維持しようとするので、トランス20の電圧極性が反転して、トランス20の2次側において電流が流れる。トランス20の2次側電流は、トランスの2次側巻線22に直列接続されたダイオード51を介してコンデンサ52に充電されることにより、出力端子3と出力端子4との間に直流出力電圧を発生させる。
本発明においては、トランスのコア24として、高い飽和磁束密度を有するアモルファス金属の磁性体が用いられる。具体的な材料としては、例えば、鉄(Fe)とコバルト(Co)を含むアモルファス合金Fe−Co(60〜80wt%)を用いることができる。コアのタイプとしては、粉末材料を焼結することにより成型したバルクタイプや、リボン状のコアを積層したラミネートタイプを用いることができる。
アモルファス金属の磁性体は、フェライトよりも飽和磁束密度が高く、E型形状のコア成型を行う際にも成型が容易であり、温度による磁気特性の変化が小さく、ヒステリシス損失や渦電流損失が小さくて高周波特性が良いという特徴を有している。また、アモルファス金属の磁性体をトランスのコアとして使用することにより、コアが磁気的に飽和し難く、発熱量も小さいので、フェライトを用いる場合の2倍以上の電力を供給できると共に、コアにギャップを形成する必要がないので、ギャップからの磁束の漏洩が問題とならなくなる。
ただし、アモルファス金属の磁性体を用いる場合には、フェライトを用いる場合と比較して、巻数当りのインダクタンス(「AL値」ともいう)が小さくなるので、巻数をある程度増やしても巻線のインダクタンスが小さくなり、巻線に流れる電流が増加する。また、アモルファス金属の磁性体は飽和し難いので、巻線に流れるピーク電流を大きくすることができる。しかしながら、ピーク電流が大きくなると、スイッチング素子が破壊され易くなるという問題がある。そこで、本実施形態においては、回路的な工夫をすることによって、スイッチング素子を保護している。
図2は、本発明の第1の実施形態における制御回路等の構成を詳しく示す図である。
本実施形態においては、図1に示すスイッチング素子30として、NチャネルMOSFET31が用いられる。MOSFET31は、トランスの1次側巻線21に接続されたドレインと、整流平滑回路10に接続されたソースと、ゲートドライバ79から駆動信号が印加されるゲートとを有している。
トランスの1次側巻線21とMOSFET31のドレイン・ソース経路とは直列に接続され、整流平滑回路10において交流電源電圧を整流及び平滑することにより得られた電圧が、これらの直列回路に供給される。MOSFET31は、ゲートに印加されるパルス状の駆動信号に従って、トランスの1次側巻線21に電流を流す。
通常は、トランスの1次側巻線21に流れる電流を検出するために、1次側巻線21と直列に抵抗を挿入し、この抵抗の両端電圧を測定することが行われているが、その場合には、抵抗によって電力損失が発生してしまう。そこで、本実施形態においては、1次側電流検出回路40が、MOSFET31のドレイン・ソース間電圧に基づいて1次側電流を検出するようにしている。
1次側電流検出回路40は、PNPバイポーラトランジスタ41と、トランジスタ41のエミッタに電流を供給する電流源42とを含んでいる。トランジスタ41は、MOSFET31のドレインから電位が印加されるベースを有し、エミッタフォロワ動作を行うことにより、エミッタから検出電圧を出力する。なお、図2においては、トランジスタ41のベースが、MOSFET31のドレインに直接接続されているが、抵抗やトランジスタを介してMOSFET31のドレインに間接的に接続されるようにしても良い。
MOSFET31がオン状態になると、MOSFET31のドレイン・ソース間のオン抵抗は、素子の特性及びゲート・ソース間電圧によって定まる値となる。ただし、MOSFET31の負荷となるトランスの1次側巻線21はインダクタンス成分を含んでいるので、ドレイン電流はゼロから徐々に増加することになる。このドレイン電流とMOSFET31のオン抵抗との積が、MOSFET31のドレイン・ソース間電圧となる。そこで、MOSFET31のドレイン・ソース間電圧を測定すれば、トランスの1次側巻線21に流れる電流の大きさに比例した検出電圧を得ることができる。
制御回路70は、検出電圧生成回路71と、比較器72と、クロック信号生成回路73と、AND回路74と、比較器75と、ブランキングパルス生成回路76と、AND回路77と、パルス幅設定回路78と、ゲートドライバ79とを含んでいる。
図1に示す2次側電圧検出回路60の検出結果は、フォトカプラ等の光信号伝送素子を用いることにより、光信号として検出電圧生成回路71に伝送される。これにより、トランス20の1次側と2次側との間でアイソレーションを保ちながら、2次側電圧検出回路60の検出結果を1次側の検出電圧生成回路71に伝送することができる。検出電圧生成回路71は、2次側電圧検出回路60の検出結果に基づいて検出電圧を生成する。
図3は、図1に示す2次側電圧検出回路と図2に示す検出電圧生成回路の構成例を示す回路図である。この例において、2次側電圧検出回路60は、コンデンサ52の両端子間に接続された抵抗61と発光ダイオード62とシャントレギュレータ63との直列接続回路と、コンデンサ52の両端子間に発生する電圧を分圧するための抵抗64及び65とを有している。抵抗64及び65によって分圧された電圧は、シャントレギュレータ63の制御端子に印加される。これにより、2次側電圧が所定の電圧を超えると発光ダイオード62に電流が流れるようになっており、発光ダイオード62が電流の大きさに応じた強度で発光して光信号を生成する。
検出電圧生成回路71は、トランスの補助巻線23に発生する電圧を整流するダイオード81と、ダイオード81によって整流された電圧を平滑するコンデンサ82と、コンデンサ82によって平滑された電圧がコレクタに印加されるフォトトランジスタ83と、抵抗84〜86と、オペアンプ87と、リミッタ用のダイオード88とを有している。
発光ダイオード62とフォトトランジスタ83とは、通常、フォトカプラとして構成される場合が多く、フォトトランジスタ83は、発光ダイオード62によって生成された光信号を受けて、その強度に応じた電流をエミッタから出力する。フォトトランジスタ83のエミッタから出力された電流は、抵抗84を介してオペアンプ87の反転入力端子に入力される。
また、オペアンプ87の反転入力端子には抵抗85及び86が接続されて負帰還ループが構成され、非反転入力端子には制御電圧Vが印加されており、これらに基づいて、フォトトランジスタ83の出力電流に応じた検出電圧が生成される。2次側の負荷が軽い状態においては、2次側の電圧が上昇するので検出電圧が下降し、2次側の負荷が重い状態においては、2次側の電圧が下降するので検出電圧が上昇する。
さらに、オペアンプ87の出力端子と反転入力端子との間には、リミッタ用のダイオード88が接続されている。このリミッタ用のダイオード88によって、オペアンプ87から出力される検出電圧に上限が設定される。図3においては1つのダイオードを示しているが、複数のダイオードを直列接続するようにしても良い。ダイオードの数によって、検出電圧の上限を変更することができる。
再び図2を参照すると、比較器72は、シュミットトリガ特性を有し、検出電圧生成回路71によって生成される検出電圧と参照電圧VREFとを比較して2次側の負荷の状態を判定し、判定結果として軽負荷状態か否かを表す負荷状態信号を出力する。クロック信号生成回路73は、クロック信号を生成する。AND回路74は、負荷状態信号とクロック信号との論理積を求める。
軽負荷状態においては、検出電圧が下降するので負荷状態信号がローレベルとなり、AND回路74の出力信号もローレベルに固定されるので、パルス幅設定回路78がパルスを発生しない。一方、2次側の出力電圧が低下すると、検出電圧が上昇するので負荷状態信号がハイレベルとなり、クロック信号生成回路73によって生成されたクロック信号がAND回路74からパルス幅設定回路78に供給されるので、パルス幅設定回路78がクロック信号に同期して複数のパルスを発生する。このようにして、制御回路70は、2次側が軽負荷状態にあると判定したときに、駆動信号におけるパルスの数を低減させて、スイッチング素子30を間欠動作させることができる。
比較器75は、1次側電流検出回路40から出力される検出電圧と、2次側の出力電圧の検出結果に基づいて検出電圧生成回路71によって生成される検出電圧とを比較して、比較結果を表す比較信号を生成する。また、ブランキングパルス生成回路76は、トランスの1次側電流が小さい内にMOSFET31がオフ状態となる誤動作を防止するために、クロック信号に同期した所定の期間においてのみハイレベルとなるブランキングパルス信号を生成する。ブランキングパルス信号がハイレベルとなる期間において、比較器75によって生成された比較信号がAND回路77から出力される。
