JP5927877B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、フライバック型のスイッチング電源装置であって、トランスの３次巻線に発生する電圧を検出し、この検出電圧に基づいてトランスの２次巻線の出力電圧が所定の値になるように制御するスイッチング電源装置に関する。

従来、充電器用の電源装置やノート型のパーソナルコンピュータのＡＣアダプタの電源装置として、負荷への供給電圧が一定になるように制御するスイッチング電源装置が使用されている。
この種のスイッチング電源装置として、例えば、特許文献１に記載のものが知られている。
このスイッチング電源装置は、図５に示すように、トランス２と、スイッチング用のＭＯＳトランジスタＴＲと、出力電圧生成部４と、フィードバック信号生成部６と、スイッチング制御部８と、を備えている。

トランス２は、１次巻線２−１、２次巻線２−２、および３次巻線２−３を有している。トランス２の１次巻線２−１の一端には直流電圧が印加され、その１次巻線２−１の他端はＭＯＳトランジスタＴＲのドレインに接続されている。ＭＯＳトランジスタＴＲのソースは、抵抗ＲＳを介して接地されている。出力電圧生成部４は、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１からなり、トランス２の２次巻線２−２に発生する電圧を整流、平滑化して出力電圧Ｖｏを出力する。

フィードバック信号生成部６は、ＭＯＳトランジスタＴＲのゲートに入力されるゲート信号Ｖｇとトランス２の３次巻線２−３に発生する３次巻線電圧Ｖｔに基づいて、フィードバック信号Ｖｆｂを生成する。スイッチング制御部８は、抵抗ＲＳの両端の電圧Ｖｒｓと、フィードバック信号生成部６からのフィードバック信号Ｖｆｂに基づいて、ＭＯＳトランジスタＴＲのゲートに入力するゲート信号Ｖｇを生成する。

次に、このような構成のスイッチング電源装置の動作について、図５〜図７を参照して説明する。
スイッチング制御部８は、ＭＯＳトランジスタＴＲのゲートに対して、図６（Ａ）で示すようなゲート信号Ｖｇを出力する。このゲート信号Ｖｇにより、ＭＯＳトランジスタＴＲは、トランス２の１次巻線２−１に入力される直流電圧をスイッチングする。すなわち、直流電圧から接地電位に到る経路の接続（オン）と遮断（オフ）を行う。このため、時刻ｔ１〜ｔ２の期間ではＭＯＳトランジスタＴＲがオンし、トランス２の１次巻線２−１に図６（Ｂ）に示すような１次電流Ｉｐが流れる。

時刻ｔ２になると、ＭＯＳトランジスタＴＲがオフし、トランス２の２次巻線２−２側に、図６（Ｃ）に示すように２次電流Ｉｓが流れ始める。これに伴って、図６（Ｄ）に示すように、トランス２の３次巻線２−３の３次巻線電圧Ｖｔが急激に増加し、その後、３次巻線電圧Ｖｔは時刻ｔ３にかけて単調に減少していく。
ここで、時刻ｔ２〜ｔ３の期間では、２次電流ＩｓがダイオードＤ１に流れるため、２次巻線２−２の電圧Ｖｓ、出力電圧Ｖｏ、およびダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆの関係は、Ｖｓ＝Ｖｏ＋Ｖｆとなる。

この期間における３次巻線電圧Ｖｔは、２次巻線２−２の電圧Ｖｓに比例するものであるが、ダイオードＤ１の順方向電圧ＶｆがダイオードＤ１に流れる電流によって変化するので、３次巻線電圧Ｖｔにより出力電圧Ｖｏを推定する場合、ダイオードＤ１に流れる電流によって出力電圧Ｖｏの推定に誤差が生じることになる。したがって、ダイオードＤ１に流れる電流が極力ゼロに近いときの３次巻線電圧Ｖｔを検出する必要がある。ダイオードＤ１に流れる電流がゼロのときのダイオードＤ１の順方向電圧は定数となる。

時刻ｔ３になると、図６（Ｃ）に示すように２次電流Ｉｓはゼロになるが、図６（Ｄ）に示すように、３次巻線電圧ＶｔはＭＯＳトランジスタＴＲの寄生容量やトランス２の励磁インダクタンスなどによって振動するようになる。 これらの動作に並行し、フィードバック信号生成部６は、ＭＯＳトランジスタＴＲのゲート信号Ｖｇとトランス２の３次巻線電圧Ｖｔに基づいて、以下のような手順によりフィードバック信号Ｖｆｂを生成する。