パルス幅設定回路78は、例えば、セット端子Sとリセット端子Rと出力端子Qとを有するRSフリップフロップによって構成される。パルス幅設定回路78は、負荷状態信号がハイレベルであるときに、クロック信号生成回路73によって生成されるクロック信号に同期して出力信号をセットすると共に、ブランキングパルス信号がハイレベルであるときに、比較器75によって生成される比較信号に同期して出力信号をリセットすることにより、駆動信号におけるパルス幅を設定する。ゲートドライバ79は、パルス幅設定回路78から出力される駆動信号に基づいて、MOSFET31のゲートを駆動する。
次に、図2に示す制御回路の動作について、図4及び図5を参照しながら説明する。図4は、図2に示す制御回路の過負荷状態における動作を説明するための波形図である。
図4の(a)は、クロック信号生成回路73によって生成されるクロック信号VCKを示している。クロック信号に含まれているパルスの周期はTであり、パルス幅(ハイレベルの期間)はTである。ここでは、クロック信号のデューティ(T/T)が50%となっている。
本発明においては、トランスのコアにアモルファス金属の磁性体を用いているので、フェライトを用いた場合と比較して、巻数が同じ場合には1次側巻線のインピーダンスが小さくなっている。そのために、図4の(b)に示すように、フェライトを用いた場合と比較して、1次側巻線に流れる電流、即ち、MOSFET31のドレイン電流Iの値が大きくなり、発熱によってMOSFET31が破壊されるおそれがある。一方、巻線のインピーダンスを大きくするためには、巻数を増やさなければならず、トランスが大型化してしまう。そこで、本実施形態においては、以下のような手法によって、この問題を解決した。
トランスの1次側電流が増加すれば、コアにエネルギーが蓄積されるスピードが速くなる。さらに、プリンタ等において瞬間的に消費電力が大きくなった場合には、ドレイン電流Iを流す期間を増加させることによって対応することができる。その際に、ドレイン電流Iを流す期間に上限を設けておけば、MOSFET31の温度が異常に上昇する前に消費電力が元に戻るので、MOSFET31が破壊されるおそれはない。そのような動作を行うために、制御回路70は、図4の(b)に示すA点においてMOSFET31をオフ状態とするように、駆動信号におけるパルス幅の上限を設定している。
制御回路70の動作を詳しく説明すると、クロック信号生成回路73によって生成されるクロック信号VCKの立ち上がりエッジに同期してパルス幅設定回路78の出力信号がセットされ、ゲート電圧V(図4の(e))がハイレベルとなる。これにより、比較器75から出力される比較信号VCOMP(図4の(d))が、ハイレベルからローレベルに移行する。
ここで、比較器75から出力される比較信号VCOMPは、1次側電流検出回路40から出力される第1の検出電圧と、2次側電圧検出回路60の検出結果に基づいて検出電圧生成回路71によって生成される第2の検出電圧とを比較して得られるものである。過負荷状態においては、MOSFET31のドレイン電流Iが増加して第1の検出電圧が増加すると共に、トランスの2次側における出力電圧が低下して第2の検出電圧も増加するが、第2の検出電圧には検出電圧生成回路71において上限が設けられている。従って、第2の検出電圧が上限に達したときに、第1の検出電圧がその上限を超えると、比較器75から出力される比較信号VCOMPがハイレベルとなる。
1次側電流検出回路40は、MOSFET31のドレイン電圧Vに基づいて検出電圧を生成するので、上記の動作をドレイン電圧V(図4の(c))に基づいて説明する。ゲート電圧Vがハイレベルになると、ドレイン電流Iが流れ始めるが、ドレイン電圧Vは一旦低下するので、比較器75から出力される比較信号VCOMPがハイレベルからローレベルに移行する。その後、ドレイン電流Iが次第に増加し、ドレイン電圧Vも次第に上昇する。図4の(c)に示すB点において、ドレイン電圧Vが、2次側電圧検出回路60の検出結果に基づいて定まるしきい電圧VTH(この場合には、第2の検出電圧の上限に対応する)を越えると、比較器75から出力される比較信号VCOMPがハイレベルとなる。その結果、パルス幅設定回路78の出力信号がリセットされ、MOSFET31のゲート電圧Vがローレベルとなり、図4の(b)に示すA点においてドレイン電流Iが停止する。
このようにして、制御回路70は、一定の周期でMOSFET31をオンさせると共に、比較信号VCOMPの立ち上がりエッジに同期してMOSFET31をオフさせる。図4の(e)において、MOSFET31がオンする期間はTONで表され、MOSFET31がオフする期間はTOFFで表される。
図5は、図2に示す制御回路の通常状態における動作を説明するための波形図である。図5の(a)は、クロック信号生成回路73によって生成されるクロック信号VCKを示している。また、図5の(b)は、MOSFET31のドレイン電流Iを示しており、図5の(c)は、MOSFET31のドレイン電圧Vを示している。
通常状態においては、過負荷状態と比較して2次側の負荷が軽いので、2次側の出力電圧が上昇し、2次側電圧検出回路60の検出結果に基づいて検出電圧生成回路71によって生成される第2の検出電圧が低くなっている。従って、図5の(c)に示すように、2次側電圧検出回路60の検出結果に基づいて定まるしきい電圧VTHも低くなっている。その結果、ドレイン電流Iが流れ始めてからドレイン電圧Vがしきい電圧VTHを越えるまでの期間も短くなる。図5の(c)に示すD点において、ドレイン電圧Vがしきい電圧VTHを越えると、比較器75から出力される比較信号VCOMP(図5の(d))がハイレベルとなる。その結果、パルス幅設定回路78の出力信号がリセットされ、MOSFET31のゲート電圧V(図5の(e))がローレベルとなり、図5の(b)に示すC点においてドレイン電流Iが停止する。このように、通常状態においては、MOSFET31にドレイン電流Iを流す期間が縮小される。
さらに、軽負荷状態となった場合には、制御回路70の比較器72が、検出電圧生成回路71によって生成される検出電圧に基づいて、2次側が軽負荷状態であると判定し、比較信号をローレベルとする。その結果、AND回路74の出力信号もローレベルとなり、パルス幅設定回路78にクロック信号が供給されなくなって、駆動信号におけるパルスの数が減少する。
本実施形態においては、図2に示すように、比較器75が出力する比較信号とブランキングパルス生成回路76が生成するブランキングパルス信号との論理積をAND回路77によって求めるようにしたが、ブランキングパルス生成回路76が生成するブランキングパルス信号によって1次側電流検出回路40の動作をオン/オフするようにしても良い。その場合には、AND回路77を省略することができる。
次に、本発明の第2の実施形態に係るスイッチング電源回路について説明する。第2の実施形態に係るスイッチング電源回路の基本的な構成は、制御回路を除き、図1に示す第1の実施形態と同じである。
図6は、本発明の第2の実施形態における制御回路等の構成を詳しく示す図である。本実施形態において、制御回路90は、MOSFET31に流れる電流が定格電流を超えたか否かを判定し、それに応じて、MOSFET31のゲートに印加される駆動信号を生成する。ここで、定格電流とは、MOSFETが安定して定常動作を行うことができるドレイン電流の大きさを表しており、スイッチング電源回路のAC入力電圧やMOSFETの規格等に基づいて予め定められる。
制御回路90は、図2に示す比較器72の替わりに、比較器91と、マスク信号生成回路92とを含んでいる。比較器91は、1次側電流検出回路40によって検出された1次側電流の大きさを、定格電流に従って設定されたプリセット電圧Vと比較して、比較結果を表す比較信号を出力する。マスク信号生成回路92は、比較器91から出力される比較信号に基づいてMOSFET31の動作モードを決定し、その動作モードに適合するマスク信号を生成する。
AND回路74は、クロック信号生成回路73から出力されるクロック信号とマスク信号生成回路92から出力されるマスク信号との論理積を求める。マスク信号がハイレベルである期間において、パルス幅設定回路78のセット端子Sにクロック信号が供給される。パルス幅設定回路78は、クロック信号に同期して出力信号をセットすると共に、ブランキングパルス信号がハイレベルであるときに、比較器75によって生成される比較信号に同期して出力信号をリセットすることにより、駆動信号におけるパルス幅を設定する。ゲートドライバ79は、パルス幅設定回路78から出力される駆動信号に基づいて、MOSFET31のゲートを駆動する。
図7は、本発明の第2の実施形態に係るスイッチング電源回路の動作を説明するためのドレイン電流の波形図である。期間Tにおいては、MOSFET31のドレイン電流Iが定格電流を超えていないので、比較器91から出力される比較信号がローレベルに維持される。これに基づいて、マスク信号生成回路92は、MOSFET31の動作モードを通常負荷モードと決定し、マスク信号をハイレベルに固定する。従って、クロック信号生成回路73から出力されるクロック信号が、AND回路74を介してパルス幅設定回路78に供給される。その結果、クロック信号に同期して連続する複数のパルスが、MOSFET31のゲートに印加される。
期間Tにおいて、2次側が過負荷状態となって、MOSFET31のドレイン電流Iが定格電流を周期的に超えると、比較器91から出力される比較信号は、クロック信号に同期して周期的にハイレベルとなる。これに基づいて、マスク信号生成回路92は、MOSFET31の動作モードを過負荷モードと決定し、MOSFET31を保護するために、マスク信号がハイレベルとなる期間を制限して、MOSFET31に間欠動作を行わせる。
例えば、マスク信号生成回路92は、比較器91から出力される比較信号の立上がりエッジに同期してカウント値をインクリメントし、カウント値が所定の値となるまでの第1の期間Tにおいてマスク信号をハイレベルに設定し、その後の第2の期間Tにおいてマスク信号をローレベルに設定する。過負荷状態が続く限り、第1の期間Tと第2の期間Tとが繰り返される。
その結果、第1の期間Tにおいては、クロック信号に同期して連続する複数のパルスがMOSFET31のゲートに印加され、ダイナミックな負荷に対しても、定電圧特性を維持しながら必要な電流を供給することができる。一方、第2の期間Tにおいては、MOSFET31のゲートにパルスが印加されない。このようにして、駆動信号においてクロック信号に同期して複数のパルスが連続する期間の上限が設定され、従って、MOSFET31によってトランスの1次側巻線21に電流を流す期間の上限が設定される。なお、第1の期間Tにおいて、比較信号がハイレベルになった次の周期において比較信号がローレベルになると、マスク信号生成回路92は、MOSFET31の動作モードを過負荷モードから通常負荷モードに変更する。
2次側の負荷がさらに重くなって、非常に大きなドレイン電流Iが流れる場合には、第1の実施形態において説明したように、駆動信号におけるパルス幅の上限が設定される。即ち、検出電圧生成回路71において検出電圧に上限を設定することにより、図7に示すように、駆動信号におけるパルス幅の上限が期間Tに設定されて、MOSFET31のドレイン電流Iが最大電流(A点)以下に抑えられる。
第1及び第2の実施形態において、比較器75の反転入力端子に、検出電圧生成回路71によって生成される検出電圧の替わりに所定の電圧を印加することにより、1次側電流検出回路40の検出結果に基づいて駆動信号を生成するようにしても良い。その場合でも、1次側電流検出回路40から出力される検出電圧が所定の電圧を超えるとパルス幅設定回路78の出力信号がリセットされるので、駆動信号におけるパルス幅の上限を設定することができる。
また、第1及び第2の実施形態においては、1次側電流検出回路40がMOSFET31のドレイン・ソース間電圧に基づいて1次側電流を検出する例について説明したが、本発明はこれに限られず、1次側電流検出回路がトランスの補助巻線(3次巻線)の誘起電流に基づいて1次側電流を検出するようにしても良い。
次に、本発明の第3の実施形態について説明する。
図8は、本発明の第3の実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。このスイッチング電源回路は、交流電圧の入力端子1及び2に接続された整流平滑回路10と、1次側の交流電圧を昇圧又は降圧して2次側に出力するトランス20と、トランスの1次側巻線21に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従ってトランスの1次側巻線に電流を流すスイッチング素子30と、トランス20の1次側巻線に流れる電流を検出する1次側電流検出回路100とを有している。
さらに、このスイッチング電源回路は、トランスの2次側巻線22に発生する電圧を半波整流するダイオード51と、整流された電圧を平滑して出力端子3及び4に供給するコンデンサ52と、出力端子3及び4における出力電圧を検出する2次側電圧検出回路60と、駆動信号のパルス幅を設定する制御回路110と、発熱するスイッチング素子30の周辺温度を検知する温度センサ120とを有している。
2次側電圧検出回路60の検出結果は、光信号として制御回路110に伝送される。これにより、トランス20の1次側と2次側との間でアイソレーションを保ちながら、2次側における検出結果を1次側に伝送することができる。
図9は、図8に示す制御回路等の構成を詳しく示す図である。本実施形態においては、図8に示すスイッチング素子30として、NチャネルMOSFET31が用いられ、図8に示す1次側電流検出回路100として、抵抗101が用いられる。MOSFET31は、トランスの1次側巻線21に接続されたドレインと、抵抗101を介して整流平滑回路10に接続されたソースと、ゲートドライバ116から駆動信号が印加されるゲートとを有している。抵抗101の両端に発生する電圧を測定すれば、トランスの1次側巻線21に流れる電流に比例した検出電圧を得ることができる。
トランスの1次側巻線21とMOSFET31のドレイン・ソース経路と抵抗101とは直列に接続され、整流平滑回路10において交流電源電圧を整流及び平滑することにより得られた電圧が、これらの直列回路に供給される。MOSFET31は、ゲートに印加されるパルス状の駆動信号に従って、トランスの1次側巻線21に電流を流す。
制御回路110は、駆動信号を生成するコントロールブロックを一体化して収めたDSP(digital signal processor)111と、ソフトウェア(制御プログラム)やデータを格納する不揮発性メモリ等の格納部112と、A/Dコンバータ113及び114と、光電変換回路115と、ゲートドライバ116とを有している。格納部112は、データテーブルを格納しており、このデータテーブルには、スイッチング電源回路の動作を制御するために用いられる各種の設定情報が含まれている。
A/Dコンバータ113は、抵抗101によって得られるアナログの1次側電流検出信号をディジタル信号に変換してDSP111に出力する。発光ダイオード62(図3)及び光電変換回路115としては、典型的にはフォトカプラが用いられる。光電変換回路115は、2次側電圧検出回路60の発光ダイオード62によって生成された光信号を受けて、その強度に応じた信号を出力する。この信号は、2次側電圧検出信号として用いられる。A/Dコンバータ114は、光電変換回路115によって得られるアナログの2次側電圧検出信号をディジタル信号に変換してDSP111に出力する。
DSP111は、少なくとも1次側電流検出回路100及び2次側電圧検出回路60から出力される検出信号に基づいてパルス幅変調(PWM)を行うことにより、駆動信号(PWM信号)を生成する。さらに、DSP111は、上記に加えて、温度センサ120から出力される温度データに基づいてパルス幅変調を行うことにより、駆動信号を生成するようにしても良い。駆動信号は、ゲートドライバ116によって、MOSFET31のゲートに印加される。
次に、図8に示すスイッチング電源回路の動作について、図8〜図12を参照しながら説明する。図10は、図9に示すDSPの制御動作を示すフローチャートであり、図11は、図8に示すスイッチング電源回路の出力電流−出力電圧特性(2次側電流−2次側電圧特性)を示す図であり、図12は、図8に示すスイッチング電源回路における動作波形を示す波形図である。
図10を参照すると、まず、ステップS11において、DSP111が、A/Dコンバータ114の出力値によって表される2次側電圧が一定となる定電圧安定化動作を行うように、駆動信号のパルス幅を制御する。さらに、ステップS12において、DSP111は、A/Dコンバータ113の出力値によって表される1次側電流がしきい値を超えたか否かを判定し、1次側電流がしきい値を超えるまでは、定電圧安定化動作を行うように駆動信号のパルス幅を制御する。
図11において矢印(1)で示すように、2次側電流が増加して行って、A点において1次側電流がしきい値に到達し、さらに、1次側電流がしきい値を超えると、DSP111は、駆動信号のパルス幅を一定に維持して、定電圧安定化動作を停止する(ステップS13)。図12は、このときの波形を示す。1次側電流がしきい値を超えるまでは、駆動信号のパルス幅Tが増加して行くが、1次側電流がしきい値を超えると、駆動信号のパルス幅Tが最大値TMAXに制限される。