すなわち、時刻ｔ２において、図６（Ａ）に示すようにゲート信号Ｖｇが立下がると、フィードバック信号生成部６は、３次巻線電圧Ｖｔの検出期間Ｔ１を開始する。
この検出期間Ｔ１が開始されると、フィードバック信号生成部６は、図７（Ｂ）（Ｃ）に示すように、異なるタイミングで交互に発生する２つのサンプリングパルスＰＡ、ＰＢを使用し、３次巻線電圧Ｖｔのサンプルホールド動作を交互に行う。

その後、フィードバック信号生成部６は、時刻ｔ４において、３次巻線電圧Ｖｔがゼロクロスしたことを検出すると、３次巻線電圧Ｖｔをサンプリングする検出期間Ｔ１を終了する。
この検出期間Ｔ１の終了時の時刻ｔ４には、図７（Ｂ）のサンプリングパルスＰＡでサンプルホールドされた電圧と、図７（Ｃ）のサンプリングパルスＰＢでサンプルホールドされた電圧とが存在する。
そこで、フィードバック信号生成部６は、そのサンプルホールドしている２つの電圧のうち、検出期間の終了時の時刻ｔ４に最も近いサンプリングパルスＰＢの前のサンプリングパルスＰＡでサンプルホールドされた電圧を選択し、この選択したフィードバック信号Ｖｆｂとして出力する。

米国特許７６７２１４６号公報

しかしながら、特許文献１に記載のスイッチング電源装置では時刻ｔ３を経過するとトランス２の１次側で共振動作が開始されるため、図６（Ｄ）に示すように、３次巻線電圧Ｖｔも振動を開始し、この振動の周波数（共振周波数）はＭＯＳトランジスタＴＲの寄生容量やトランス２の励磁インダクタンスにより変化する。
また、ＭＯＳトランジスタＴＲの寄生容量は入力電圧の大きさに依存するので、入力電圧の大きさに検出期間Ｔ１の終了のタイミングが依存する。このため入力電圧の違いにより３次巻線電圧Ｖｔの共振周波数が変化し、ゼロクロスのタイミングが入力電圧に違いにより変化する。したがって、入力電圧の違いによりフィードバック信号生成部６から出力されるフィードバック信号Ｖｆｂの検出精度に違いが生じ、出力電圧生成部４の出力電圧Ｖｏが変化する。

すなわち、３次巻線電圧Ｖｔが振動を開始してしまうと、３次巻線電圧Ｖｔが出力電圧Ｖｏとは無関係に変化してしまうので、出力電圧Ｖｏの値を正確に推定するためには、時刻ｔ３にできるだけ近い時点での３次巻線電圧Ｖｔを検出する必要があるが、入力電圧により測定時点と時刻ｔ３との時間差が変化してしまうのである。これにより、出力電圧Ｖｏの推定値、すなわちフィードバック信号Ｖｆｂの検出精度に違いが生じてしまうのである。

さらに、図７に示すように、サンプリングパルスＰＡ、ＰＢの周波数が高い場合には、時刻ｔ３〜ｔ４の期間において複数（２回）のサンプルホールド動作が行われ、本来検出したい時刻ｔ３の近傍での検出ができない。このため、サンプリングパルスＰＡ、ＰＢの周波数を高くできず、検出期間Ｔ１の長さとサンプリング周期ＴＳの関係によっては、フィードバック信号生成部６が出力するフィードバック信号Ｖｆｂの値が出力電圧Ｖｏに比例しないという可能性がある。

ここで、フィードバック信号Ｖｆｂの値が出力電圧Ｖｏに比例するという表現については、厳密にいえばフィードバック信号Ｖｆｂが出力電圧Ｖｏの一次関数となるということであるので、「比例」という用語には「一次関数」という意味も含むものとする。以下、同様である。
そこで、本発明は、上記の課題に着目し、サンプリング周波数を高くでき、出力電圧の入力電圧に対する依存性を低減することができ、出力電圧の検出精度の向上および安定化を図るようにしたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明は、以下のような構成からなる。
本発明は、１次巻線、２次巻線、および３次巻線を有するトランスと、前記１次巻線に接続される入力電圧およびスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチングにより前記２次巻線に発生する電圧を整流、平滑化して出力する出力電圧生成部と、前記３次巻線に発生する電圧に基づいて前記出力電圧生成部の出力電圧を示す出力電圧検出信号を生成する出力電圧検出部と、少なくとも前記出力電圧検出部が出力する出力電圧検出信号を基に、前記出力電圧生成部の出力電圧が予め定めた電圧になるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御部とを備え、前記出力電圧検出部は、前記３次巻線に発生する電圧を検出し、当該検出電圧を第１の基準値と比較し、当該検出電圧が前記第１の基準値以上のタイミングで前記検出期間の開始を決定し、前記検出電圧を微分した電圧を第２の基準値と比較し、当該微分値が負でその絶対値が前記第２の基準値以上となるタイミングで前記検出期間の終了を決定し、前記検出期間内において、第１のサンプリングパルスと第２のサンプリングパルスにより前記検出電圧をそれぞれサンプルホールドし、前記検出期間の終了時に、前記サンプルホールドされた２つの検出電圧のうち、一方の検出電圧を選択して出力する。