これ以降、2次側電圧は一定とならず、負荷回路(例えば、インパクトプリンタ内のソレノイド)のインピーダンス状態によって2次側電流が増加して行くと、図11において矢印(2)で示すように、2次側電圧は徐々に低下して行く。ただし、2次側電圧が低下しても、2次側電圧がしきい値以上であって、2次側電流が維持されていれば、スイッチング電源回路は許容動作範囲内にあると考えることができる。インパクトプリンタにおいて印字ヘッドを駆動するソレノイドは、電流によって駆動されるので、電源電圧が多少低下しても動作が可能である。従って、上記のような折れ線状の出力電流−出力電圧特性を有するスイッチング電源を用いれば、スイッチング電源の出力電圧が多少低下しても、印字動作を継続することができる。
ステップS14において、DSP111は、所定期間内に1次側電流がしきい値を超えた回数が許容範囲内であるか否かを判定する。所定期間内に1次側電流がしきい値を超えた回数が許容範囲内である場合には、処理がステップS15に移行し、所定期間内に1次側電流がしきい値を超えた回数が許容範囲を超える場合には、処理がステップS16に移行する。
ステップS15において、DSP111は、2次側電圧がしきい値よりも低下したか否かを判定する。2次側電圧がしきい値よりも低下していない場合には、処理がステップS12に移行し、2次側電圧がしきい値よりも低下した場合には、処理がステップS16に移行する。
ステップS16において、DSP111は、MOSFET31が電流ストレスによって破壊されるおそれがあるので、駆動信号を非活性化してMOSFET31のスイッチング動作を停止させ、1次側巻線に流れる電流を遮断する。
あるいは、ステップS14を省略して、1次側電流がしきい値を超えた場合に、2次側電圧がしきい値よりも低下するまで、駆動信号のパルス幅Tを最大値TMAXに維持し続けても良い。
以上において、1次側電流のしきい値に関する設定情報、2次側電圧のしきい値に関する情報、1次側電流がしきい値を超えた場合の許容範囲に関する設定情報等は、格納部112においてデータテーブルに格納されている。
さらに、格納部112は、通常動作モード用の設定情報に加えて、負荷装置(例えば、インパクトプリンタ等)が待機モードにある時の1次側電流−2次側電圧特性等を含む待機モード用の設定情報をデータテーブルに格納するようにしても良い。その場合には、DSP111が、負荷装置が通常動作モードと待機モードとの内のいずれにあるかを表すモード信号に従って、待機モードにおいて出力特性を変更する(図11中の一点鎖線を参照)。これにより、待機モードにおける消費電力を低減することができる。
また、格納部112は、通常の使用環境用の設定情報に加えて、過酷な使用環境(例えば、使用場所が高温である等)における1次側電流−2次側電圧特性等を含む過酷な使用環境用の設定情報をデータテーブルに格納するようにしても良い。例えば、複数種類の温度範囲に対応して、複数種類の設定情報が、格納部112においてデータテーブルに格納される。その場合には、DSP111が、温度センサ120から出力される温度データによって表される温度範囲に対応して出力特性を変更する(図11中の二点鎖線を参照)。これにより、過酷な使用環境におけるスイッチング素子の破壊を防止することができる。
あるいは、格納部112が、複数のAC入力電圧(例えば、100V、115V、200V等)に対応する複数の設定情報をデータテーブルに格納するようにしても良い。その場合には、DSP111が、入力電圧の検出値、又は、外部から供給される入力電圧を表す信号に従って、複数の設定情報の中から1つの設定情報を選択する。これにより、AC入力電圧に適した出力特性を得ることができる。
負荷装置がインパクトプリンタである場合には、格納部112が、印字言語(例えば、日本語、英語等)又はインパクトプリンタの機種に対応する複数の設定情報をデータテーブルに格納するようにしても良い。その場合には、DSP111が、印字言語又はインパクトプリンタの機種を表す信号に従って、複数の設定情報の中から1つの設定情報を選択する。インパクトプリンタの負荷特性は印字言語や機種によって異なっているので、印字言語や機種に適した出力特性を得ることができる。
次に、本発明の第4の実施形態について説明する。
図13は、本発明の第4の実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。このスイッチング電源回路は、図8に示す第3の実施形態に係るスイッチング電源回路に対し、2次側電流を検出する2次側電流検出回路130をコンデンサ52と出力端子4との間に挿入し、制御回路110を制御回路140に変更したものである。
図14は、図13に示す制御回路等の構成を詳しく示す図である。制御回路140は、駆動信号を生成するコントロールブロックを一体化して収めたDSP(digital signal processor)141と、ソフトウェア(制御プログラム)やデータを格納する不揮発性メモリ等の格納部142と、A/Dコンバータ143〜145と、光電変換回路146及び147と、ゲートドライバ148とを有している。格納部142は、データテーブルを格納しており、このデータテーブルには、スイッチング電源回路の動作を制御するために用いられる各種の設定情報が含まれている。
A/Dコンバータ143は、抵抗101によって得られるアナログの1次側電流検出信号をディジタル信号に変換してDSP141に出力する。光電変換回路146は、2次側電圧検出回路60からの光信号を電気信号に変換してA/Dコンバータ144に出力する。A/Dコンバータ144は、光電変換回路146によって得られるアナログの2次側電圧検出信号をディジタル信号に変換してDSP141に出力する。光電変換回路147は、2次側電流検出回路130からの光信号を電気信号に変換してA/Dコンバータ145に出力する。A/Dコンバータ145は、光電変換回路147によって得られるアナログの2次側電流検出信号をディジタル信号に変換してDSP141に出力する。
DSP141は、少なくとも1次側電流検出回路100、2次側電圧検出回路60、及び、2次側電流検出回路130から出力される検出信号に基づいてパルス幅変調(PWM)を行うことにより、駆動信号(PWM信号)を生成する。さらに、DSP141は、上記に加えて、温度センサ120から出力される温度データに基づいてパルス幅変調を行うことにより、駆動信号を生成するようにしても良い。駆動信号は、ゲートドライバ148によって、MOSFET31のゲートに印加される。
次に、図13に示すスイッチング電源回路の動作について、図13〜図16を参照しながら説明する。図15は、図14に示すDSPの制御動作を示すフローチャートであり、図16は、図13に示すスイッチング電源回路の出力電流−出力電圧特性(2次側電流−2次側電圧特性)を示す図である。
図15を参照すると、まず、ステップS21において、DSP141が、A/Dコンバータ144の出力値によって表される2次側電圧が一定となる定電圧安定化動作を行うように、駆動信号のパルス幅を制御する。さらに、ステップS22において、DSP141は、A/Dコンバータ143の出力値によって表される1次側電流がしきい値を超えたか否かを判定し、1次側電流がしきい値を超えるまでは、定電圧安定化動作を行うように駆動信号のパルス幅を制御する。
図16において矢印(1)で示すように、2次側電流が増加して行って、A点において1次側電流がしきい値に到達し、さらに、1次側電流がしきい値を超えると、DSP141は、駆動信号のパルス幅を一定に維持して、定電圧安定化動作を停止する(ステップS23)。
これ以降、2次側電圧は一定とならず、負荷回路(例えば、インパクトプリンタ内のソレノイド)のインピーダンス状態によって2次側電流が増加して行くと、図16において矢印(2)で示すように、2次側電圧は徐々に低下して行く。ただし、2次側電圧が低下しても、2次側電流がしきい値を超えておらず、且つ、2次側電圧がしきい値よりも低下していなければ、2次側電流が維持されるので、スイッチング電源回路は正常動作範囲内にあると考えることができる。
ステップS24において、DSP141は、2次側電流がしきい値を超えて所定の時間が経過したか否かを判定する。2次側電流がしきい値を超えて所定の時間が経過していない場合には、処理がステップS25に移行し、2次側電流がしきい値を超えて所定の時間が経過した場合には、処理がステップS26に移行する。
ステップS25において、DSP141は、2次側電圧がしきい値よりも低下したか否かを判定する。2次側電圧がしきい値よりも低下していない場合には、処理がステップS22に移行し、2次側電圧がしきい値よりも低下した場合には、処理がステップS26に移行する。
ステップS26において、DSP141は、MOSFET31が電流ストレスによって破壊されるおそれがあるので、駆動信号を非活性化してMOSFET31のスイッチング動作を停止させ、1次側巻線に流れる電流を遮断する。
以上において、1次側電流のしきい値に関する設定情報、2次側電圧のしきい値に関する設定情報、2次側電流のしきい値に関する設定情報、2次側電流がしきい値を超えた場合の許容範囲に関する設定情報等は、格納部142においてデータテーブルに格納されている。
第4の実施形態においては、2次側電流検出回路130がトランスの2次側巻線22に接続される場合について説明したが、本発明は、それに限定されず、2次側電流検出回路130がトランスの補助巻線23に接続されるようにしても良い。その場合には、負荷側と絶縁された状態で2次側の電流を検出できる。
以上の第1〜第4の実施形態においては、フライバック型のスイッチング電源を例にとって説明したが、本発明は、フライバック型のスイッチング電源に限らず、例えば、フォワード型や各種のブリッジ型等、トランスを用いる様々なタイプのスイッチング電源に適用することができる。
次に、本発明の第5の実施形態について説明する。以下の実施形態においては、トランスの替わりにチョークコイルを用いるチョッパ方式のスイッチング電源回路に本発明を適用している。チョッパ方式のスイッチング電源回路においては、トランスを用いないので入力側と出力側とが非絶縁となるが、回路を小型化することができる。
図17は、本発明の第5の実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。第5の実施形態においては、チョッパ方式昇圧型のスイッチング電源回路を例にとって説明する。
このスイッチング電源回路は、交流電圧の入力端子1及び2に接続された整流平滑回路10と、整流平滑回路10に一端が接続され、巻線に流れる電流によって発生する磁気エネルギーをコアに蓄えるチョークコイル150と、チョークコイル150の他端に接続され、パルス状の駆動信号に従ってチョークコイル150に電流を流すスイッチング素子30と、スイッチング素子30に流れる電流を検出するスイッチング電流検出回路160とを有している。ここで、チョークコイル150としてトランスの1次側巻線を用いる場合には、トランスの2次側巻線を内部電源の生成用に利用することができる。
さらに、このスイッチング電源回路は、チョークコイル150の他端に発生する電圧を半波整流するダイオード51と、整流された電圧を平滑することにより出力電圧を生成して出力端子3及び4に供給するコンデンサ52と、出力端子3及び4における出力電圧を検出する出力電圧検出回路170と、駆動信号を生成する制御回路180とを有している。
整流平滑回路10は、例えば、ダイオードブリッジとコンデンサとを含んでおり、入力端子1と入力端子2との間に印加される交流電圧をダイオードブリッジによって全波整流し、コンデンサによって平滑する。
チョークコイル150は、スイッチング素子30がオンしている時に、コアにエネルギーを蓄える。次に、スイッチング素子30がオフすると、磁場が電流を維持しようとするので、チョークコイル150の電流がダイオード51を介してコンデンサ52に流れ、コンデンサ52が充電されることにより、出力端子3と出力端子4との間に直流出力電圧を発生させる。
本発明においては、チョークコイル150のコアとして、高い飽和磁束密度を有するアモルファス金属の磁性体が用いられる。具体的な材料としては、例えば、鉄(Fe)とコバルト(Co)を含むアモルファス合金Fe−Co(60〜80wt%)を用いることができる。コアのタイプとしては、粉末材料を焼結することにより成型したバルクタイプや、リボン状のコアを積層したラミネートタイプを用いることができる。
アモルファス金属の磁性体は、フェライトよりも飽和磁束密度が高く、E型形状のコア成型を行う際にも成型が容易であり、温度による磁気特性の変化が小さく、ヒステリシス損失や渦電流損失が小さくて高周波特性が良いという特徴を有している。また、アモルファス金属の磁性体をチョークコイルのコアとして使用することにより、コアが磁気的に飽和し難く、発熱量も小さいので、フェライトを用いる場合の2倍以上の電力を供給できると共に、コアにギャップを形成する必要がないので、ギャップからの磁束の漏洩が問題とならなくなる。
ただし、アモルファス金属の磁性体を用いる場合には、フェライトを用いる場合と比較して、巻数当りのインダクタンス(「AL値」ともいう)が小さくなるので、巻数をある程度増やしても巻線のインダクタンスが小さくなり、巻線に流れる電流が増加する。また、アモルファス金属の磁性体は飽和し難いので、巻線に流れるピーク電流を大きくすることができる。しかしながら、ピーク電流が大きくなると、スイッチング素子が破壊され易くなるという問題がある。そこで、本実施形態においては、回路的な工夫をすることによって、スイッチング素子を保護している。
図18は、図17に示す制御回路等の構成を詳しく示す図である。本実施形態においては、図17に示すスイッチング素子30として、NチャネルMOSFET31が用いられる。MOSFET31は、チョークコイル150の他端に接続されたドレインと、スイッチング電流検出回路160を介して整流平滑回路10に接続されたソースと、ゲートドライバ189から駆動信号が印加されるゲートとを有している。
チョークコイル150とMOSFET31のドレイン・ソース経路とスイッチング電流検出回路160とは直列に接続され、整流平滑回路10において交流電源電圧を整流及び平滑することにより得られた電圧が、これらの直列回路に供給される。MOSFET31は、ゲートに印加されるパルス状の駆動信号に従って、チョークコイル150に電流を流す。
制御回路180は、比較器181と、マスク信号生成回路182と、クロック信号生成回路183と、AND回路184と、比較器185と、ブランキングパルス生成回路186と、AND回路187と、パルス幅設定回路188と、ゲートドライバ189とを含んでいる。
クロック信号生成回路183は、クロック信号を生成する。AND回路184は、クロック信号生成回路183から出力されるクロック信号とマスク信号生成回路182から出力されるマスク信号との論理積を求める。マスク信号がハイレベルに固定されている場合には、パルス幅設定回路188のセット端子Sにクロック信号が常に供給される。
また、スイッチング電流検出回路160から出力される検出電圧が、比較器185の非反転入力端子に入力され、図17に示す出力電圧検出回路170から出力される検出電圧が、比較器185の反転入力端子に入力される。出力電圧検出回路170において、スイッチング電源回路の負荷が軽い状態においては、スイッチング電源回路の出力電圧が上昇することにより検出電圧が下降し、スイッチング電源回路の負荷が重い状態においては、スイッチング電源回路の出力電圧が下降することにより検出電圧が上昇する。さらに、出力電圧検出回路170から出力される検出電圧には、リミッタ回路によって上限が設定されている。
比較器185は、スイッチング電流検出回路160から出力される検出電圧と、出力電圧検出回路170から出力される検出電圧とを比較して、比較結果を表す比較信号を出力する。また、ブランキングパルス生成回路186は、トランスの1次側電流が小さい内にMOSFET31がオフ状態となる誤動作を防止するために、クロック信号に同期した所定の期間においてのみハイレベルとなるブランキングパルス信号を生成する。AND回路187は、比較器185から出力される比較信号とブランキングパルス生成回路186から出力されるブランキングパルス信号との論理積を求める。ブランキングパルス信号がハイレベルとなる期間において、比較器185によって生成された比較信号が、AND回路187から出力される。
パルス幅設定回路188は、例えば、セット端子Sとリセット端子Rと出力端子Qとを有するRSフリップフロップによって構成される。パルス幅設定回路188は、クロック信号生成回路183によって生成されるクロック信号に同期して出力信号をセットすると共に、ブランキングパルス信号がハイレベルであるときに、比較器185によって生成される比較信号に同期して出力信号をリセットすることにより、駆動信号におけるパルス幅を設定する。ゲートドライバ189は、パルス幅設定回路188から出力される駆動信号に基づいて、MOSFET31のゲートを駆動する。
図18に示す制御回路の動作は、図4及び図5に示すのと概ね同様であるので、図4を参照しながら制御回路180の動作を詳しく説明する。
クロック信号生成回路183によって生成されるクロック信号VCKの立ち上がりエッジに同期してパルス幅設定回路188の出力信号がセットされ、ゲート電圧V(図4の(e))がハイレベルとなる。
比較器185から出力される比較信号は、スイッチング電流検出回路160から出力される第1の検出電圧と、出力電圧検出回路170から出力される第2の検出電圧とを比較して得られるものである。過負荷状態においては、MOSFET31のドレイン電流Iが増加して第1の検出電圧が増加すると共に、トランスの2次側における出力電圧が低下して第2の検出電圧も増加するが、第2の検出電圧には出力電圧検出回路170において上限が設けられている。従って、第2の検出電圧が上限に達したときに、第1の検出電圧がその上限を超えると、比較器75から出力される比較信号がハイレベルとなる。その結果、パルス幅設定回路188の出力信号がリセットされ、MOSFET31のゲート電圧Vがローレベルとなり、図4の(b)に示すA点においてドレイン電流Iが停止する。