また、本発明では、前記出力電圧検出部は、前記第１のサンプリングパルスと前記第２のサンプリングパルスとを異なるタイミングで交互に発生する。
また、本発明では、前記出力電圧検出部は、前記サンプルホールドされた２つの検出電圧のうち、前記検出期間の終了時に最新ではない方の検出電圧を出力する。
さらに、本発明では、前記出力電圧検出部は、前記検出期間の終了後の一定期間は、前記検出電圧が前記第１の基準値以上であっても前記検出期間を開始しない。

このように本発明では、出力電圧検出部が、トランスの３次巻線に発生する電圧を検出し、この検出電圧を第１の基準値と比較し、この検出電圧を微分した電圧を第２の基準値と比較し、その２つの比較結果にしたがって検出期間の開始と終了を決定する。
さらに、出力電圧検出部は、検出期間内において、第１のサンプリングパルスと第２のサンプリングパルスにより上記の検出電圧をそれぞれサンプルホールドし、検出期間の終了時に、サンプルホールドされた２つの検出電圧のうち、一方の検出電圧を選択して出力する。
このため、本発明によれば、サンプリング周波数を高くでき、出力電圧の入力電圧に対する依存性を低減することかでき、出力電圧の検出精度の向上および安定化を図ることができる。

本発明のスイッチング電源装置の実施形態の構成の示す図である。 図１の出力電圧検出部の具体的な構成を示す回路図である。 実施形態の動作例を説明するために各部の波形例を示す波形図である。 実施形態の動作例を説明する他の波形図である。 従来装置の構成の概要を示す図である。 従来装置の動作を説明するために各部の波形例を示す波形図である。 従来装置の動作を説明する他の波形図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
（実施形態の構成）
図１は、本発明のスイッチング電源装置の実施形態の構成を示す図である。
この実施形態に係るスイッチング電源装置は、図１に示すように、入力電圧生成部２０と、トランス３０と、出力電圧生成部４０と、ＭＯＳトランジスタ５０と、出力電圧検出部６０と、スイッチング制御部７０と、電源部８０とを備えている。
ここで、出力電圧検出部６０、スイッチング制御部７０、および電源部８０は、同一の半導体基板上に形成されている。

入力電圧生成部２０は、交流電圧ＡＣを入力とし、この入力電圧を整流、平滑化して直流電圧を出力する。このため、入力電圧生成部２０は、交流電圧ＡＣを整流するダイオードブリッジ回路２０１と、整流電圧を平滑化するコンデンサＣ２とを備えている。
トランス３０は、１次巻線３０−１、２次巻線３０−２、および３次巻線３０−３を有している。トランス３０の１次巻線３０−１の一端には、入力電圧生成部２０から出力される直流電圧が印加され、その１次巻線３０−１の他端は、ＭＯＳトランジスタ５０のドレインと接続される。

出力電圧生成部４０は、トランス３０の２次巻線３０−２に発生する交流電圧を整流、平滑し、平滑化された電圧を出力電圧Ｖｏとして出力する。このため、出力電圧生成部４０は、図１に示すように、整流用のダイオードＤ３と、平滑用のコンデンサＣ３と、ブリーダ抵抗Ｒ３とを備えている。なお、アプリケーションによっては、ブリーダ抵抗Ｒ３を省略してもよい。

ＭＯＳトランジスタ５０は、トランス３０の１次巻線３０−１と直列に接続され、その１次巻線３０−１の一端に印加される直流電圧をスイッチングするスイッチング素子として機能する。このため、ＭＯＳトランジスタ５０のドレインが１次巻線３０−１の一端に接続され、ＭＯＳトランジスタ５０のソースが検出抵抗ＲＤを介して接地されている。また、ＭＯＳトランジスタ５０のゲートには、スイッチング制御部７０から出力されるゲート信号Ｖｇが入力され、これによりＭＯＳトランジスタ５０がオンオフ制御される。