このようにして、制御回路180は、一定の周期でMOSFET31をオンさせると共に、比較信号の立ち上がりエッジに同期してMOSFET31をオフさせる。図4の(e)において、MOSFET31がオンする期間はTONで表され、MOSFET31がオフする期間はTOFFで表される。
次に、制御回路180が、MOSFET31に流れる電流が定格電流を超えたか否かを判定し、MOSFET31のゲートに印加される駆動信号を制御する場合について説明する。定格電流とは、MOSFETが安定して定常動作を行うことができるドレイン電流の大きさを表しており、スイッチング電源回路のAC入力電圧やMOSFETの規格等に基づいて予め定められる。
比較器181は、スイッチング電流検出回路160によって検出されたスイッチング電流の大きさを、定格電流に従って設定されたプリセット電圧Vと比較して、比較結果を表す比較信号を出力する。マスク信号生成回路182は、比較器181から出力される比較信号に基づいてMOSFET31の動作モードを決定し、その動作モードに適合するマスク信号を生成する。
パルス幅設定回路188は、マスク信号がハイレベルであるときに、クロック信号生成回路183によって生成されるクロック信号に同期して出力信号をセットすると共に、ブランキングパルス信号がハイレベルであるときに、比較器185によって生成される比較信号に同期して出力信号をリセットすることにより、駆動信号におけるパルス幅を設定する。
本実施形態に係るスイッチング電源回路の動作は、図7に示すのと同様である。図7に示すように、期間Tにおいては、MOSFET31のドレイン電流Iが定格電流を超えていないので、比較器181から出力される比較信号がローレベルに維持される。これに基づいて、マスク信号生成回路182は、MOSFET31の動作モードを通常負荷モードと決定し、マスク信号をハイレベルに固定する。従って、クロック信号生成回路183から出力されるクロック信号が、AND回路184を介してパルス幅設定回路188に供給される。その結果、クロック信号に同期して連続する複数のパルスが、MOSFET31のゲートに印加される。
期間Tにおいて、スイッチング電源回路が過負荷状態となって、MOSFET31のドレイン電流Iが定格電流を周期的に超えると、比較器181から出力される比較信号は、クロック信号に同期して周期的にハイレベルとなる。これに基づいて、マスク信号生成回路182は、MOSFET31の動作モードを過負荷モードと決定し、MOSFET31を保護するために、マスク信号がハイレベルとなる期間を制限して、MOSFET31に間欠動作を行わせる。
例えば、マスク信号生成回路92は、比較器181から出力される比較信号の立上がりエッジに同期してカウント値をインクリメントし、カウント値が所定の値となるまでの第1の期間Tにおいてマスク信号をハイレベルに設定し、その後の第2の期間Tにおいてマスク信号をローレベルに設定する。過負荷状態が続く限り、第1の期間Tと第2の期間Tとが繰り返される。
その結果、第1の期間Tにおいては、クロック信号に同期して連続する複数のパルスがMOSFET31のゲートに印加され、第2の期間Tにおいては、MOSFET31のゲートにパルスが印加されない。このようにして、駆動信号においてクロック信号に同期して複数のパルスが連続する期間の上限が設定され、従って、MOSFET31によってトランスの1次側巻線21に電流を流す期間の上限が設定される。なお、第1の期間Tにおいて、比較信号がハイレベルになった次の周期において比較信号がローレベルになると、マスク信号生成回路182は、MOSFET31の動作モードを過負荷モードから通常負荷モードに変更する。
スイッチング電源回路の負荷がさらに重くなって、非常に大きなドレイン電流Iが流れる場合には、先に説明したように、駆動信号におけるパルス幅の上限が設定される。即ち、出力電圧検出回路170において検出電圧に上限を設定することにより、図7に示すように、駆動信号におけるパルス幅の上限が期間Tに設定されて、MOSFET31のドレイン電流Iが最大電流(A点)以下に抑えられる。
第5の実施形態において、比較器185の反転入力端子に、出力電圧検出回路170から出力される検出電圧の替わりに所定の電圧を印加することにより、スイッチング電流検出回路160の検出結果に基づいて駆動信号を生成するようにしても良い。その場合でも、スイッチング電流検出回路160から出力される検出電圧が所定の電圧を超えるとパルス幅設定回路188の出力信号がリセットされるので、駆動信号におけるパルス幅の上限を設定することができる。
次に、本発明の第6の実施形態について説明する。
図19は、本発明の第6の実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。第6の実施形態においては、スイッチング電源回路として、PFC(power factor controller:力率改善コントロール)回路を例にとって説明する。PFC回路とは、交流電圧を整流して得られた電圧をスイッチングすることにより交流電圧に変換し、得られた交流電圧を再び直流電圧に変換する際に、電圧及び電流における波形及び位相を合わせて力率を改善する回路である。
このスイッチング電源回路は、交流電圧の入力端子1及び2に接続された整流回路11と、整流回路11から入力される電圧を検出する入力電圧検出回路190と、整流回路11に一端が接続され、巻線に流れる電流によって発生する磁気エネルギーをコアに蓄えるチョークコイル150と、チョークコイル150の他端に接続され、パルス状の駆動信号に従ってチョークコイル150に電流を流すスイッチング素子30と、スイッチング素子30に流れる電流を検出するスイッチング電流検出回路160とを有している。ここで、チョークコイル150としてトランスの1次側巻線を用いる場合には、トランスの2次側巻線を内部電源の生成用に利用することができる。
さらに、このスイッチング電源回路は、チョークコイル150の他端に発生する電圧を半波整流するダイオード51と、整流された電圧を平滑することにより出力電圧を生成して出力端子3及び4に供給するコンデンサ52と、出力端子3及び4における出力電圧を検出する出力電圧検出回路170と、コンデンサ52と出力端子4との間に挿入されて出力電流を検出する出力電流検出回路200と、駆動信号のパルス幅を設定する制御回路210と、発熱するスイッチング素子30の周辺温度を検知する温度センサ120とを有している。
整流回路11は、例えば、ダイオードブリッジによって構成され、入力端子1と入力端子2との間に印加される交流電圧を全波整流する。チョークコイル150は、スイッチング素子がオンしている時に、コアにエネルギーを蓄える。次に、スイッチング素子がオフすると、磁場が電流を維持しようとするので、チョークコイル150の電流がダイオード51を介してコンデンサ52に流れ、コンデンサ52が充電されることにより、出力端子3と出力端子4との間に直流出力電圧を発生させる。
図20は、図19に示す制御回路等の構成を詳しく示す図である。本実施形態においては、図19に示すスイッチング素子30として、NチャネルMOSFET31が用いられ、図19に示すスイッチング電流検出回路160として、抵抗161が用いられる。MOSFET31は、チョークコイル150の他端に接続されたドレインと、抵抗161を介して整流回路11に接続されたソースと、ゲートドライバ217から駆動信号が印加されるゲートとを有している。抵抗161の両端に発生する電圧を測定すれば、MOSFET31のドレイン電流に比例した検出電圧を得ることができる。
チョークコイル150とMOSFET31のドレイン・ソース経路と抵抗161とは直列に接続され、整流回路11において交流電源電圧を整流することにより得られた電圧が、これらの直列回路に供給される。MOSFET31は、ゲートに印加されるパルス状の駆動信号に従って、チョークコイル150に電流を流す。
制御回路210は、駆動信号を生成するコントロールブロックを一体化して収めたDSP(digital signal processor)211と、ソフトウェア(制御プログラム)やデータを格納する不揮発性メモリ等の格納部212と、A/Dコンバータ213〜216と、ゲートドライバ217とを有している。格納部212は、データテーブルを格納しており、このデータテーブルには、スイッチング電源回路の動作を制御するために用いられる各種の設定情報が含まれている。
A/Dコンバータ213は、抵抗161によって得られるアナログのスイッチング電流検出信号をディジタル信号に変換してDSP211に出力する。A/Dコンバータ214は、出力電圧検出回路170によって得られるアナログの出力電圧検出信号をディジタル信号に変換してDSP211に出力する。A/Dコンバータ215は、出力電流検出回路200によって得られるアナログの出力電流検出信号をディジタル信号に変換してDSP211に出力する。A/Dコンバータ216は、入力電圧検出回路190によって得られるアナログの入力電圧検出信号をディジタル信号に変換してDSP211に出力する。
DSP211は、少なくともスイッチング電流検出回路160及び出力電圧検出回路170から出力される検出信号に基づいてパルス幅変調(PWM)を行うことにより、駆動信号(PWM信号)を生成する。さらに、DSP211は、上記に加えて、出力電流検出回路200や入力電圧検出回路190から出力される検出信号、及び/又は、温度センサ120から出力される温度データに基づいてパルス幅変調を行うことにより、駆動信号を生成するようにしても良い。駆動信号は、ゲートドライバ167によって、MOSFET31のゲートに印加される。
次に、図19に示すスイッチング電源回路の動作について、図19〜図22を参照しながら説明する。図21は、図20に示すDSPの制御動作を示すフローチャートであり、図22は、図19に示すスイッチング電源回路の出力電流−出力電圧特性を示す図である。
図21を参照すると、まず、ステップS31において、DSP211が、A/Dコンバータ214の出力値によって表される出力電圧が一定となる定電圧安定化動作を行うように、駆動信号のパルス幅を制御する。さらに、ステップS32において、DSP211は、A/Dコンバータ213の出力値によって表されるドレイン電流がしきい値を超えたか否かを判定し、ドレイン電流がしきい値を超えるまでは、定電圧安定化動作を行うように駆動信号のパルス幅を制御する。
図22において矢印(1)で示すように、出力電流が増加して行って、A点においてドレイン電流がしきい値に到達し、さらに、ドレイン電流がしきい値を超えると、DSP211は、駆動信号のパルス幅を一定に維持して、定電圧安定化動作を停止する(ステップS33)。
これ以降、出力電圧は一定とならず、負荷回路(例えば、インパクトプリンタ内のソレノイド)のインピーダンス状態によって出力電流が増加して行くと、図22において矢印(2)で示すように、出力電圧は徐々に低下して行く。ただし、出力電圧が低下しても、出力電流がしきい値を超えておらず、且つ、出力電圧がしきい値よりも低下していなければ、出力電流が維持されるので、スイッチング電源回路は正常動作範囲内にあると考えることができる。
ステップS34において、DSP211は、出力電流がしきい値を超えて所定の時間が経過したか否かを判定する。出力電流がしきい値を超えて所定の時間が経過していない場合には、処理がステップS35に移行し、出力電流がしきい値を超えて所定の時間が経過した場合には、処理がステップS36に移行する。
ステップS35において、DSP211は、出力電圧がしきい値よりも低下したか否かを判定する。出力電圧がしきい値よりも低下していない場合には、処理がステップS32に移行し、出力電圧がしきい値よりも低下した場合には、処理がステップS36に移行する。
ステップS36において、DSP211は、MOSFET31が電流ストレスによって破壊されるおそれがあるので、駆動信号を非活性化してMOSFET31のスイッチング動作を停止させ、チョークコイルに流れる電流を遮断する。
あるいは、ステップS34を省略して、ドレイン電流がしきい値を超えた場合に、出力電圧がしきい値よりも低下するまで、駆動信号のパルス幅を一定に維持し続けても良い。また、ステップS34において、DSP211が、所定期間内に1次側電流がしきい値を超えた回数が許容範囲内であるか否かを判定し、所定期間内に1次側電流がしきい値を超えた回数が許容範囲を超える場合に、チョークコイルに流れる電流を遮断するようにしても良い。
以上において、ドレイン電流のしきい値に関する設定情報、出力電圧のしきい値に関する設定情報、出力電流のしきい値に関する設定情報、出力電流がしきい値を超えた場合の許容範囲に関する設定情報等は、格納部212においてデータテーブルに格納されている。
さらに、格納部212は、複数のAC入力電圧(例えば、100V、115V、200V等)に対応する複数の設定情報をデータテーブルに格納している。DSP211は、A/Dコンバータ216の出力値によって表される入力電圧(整流回路11の整流電圧)に従って、複数の設定情報の中から1つの設定情報を選択する。これにより、AC入力電圧に適した出力特性を得ることができる。
また、格納部212は、通常動作モード用の設定情報に加えて、負荷装置(例えば、インパクトプリンタ等)が待機モードにある時のドレイン電流−出力電圧特性等を含む待機モード用の設定情報をデータテーブルに格納するようにしても良い。その場合には、DSP211が、負荷装置が通常動作モードと待機モードとの内のいずれにあるかを表すモード信号に従って、待機モードにおいて出力特性を変更する(図22中の一点鎖線を参照)。これにより、待機モードにおける消費電力を低減することができる。
さらに、格納部212は、通常の使用環境用の設定情報に加えて、過酷な使用環境(例えば、使用場所が高温である等)におけるドレイン電流−出力電圧特性等を含む過酷な使用環境用の設定情報をデータテーブルに格納するようにしても良い。例えば、複数種類の温度範囲に対応して複数種類の設定情報が、格納部212においてデータテーブルに格納される。その場合には、DSP211が、温度センサ120から出力される温度データによって表される温度範囲に対応して出力特性を変更する(図22中の二点鎖線を参照)。これにより、過酷な使用環境におけるスイッチング素子の破壊を防止することができる。
負荷装置がインパクトプリンタである場合には、格納部212が、印字言語(例えば、日本語、英語等)又はインパクトプリンタの機種に対応する複数の設定情報をデータテーブルに格納するようにしても良い。その場合には、DSP211が、印字言語又はインパクトプリンタの機種を表す信号に従って、複数の設定情報の中から1つの設定情報を選択する。インパクトプリンタの負荷特性は印字言語や機種によって異なっているので、印字言語や機種に適した出力特性を得ることができる。
第5及び第6の実施形態においては、チョッパ方式昇圧型のスイッチング電源回路及びPFC回路を例にとって説明したが、本発明は、これらに限らず、例えば、チョッパ方式降圧型やチョッパ方式昇降圧型等、チョークコイルを用いる様々なタイプのスイッチング電源に適用することができる。
本発明は、電子機器において用いられるスイッチング電源において利用することが可能である。

Claims (18)

  1. アモルファス金属の磁性体を含むコア及び該コアに回巻された1次側巻線及び2次側巻線を有するトランスと、
    前記トランスの1次側巻線に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従って前記トランスの1次側巻線に電流を流すスイッチング素子と、
    前記トランスの1次側巻線に流れる電流を検出する1次側電流検出回路と、
    前記トランスの2次側巻線に発生する電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する複数の回路素子と、
    少なくとも前記1次側電流検出回路の検出結果に基づいて前記駆動信号を生成すると共に、前記トランスの1次側巻線に電流を流す期間に制限を設ける制御回路と、
    を具備するスイッチング電源回路。
  2. 前記複数の回路素子によって生成された出力電圧を検出する2次側電圧検出回路をさらに具備し、
    前記制御回路が、前記1次側電流検出回路の検出結果及び前記2次側電圧検出回路の検出結果に基づいて前記駆動信号を生成すると共に、前記2次側電圧検出回路の検出結果に基づいて前記駆動信号におけるパルス幅の上限を設定する、請求項1記載のスイッチング電源回路。
  3. 前記制御回路が、
    前記2次側電圧検出回路の検出結果に基づいて、上限が設定された検出電圧を生成する検出電圧生成回路と、
    前記1次側電流検出回路によって生成される検出電圧と前記検出電圧生成回路によって生成される検出電圧とを比較して比較結果を表す信号を生成する比較器と、
    クロック信号を生成するクロック信号生成回路と、
    前記クロック信号生成回路によって生成されるクロック信号に同期して出力信号をセットし、前記比較器によって生成される信号に同期して出力信号をリセットすることにより、前記駆動信号におけるパルス幅を設定するパルス幅設定回路と、
    を含む、請求項2記載のスイッチング電源回路。