出力電圧検出部６０は、トランス３０の３次巻線３０−３の両端電圧を検出し、この検出電圧に基づいて出力電圧検出信号Ｖｏｓを生成し、この生成した出力電圧検出信号Ｖｏｓをスイッチング制御部７０に入力する。ここで、トランス３０の３次巻線３０−３の両端電圧を検出するのは、この検出電圧がトランス３０の２次巻線３０−２側に接続される出力電圧生成部４０の出力電圧Ｖｏに比例するからである。

スイッチング制御部７０は、出力電圧検出部６０の出力電圧検出信号Ｖｏｓと、ＭＯＳトランジスタ５０に流れる電流の電流値に比例する検出抵抗ＲＤの両端電圧Ｖｒｄとに基づき、出力電圧生成部４０の出力電圧Ｖｏが予め定めた電圧になるようにＭＯＳトランジスタ５０のオンオフ動作を制御するゲート信号Ｖｇを生成する。この生成されたゲート信号Ｖｇは、ＭＯＳトランジスタ５０のゲートに供給される。

なお、ＭＯＳトランジスタ５０に流れる電流の電流値に比例する検出抵抗ＲＤの両端電圧Ｖｒｄを検出するのは、スイッチング電源装置が電流モードの場合である。スイッチング電源装置が電圧モードの場合あって、電圧Ｖｒｄを保護動作に使わない場合には、ＭＯＳトランジスタ５０の電流値の検出は不要である。
電源部８０は、トランス３０の３次巻線３０−３に発生する交流電圧を整流、平滑する。この平滑化された電圧は、スイッチング制御部７０の電源電圧ＶＤＤとして、スイッチング制御部７０に供給される。このため、電源部８０は、整流用のダイオードＤ４と平滑用のコンデンサＣ４とを備えている。なお、コンデンサＣ４を上記半導体基板には設けず、外付けとしてもよい。この場合、端子数削減のため、ダイオードＤ４も外付けにする場合もある。

（出力電圧検出部の構成）
次に、図１に示す出力電圧検出部６０の具体的な構成について、図２を参照して説明する。
出力電圧検出部６０は、図２に示すように、電圧検出回路６０１と、バッファ回路（ボルテージフォロワ）６０２と、比較回路（コンパレータ）６０３と、単安定マルチバイブレータ６０４と、微分回路６０５と、比較回路６０６と、単安定マルチバイブレータ６０７と、インバータ６０８と、ＡＮＤ回路６０９とを備えている。
さらに、出力電圧検出部６０は、図２に示すように、ＳＲラッチ回路（ＳＲフリップフロップ回路）６１０と、パルス発生器６１１、６１２と、ＡＮＤ回路６１３、６１４と、サンプルホールド回路６１５、６１６と、選択回路６１７と、サンプルホールド回路６１８とを備えている。

電圧検出回路６０１は、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２が直列に接続され、これによりトランス３０の３次巻線３０−３の３次巻線電圧Ｖｔを分圧する。バッファ回路６０２の入力端子は、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の共通接続部に接続されている。
比較回路６０３の非反転入力端子（＋）は、バッファ回路６０２の出力端子と接続されている。比較回路６０３の反転入力端子（−）には、基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加されている。比較回路６０３の出力端子は、単安定マルチバイブレータ６０４の一方の入力端子と接続されている。単安定マルチバイブレータ６０４の他方の入力端子は、接地されている。単安定マルチバイブレータ６０４のＱ出力端子は、ＡＮＤ回路６０９の一方の入力端子に接続されている。

微分回路６０５は、電圧検出回路６０１の出力である分圧電圧Ｖｄを入力し、この入力した分圧電圧Ｖｄを微分し、この微分に応じた電圧を出力する。この微分回路６０５は、例えばオペアンプ、抵抗およびコンデンサから構成され、入力される分圧電圧Ｖｄに関し、−Ｋ・ｄ（Ｖｄ）／ｄｔの出力電圧が得られるものである。ただし、Ｋは正の定数である。

微分回路６０５の出力端子は、比較回路６０６の非反転入力端子（＋）と接続されている。比較回路６０６の反転入力端子（−）には、基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。比較回路６０６の出力端子は、単安定マルチバイブレータ６０７の一方の入力端子と接続されている。
単安定マルチバイブレータ６０７の他方の入力端子は、接地されている。単安定マルチバイブレータ６０７のＱ出力端子は、インバータ６０８を介してＡＮＤ回路６０９の他方の入力端子に接続されるとともに、ＳＲラッチ回路６１０のリセット入力端子（Ｒ）に接続されている。ＡＮＤ回路６０９の出力端子は、ＳＲラッチ回路６１０のセット入力端子（Ｓ）に接続されている。