  4. 前記制御回路が、前記2次側電圧検出回路の検出結果に基づいて前記トランスの2次側が軽負荷状態であると判定したときに、前記駆動信号におけるパルスの数を低減させて、前記スイッチング素子を間欠動作させる、請求項1記載のスイッチング電源回路。
  5. 前記スイッチング素子が、前記トランスの1次側巻線に接続されたドレインと、前記駆動信号が印加されるゲートとを有するNチャネルMOSFETを含み、
    前記1次側電流検出回路が、前記MOSFETのドレインから電位が印加されるベースを有してエミッタフォロワ動作を行うバイポーラトランジスタを含み、前記MOSFETのドレイン・ソース間電圧を測定することにより前記トランスの1次側巻線に流れる電流を検出する、
    請求項1記載のスイッチング電源回路。
  6. 前記制御回路が、前記1次側電流検出回路によって検出された電流の大きさが定格電流を超えた場合に、前記駆動信号においてクロック信号に同期して複数のパルスが連続する期間の上限を設定する、請求項1又は2記載のスイッチング電源回路。
  7. アモルファス金属の磁性体を含むコア及び該コアに回巻された1次側巻線及び2次側巻線を有するトランスと、
    前記トランスの1次側巻線に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従って前記トランスの1次側巻線に電流を流すスイッチング素子と、
    前記トランスの1次側巻線に流れる電流を検出する1次側電流検出回路と、
    前記トランスの2次側巻線に発生する電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する複数の回路素子と、
    前記複数の回路素子によって生成された出力電圧を検出する2次側電圧検出回路と、
    少なくとも1次側電流及び2次側電圧のしきい値に関する設定情報を含むデータテーブルが格納された格納部と、
    前記格納部に格納されている設定情報を参照することにより、1次側電流がしきい値よりも小さいときに2次側電圧が一定となるように駆動信号のパルス幅を制御し、1次側電流がしきい値を超えたときに駆動信号のパルス幅を一定に維持し、2次側電圧がしきい値よりも低下したときに前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させるディジタル信号プロセッサと、
    を具備するスイッチング電源回路。
  8. 前記格納部が、1次側電流がしきい値を超えた場合の許容範囲に関する設定情報をさらに格納しており、
    所定期間内に1次側電流がしきい値を超えた回数が許容範囲を超える場合に、前記ディジタル信号プロセッサが、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる、
    請求項7記載のスイッチング電源回路。
  9. 前記トランスの2次側巻線に流れる電流を検出する2次側電流検出回路をさらに具備し、
    前記格納部が、2次側電流のしきい値と、2次側電流がしきい値を超えた場合の許容範囲とに関する設定情報をさらに格納しており、
    2次側電流がしきい値を超えて経過した時間が許容範囲を超える場合に、前記ディジタル信号プロセッサが、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる、
    請求項7記載のスイッチング電源回路。
  10. 温度を検出する温度センサをさらに具備し、
    前記格納部が、複数種類の温度範囲に対応して複数種類の設定情報を格納しており、
    前記ディジタル信号プロセッサが、前記温度センサによって検出された温度範囲に対応する設定情報に従って前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する、
    請求項7記載のスイッチング電源回路。
  11. 前記格納部が、通常動作モード及び待機モードに対応して複数種類の設定情報を格納しており、
    前記ディジタル信号プロセッサが、負荷装置が通常動作モードと待機モードとの内のいずれにあるかを表すモード信号に対応する設定情報に従って前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する、
    請求項7記載のスイッチング電源回路。
  12. アモルファス金属の磁性体を含むコア及び該コアに回巻された巻線を有するチョークコイルと、
    前記チョークコイルの一端に接続され、パルス状の駆動信号に従って前記チョークコイルに電流を流すスイッチング素子と、
    前記スイッチング素子の電流を検出するスイッチング電流検出回路と、
    前記チョークコイルと前記スイッチング素子との接続点に発生する電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する複数の回路素子と、
    少なくとも前記スイッチング電流検出回路の検出結果に基づいて前記駆動信号を生成すると共に、前記チョークコイルの巻線に電流を流す期間に制限を設ける制御回路と、
    を具備するスイッチング電源回路。
  13. 前記複数の回路素子によって生成された出力電圧を検出する出力電圧検出回路をさらに具備し、
    前記制御回路が、前記スイッチング電流検出回路の検出結果及び前記出力電圧検出回路の検出結果に基づいて前記駆動信号を生成すると共に、前記出力電圧検出回路の検出結果に基づいて前記駆動信号におけるパルス幅の上限を設定する、請求項12記載のスイッチング電源回路。
  14. 前記制御回路が、前記スイッチング電流検出回路によって検出された電流の大きさが定格電流を超えた場合に、前記駆動信号においてクロック信号に同期して複数のパルスが連続する期間の上限を設定する、請求項12記載のスイッチング電源回路。
  15. アモルファス金属の磁性体を含むコア及び該コアに回巻された巻線を有するチョークコイルと、
    前記チョークコイルの一端に接続され、パルス状の駆動信号に従って前記チョークコイルに電流を流すスイッチング素子と、
    前記スイッチング素子の電流を検出するスイッチング電流検出回路と、
    前記チョークコイルと前記スイッチング素子との接続点に発生する電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する複数の回路素子と、
    前記複数の回路素子によって生成された出力電圧を検出する電圧検出回路と、
    少なくとも前記スイッチング素子の電流及び出力電圧のしきい値に関する設定情報を含むデータテーブルが格納された格納部と、
    前記格納部に格納されている設定情報を参照することにより、前記スイッチング素子の電流がしきい値よりも小さいときに出力電圧が一定となるように駆動信号のパルス幅を制御し、前記スイッチング素子の電流がしきい値を超えたときに駆動信号のパルス幅を一定に維持し、出力電圧がしきい値よりも低下したときに前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させるディジタル信号プロセッサと、
    を具備するスイッチング電源回路。
  16. 前記格納部が、前記スイッチング素子の電流がしきい値を超えた場合の許容範囲に関する設定情報をさらに格納しており、
    所定期間内に前記スイッチング素子の電流がしきい値を超えた回数が許容範囲を超える場合に、前記ディジタル信号プロセッサが、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる、
    請求項15記載のスイッチング電源回路。
  17. 前記スイッチング電源回路の出力電流を検出する出力電流検出回路をさらに具備し、
    前記格納部が、出力電流のしきい値と、出力電流がしきい値を超えた場合の許容範囲に関する設定情報とをさらに格納しており、
    出力電流がしきい値を超えて経過した時間が許容範囲を超える場合に、前記ディジタル信号プロセッサが、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる、
    請求項15記載のスイッチング電源回路。
  18. 前記チョークコイルの入力電圧を検出する入力電圧検出回路をさらに具備し、
    前記格納部が、複数種類の入力電圧に対応して複数種類の設定情報を格納しており、
    前記ディジタル信号プロセッサが、前記入力電圧検出回路によって検出された入力電圧に対応する設定情報に従って前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する、
    請求項15記載のスイッチング電源回路。
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