ＳＲラッチ回路６１０のＱ出力端子は、ＡＮＤ回路６１３とＡＮＤ回路６１４の一方のそれぞれの入力端子に接続されている。パルス発生器６１１はサンプリングパルスＰＡを発生し、パルス発生器６１２はサンプリングパルスＰＢを発生する。そして、パルス発生器６１１、６１２は、例えば図４（Ｂ）（Ｃ）に示すように、サンプリングパルスＰＡとサンプリングパルスＰＢを交互に異なるタイミングで発生する。

パルス発生器６１１の発生するサンプリングパルスＰＡは、ＡＮＤ回路６１３を介してサンプルホールド回路６１５に供給されるとともに、選択回路６１７に直接供給されるようになっている。パルス発生器６１２の発生するサンプリングパルスＰＢは、ＡＮＤ回路６１４を介してサンプルホールド回路６１６に供給されるとともに、選択回路６１７に直接供給されるようになっている。また、サンプルホールド回路６１５，６１６には、サンプルホールドすべき信号としてバッファ回路６０２の出力信号が入力されている。

サンプルホールド回路６１５は、後述のように、検出期間において、バッファ回路６０２の出力である電圧検出回路６０１の分圧電圧Ｖｄを、パルス発生器６１１から出力されるサンプリングパスルＰＡによってサンプリングし、ホールドする。サンプルホールド回路６１６は、後述のように、検出期間内において、電圧検出回路６０１の分圧電圧Ｖｄを、パルス発生器６１２から出力されるサンプリングパスルＰＢによってサンプリングし、ホールドする。

選択回路６１７は、検出期間の終了時に、サンプルホールド回路６１５、６１６でサンプルホールドされた２つの電圧のうち、予め定めてある一方の電圧を選択して出力する。この選択出力のときには、選択回路６１７の選択動作は、パルス発生器６１１、６１２から出力されるサンプリングパルスＰＡ、ＰＢを使用することにより行う。
サンプルホールド回路６１８は、選択回路６１７で選択された電圧を次の新たな電圧が選択されるまで保持するとともに、その選択された電圧を出力電圧検出信号Ｖｏｓとしてスイッチング制御部７０に出力する。

（実施形態の動作）
次に、このような構成からなる実施形態の動作例について、図１〜図４を参照して説明する。
スイッチング制御部７０は、ＭＯＳトランジスタ５０のゲートに対して、図３（Ａ）で示すようなゲート信号Ｖｇを制御信号として出力する。ここでは、ゲート信号ＶｇがＨ（ハイ）レベルのときにＭＯＳトランジスタ５０がオンするものとする。このゲート信号Ｖｇにより、ＭＯＳトランジスタ５０は、トランス３０の１次巻線３０−１に入力される直流電圧をスイッチングする。このため、時刻ｔ１〜ｔ２の期間ではＭＯＳトランジスタ５０がオンし、トランス３０の１次巻線３０−１に図３（Ｂ）に示すような１次電流Ｉｐが流れる。

時刻ｔ２になると、ＭＯＳトランジスタ５０がオフするが、トランス３０の２次巻線３０−２側に、図３（Ｃ）に示すような２次電流Ｉｓが流れ始める。これに伴って、トランス３０の３次巻線３０−３に発生する３次巻線電圧Ｖｔは急激に増加するが、その後は単調に減少していく。ここで３次巻線電圧Ｖｔが単調に減少するのは、上述のように、２次電流Ｉｓの減少に伴いダイオードＤ３の順方向電圧が減少するためである。
このため、トランス３０の３次巻線電圧Ｖｔを電圧検出回路６０１で分圧した分圧電圧Ｖｄは、図３（Ｄ）に示すように、時刻ｔ２において急激に増加するが、その後、分圧電圧Ｖｄは時刻ｔ４にかけて単調に減少していく。

時刻ｔ４になると、図３（Ｃ）に示すように２次電流Ｉｓはゼロになり、ＭＯＳトランジスタ５０の寄生容量やトランス３０の励磁インダクタンスなどによってトランス３０の１次側で共振動作を開始するため、３次巻線電圧Ｖｔも振動するようになる。このため、トランス３０の３次巻線電圧Ｖｔを電圧検出回路６０１で分圧した分圧電圧Ｖｄは、図３（Ｄ）に示すように、時刻ｔ４において振動を開始するようになる。

これらの動作に並行し、図２に示す出力電圧検出部６０は、トランス３０の３次巻線電圧Ｖｔに基づいて、以下のような動作により出力電圧検出信号Ｖｏｓを生成する。
トランス３０の３次巻線電圧Ｖｔは電圧検出回路６０１で分圧され、この分圧電圧Ｖｄはバッファ回路６０２を介して比較回路６０３とサンプルホールド回路６１５、６１６にそれぞれ印加される。また、その分圧電圧Ｖｄは、微分回路６０５にも供給される。

比較回路６０３は、その分圧電圧Ｖｄを基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、分圧電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒｅｆ１以上になると、比較回路６０３の出力信号はＨレベル信号となる。このため、時刻ｔ３において、分圧電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒｅｆ１以上になると、比較回路６０３はＨレベル信号を出力する。これにより、単安定マルチバイブレータ６０４の出力端子（Ｑ）からＨレベルのパルス信号が出力される。

このとき、インバータ６０８の出力はＨレベルのため、その単安定マルチバイブレータ６０４の出力端子（Ｑ）から出力されるＨレベルのパルス信号はＡＮＤ回路６０９を通過し、ＳＲラッチ回路６１０のセット端子（Ｓ）に入力される。これにより、ＳＲラッチ回路６１０の出力端子（Ｑ）の出力信号はＨレベルとなり、このＨレベルの出力信号はＡＮＤ回路６１３、６１４にそれぞれ供給される。

このため、時刻ｔ３において検出期間（測定期間）Ｔ２が開始される。そして、この検出期間Ｔ２には、パルス発生器６１１、６１２が発生するサンプリングパルスＰＡ、ＰＢはＡＮＤ回路６１３、６１４をそれぞれ通過し、サンプルホールド回路６１５、６１６に供給される。
したがって、検出期間Ｔ２には、サンプルホールド回路６１５はサンプリングパルスＰＡにより電圧検出回路６０１の分圧電圧Ｖｄをサンプルホールドする。また、検出期間Ｔ２には、サンプルホールド回路６１６はサンプリングパルスＰＢにより電圧検出回路６０１の分圧電圧Ｖｄをサンプルホールドする。

一方、微分回路６０５は、電圧検出回路６０１の分圧電圧Ｖｄを微分し、この微分に応じた出力電圧を出力する。比較回路６０６は、微分回路６０５の出力電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較し、比較結果に応じた信号を出力する。
上記のように時刻ｔ４において、図４（Ａ）に示すように、電圧検出回路６０１の分圧電圧Ｖｄが振動を開始し、分圧電圧Ｖｄが減少を開始すると、微分回路６０５の出力電圧は例えば図４（Ｄ）に示すように増加を開始する。なお、分圧電圧Ｖｄの微分値自体は負であるが、前述のように微分回路６０５は微分値の正負を反転させるので、図４（Ｄ）に示す微分回路６０５の出力電圧は正値となっている。そして、時刻ｔ５において、微分回路６０５の出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２以上になると、比較回路６０６の出力信号がＨレベルに変化する。

比較回路６０６の出力信号がＨレベルに変化すると、これにより単安定マルチバイブレータ６０７の出力端子（Ｑ）からＨレベルのパルス信号が出力され、このＨレベルのパルス信号がＳＲラッチ回路６１０のリセット端子（Ｒ）に入力される。これにより、ＳＲラッチ回路６１０の出力端子（Ｑ）の出力信号はＬレベルとなり、このＬレベルの出力信号がＡＮＤ回路６１３、６１４にそれぞれ供給される。このため、パルス発生器６１１、６１２が発生するサンプリングパルスＰＡ、ＰＢはＡＮＤ回路６１３、６１４を通過できず、サンプルホールド回路６１５、６１６に供給されなくなる。

このため、時刻ｔ５において検出期間Ｔ２が終了し、その後は、サンプルホールド回路６１５、６１６は電圧検出回路６０１の分圧電圧Ｖｄのサンプルホールド動作を停止することになる。
選択回路６１７は、検出期間Ｔ２の終了時（時刻ｔ５）において、サンプルホールド回路６１５、６１６で保持されている２つの電圧のうち、その時刻ｔ５に近くない時刻に保持され、最新ではない方の保持電圧を出力する。

この例では、図４（Ｂ）に示すように、サンプリングパルスＰＡによりサンプルホールドされたサンプルホールド回路６１５のホールド電圧を選択する。選択回路６１７は、パルス発生器６１１、６１２から出力されるサンプリングパルスＰＡ、ＰＢを参照することによりこの選択出力を行う。すなわち、サンプリングパルスＰＡ、ＰＢのうち、時刻ｔ５の直前に入力されたサンプリングパルスでない方によりサンプルホールドされた電圧を選択する。

サンプルホールド回路６１８は、その選択された電圧を次の新たな電圧が選択されるまで保持するとともに、その選択された電圧を出力電圧検出信号Ｖｏｓとしてスイッチング制御部７０に出力する。
スイッチング制御部７０は、サンプルホールド回路６１８から出力される出力電圧検出信号Ｖｏｓと、検出抵抗ＲＤの両端電圧Ｖｒｄ（ＭＯＳトランジスタ５０に流れる電流に比例する）とに基づき、ゲート信号Ｖｇを生成する。このゲート信号Ｖｇは、出力電圧生成部４０の出力電圧Ｖｏが予め定めた電圧になるように、ＭＯＳトランジスタ５０のオンオフ動作を制御するためのものであり、ＭＯＳトランジスタ５０のゲートに供給される。

ところで、上記のように時刻ｔ５において、比較回路６０６の出力信号がＨレベルに変化すると、これにより単安定マルチバイブレータ６０７の出力端子（Ｑ）からＨレベルのパルス信号が出力される。そして、そのＨレベルのパルス信号はインバータ６０８でＬレベルのパルス信号に反転され、ＡＮＤ回路６０９に供給されるので、Ｌレベルのパルス信号が継続している間は、単安定マルチバイブレータ６０４の出力信号はＡＮＤ回路６０９をすることが通過できなくなる。

これにより、単安定マルチバイブレータ６０７からの出力パルスのパルス幅をある程度長くしておけば、ＳＲラッチ回路６１０がリセットされた後に、電圧検出回路６０１の分圧電圧Ｖｄの振動により誤ってＳＲラッチ回路６１０が再セットされることを防止でき、検出期間Ｔ２の終了後にサンプルホールド回路６１５、６１６が動作を行うことはない。

以上のように、この実施形態では、トランス３０の３次巻線電圧Ｖｔを分圧して分圧電圧Ｖｄを得るようにし、この分圧電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒｅｆ１以上のタイミングで検出期間を開始するようにした。また、その分圧電圧Ｖｄを微分し、この微分して正負を反転させた電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２以上のタイミングで検出期間を終了すようにした。時刻ｔ３を過ぎてから分圧電圧Ｖｄが減少を開始し、その微分値の絶対値がある程度大きくなるまでの時間は、前述の特許文献１に示されているゼロクロスするまでの時間より大幅に短くすることができる。そのため、サンプリングパルスＰＡ、ＰＢの周波数を高くすることができる。

さらに、この実施形態では、その検出期間内において、サンプリングパルスＰＡ、ＰＢにより分圧電圧Ｖｄをそれぞれサンプルホールドするようにした。また、検出期間の終了時に、サンプルホールドされた２つの検出電圧のうち、その終了時に近くない時刻に保持され、最新ではない方の保持電圧を出力するようにした。
このため、この実施形態では、図４（Ｂ）に示すように、サンプリングパルスＰＡによりサンプルホールドした電圧を選択できる。そして、この選択した電圧は、振動を開始する時刻ｔ４直前のものであって、ダイオードＤ３に流れる電流による誤差を極力小さくした電圧のため、出力電圧Ｖｏを正確に反映させたものとなる。

したがって、この実施形態によれば、サンプリング周波数を高くでき、出力電圧の入力電圧に対する依存性を低減することかでき、出力電圧の検出精度の向上および安定化を図ることができる。
また、上述の実施の形態においては、分圧電圧Ｖｄに対するサンプルホールド回路を２つとしたが、３つ以上としてもよい。その場合、パルス発生回路も同数用意して、それぞれ位相のずれたサンプルパルスを発生させるようにする。３つ以上のサンプルホールドデータについては以下のような使い方が考えられる。

第１の例は、分圧電圧Ｖｄの時刻ｔ４後の発振周期を決める定数に応じて、出力電圧検出信号Ｖｏｓとして適用するサンプルホールドデータを切り換える（時刻ｔ５より２つ前のサンプルデータか３つ前のサンプルデータかを切り換えるなど）場合である。第２の例は、3つ以上のサンプルデータにより時刻ｔ４の値を推定（演算）する場合である。

２０…入力電圧生成部、３０…トランス、３０−１…１次巻線、３０−２…２次巻線、３０−３…３次巻線、４０…出力電圧生成部、５０…ＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）、６０…出力電圧検出部、７０…スイッチング制御部、８０…電源部、６０１…電圧検出回路、６０２…バッファ回路、６０３、６０６…比較回路（コンパレータ）、６０４、６０７…単安定マルチバイブレータ、６０５…微分回路、６０８…インバータ、６０９、６１３、６１４…ＡＮＤ回路、６０９、６１０…ＳＲラッチ回路、６１１、６１２…パルス発生器、６１５、６１６、６１８…サンプルホールド回路、６１７…選択回路

Claims (7)

1. １次巻線、２次巻線、および３次巻線を有するトランスと、
   前記１次巻線に接続される入力電圧およびスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子のスイッチングにより前記２次巻線に発生する電圧を整流、平滑化して出力する出力電圧生成部と、
   前記３次巻線に発生する電圧に基づいて前記出力電圧生成部の出力電圧を示す出力電圧検出信号を生成する出力電圧検出部と、
   少なくとも前記出力電圧検出部が出力する出力電圧検出信号を基に、前記出力電圧生成部の出力電圧が予め定めた電圧になるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御部とを備え、
   前記出力電圧検出部は、
   前記３次巻線に発生する電圧を検出し、当該検出電圧を第１の基準値と比較し、当該検出電圧が前記第１の基準値以上のタイミングで前記検出期間の開始を決定し、前記検出電圧を微分した電圧を第２の基準値と比較し、当該微分値が負でその絶対値が前記第２の基準値以上となるタイミングで前記検出期間の終了を決定し、
   前記検出期間内において、第１のサンプリングパルスと第２のサンプリングパルスにより前記検出電圧をそれぞれサンプルホールドし、
   前記検出期間の終了時に、前記サンプルホールドされた２つの検出電圧のうち、一方の検出電圧を選択して出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記出力電圧検出部は、
   前記検出期間の終了後の一定期間は、前記検出電圧が前記第１の基準値以上であっても前記検出期間を開始しないことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. １次巻線、２次巻線、および３次巻線を有するトランスと、
   前記１次巻線に接続される入力電圧およびスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子のスイッチングにより前記２次巻線に発生する電圧を整流、平滑化して出力する出力電圧生成部と、
   前記３次巻線に発生する電圧に基づいて前記出力電圧生成部の出力電圧を示す出力電圧検出信号を生成する出力電圧検出部と、
   少なくとも前記出力電圧検出部が出力する出力電圧検出信号を基に、前記出力電圧生成部の出力電圧が予め定めた電圧になるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御部とを備え、
   前記出力電圧検出部は、
   前記３次巻線に発生する電圧を検出し、当該検出電圧を第１の基準値と比較し、前記検出電圧を微分した電圧を第２の基準値と比較し、前記２つの比較結果にしたがって検出期間の開始と終了を決定し、
   前記検出期間内において、第１のサンプリングパルスと第２のサンプリングパルスにより前記検出電圧をそれぞれサンプルホールドし、
   前記検出期間の終了時に、前記サンプルホールドされた２つの検出電圧のうち、一方の検出電圧を選択して出力し、
   前記検出期間の終了後の一定期間は、前記検出電圧が前記第１の基準値以上であっても前記検出期間を開始しない
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 前記出力電圧検出部は、
   前記第１のサンプリングパルスと前記第２のサンプリングパルスとを異なるタイミングで交互に発生することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記出力電圧検出部は、
   前記サンプルホールドされた２つの検出電圧のうち、前記検出期間の終了時に最新ではない方の検出電圧を出力することを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記出力電圧検出部は、
   前記３次巻線に発生する電圧を検出する電圧検出回路と、
   前記電圧検出回路の検出電圧を微分する微分回路と、
   前記電圧検出回路の検出電圧を前記第１の基準値と比較し、前記検出電圧が前記第１の基準値以上の場合に開始され、前記微分回路の出力電圧を前記第２の基準値と比較し、前記出力電圧が負でのその絶対値が前記第２の基準値以上の場合に終了する検出期間信号を生成して出力する検出期間信号生成部回路と、
   検出期間信号生成回路から検出期間信号が出力されている期間内に、第１のサンプリングパルスにより前記電圧検出回路の検出電圧を第１の検出電圧としてサンプルホールドする第１のサンプルホールド回路と、前記第２のサンプリングパルスにより前記電圧検出回路の検出電圧を第２の検出電圧としてサンプルホールドする第２のサンプルホールド回路と、
   前記サンプルホールドされた前記第１の検出電圧および前記第２の検出電圧のうちの一方を選択して出力する選択回路と、
   を備えることを特徴とする請求項１又は３に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記出力電圧検出部と前記制御部は、同一の半導体基板上に形成したことを特徴とする請求項１乃至請求項６のうちの何れか１項に記載のスイッチング電源装置。

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