JP2004282962A - スイッチング電源回路の定電圧出力制御方法と定電圧出力制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】使用する回路素子や集積回路にばらつきがあっても、高精度に出力電圧を定電圧制御可能なスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法とその装置を提供する。
【解決手段】定電圧制御しようとする二次出力巻線２ｂの出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線２ａの巻数をＮｐ、二次出力巻線２ｂの巻数をＮｓとして、
から求めた設定電圧Ｖ２ａｓｅｔと、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａとを比較し、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子３のオン時間Ｔ１を短縮制御し、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子３のオン時間Ｔ１を延長制御する。
【選択図】 図１
【解決手段】定電圧制御しようとする二次出力巻線２ｂの出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線２ａの巻数をＮｐ、二次出力巻線２ｂの巻数をＮｓとして、
から求めた設定電圧Ｖ２ａｓｅｔと、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａとを比較し、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子３のオン時間Ｔ１を短縮制御し、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子３のオン時間Ｔ１を延長制御する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源回路のトランスの二次側から出力される出力電圧を定電圧制御する定電圧出力制御方法と出力制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路は、トランスの一次巻線に励磁電流を流し、トランスに蓄積されるエネルギーを二次出力巻線の出力として放出するもので、安定化電源として小型、軽量、高効率であることから、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどの電源回路に用いられている。
【０００３】
従来この種のスイッチング電源回路は、二次側の整流平滑化回路の出力に、過大な出力電力が生じないように、整流平滑化回路の出力電圧や電流を監視し、その監視結果をフォトカプラー等の絶縁された信号伝達素子を用いて一次側へ伝達している。一次側では、その伝達信号から発振用スイッチ素子をオン、オフ制御し、一次巻線に流れる励磁電流のオン時間（励磁時間）とオフ時間を制御することで出力電圧を定電圧制御している（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−１３６１１６号公報
【０００５】
以下、この従来のスイッチング電源回路１００による定電圧制御を、図８の回路図で説明する。
【０００６】
１は、高圧側端子１ａと、低圧側端子１ｂからなる不安定な直流電源で、２は、一次巻線２ａと、二次出力巻線２ｂとからなるトランス、３は、電界効果トランジスタで構成された発振用スイッチ素子、２２は、一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを検出するためのＩｐ検出抵抗である。発振用スイッチ素子３は、一次巻線２ａの一端と、Ｉｐ検出抵抗２２を介した低圧側端子１ｂとの間に接続され、ゲートに接続されたスイッチ制御回路１０１により所定の周期でオンオフ制御され、回路１００全体が発振する。
【０００７】
トランス２の二次側出力に示される４と１３は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオードと平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｂの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力する。
【０００８】
出力線２０ａ、２０ｂ間には、その出力電圧と出力電流を監視し、いずれかが所定の基準電圧若しくは基準電流を越えた際に、図中のフォトカプラ発光素子３５ａを発光させる電圧監視回路と電流監視回路からなる出力監視回路が設けられている。
【０００９】
電圧監視回路は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間に、分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その中間タップ３２から出力電圧の分圧を得て、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力している。また、誤差増幅器３３ａの非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、電圧監視用基準電源３４ａが接続され、非反転入力端子へ出力電圧の分圧と比較するための第１比較電圧を入力している。基準電圧は、分圧抵抗３０、３１の抵抗値、若しくは電圧監視用基準電源３４ａの第１比較電圧を変更することによって、任意の値に設定する。
【００１０】
誤差増幅器３３ａの出力側には、フォトカプラ発光素子３５ａが接続され、フォトカプラ発光素子３５ａは、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続すし、駆動電源の供給を受けている。
【００１１】
また、電流監視回路は、低圧側出力線２０ｂに電流検出用抵抗４３を介在させ、電流検出用抵抗４３の一端を誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に、他端を電流監視用基準電源３４ｂを介して非反転入力端子に入力している。
【００１２】
これによって、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流は、電流検出用抵抗４３の両端の電位差で表され、誤差増幅器３３ｂで電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧と比較して、所定の基準電流を越えたかどうかが判定される。基準電流は、電流検出用抵抗４３の抵抗値、若しくは電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧を変更することによって、任意の値に設定する。
【００１３】
誤差増幅器３３ｂの出力側は、出力電圧を監視する誤差増幅器３３ａの出力側とフォトカプラ発光素子３５ａとの接続点に接続されている。
【００１４】
尚、直列に接続された抵抗３７ａとコンデンサ３８ａ、及び、抵抗３７ｂとコンデンサ３８ｂは、それぞれ誤差増幅器３３ａ及び誤差増幅器３３ｂを安定動作させるための交流負帰還素子である。
【００１５】
トランス２の一次側には、フォトカプラ発光素子３５ａとフォトカップルするフォトカプラ受光素子３５ｂが、スイッチ制御素子１０１と直流電源１の低圧端子１ｂ間に接続されている。
【００１６】
スイッチ制御回路１０１は、フォトトランジスタで構成されたフォトカプラ受光素子３５ｂのコレクタ電流に応じて可変電圧を出力する可変型基準電源１０１ａと、コンパレータ１０１ｂと、発振器１０１ｃと、ＡＮＤゲート１０１ｄを内蔵している。
【００１７】
コンパレータ１０１ｂの反転入力は、発振用スイッチ素子３とＩｐ検出抵抗２２との接続点に接続し、非反転入力は、可変型基準電源１０１ａに接続し、これによって、Ｉｐ検出抵抗２２で電圧換算された一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐと可変基準電源１０１ａを介してフォトカプラ受光素子３５ｂがフォトカプラ発光素子３５ａから受けるリミット信号の受光量とを比較している。
【００１８】
コンパレータ１０１ｂの出力は、発振器１０１ｃの出力とともにＡＮＤゲート１０１ｄに入力され、ＡＮＤゲート１０１ｄの出力は、発振用スイッチ素子３のゲートに接続している。
【００１９】
このように構成されたスイッチング電源回路１００の動作は、可変型基準電源１０１ａがフォトカプラ発光素子３５からコレクタ電流を受けない状態、つまり出力が安定している通常の動作状態では、可変型基準電源１０１ａから所定値に設定された基準電圧Ｖｓｅｔをコンパレータ１０１ｂの非反転入力へ出力する。
【００２０】
一方、コンパレータ１０１ｂの反転入力には、一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを表すＩｐ検出抵抗２２の電圧が入力され、発振用スイッチ素子３がターンオンした後、時間とともに上昇する一次巻線電流Ｉｐと比較される。従って、コンパレータ１０１ｂは、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧が基準電圧Ｖｓｅｔに達するまで「Ｈ」を出力し、基準電圧Ｖｓｅｔを越えると「Ｌ」を出力する。
【００２１】
発振器１０１ｃは、スイッチング電源回路１００の発振周期Ｔｃに一致するクロックパルスをＡＮＤゲート１０１ｄへ出力し、その結果、ＡＮＤゲート１０１ｄは、クロックパルスが「Ｈ」であり、コンパレータ１０１ｂの出力が「Ｈ」、つまり一次巻線電流Ｉｐを表す電圧が基準電圧Ｖｓｅｔに達するまでの間、「Ｈ」を出力し、発振用スイッチ素子３をオン制御する。
【００２２】
これに対し、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電圧が基準電圧を越えて上昇すると、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力される分圧も上昇し、第１比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００２３】
また、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電流が基準電流を越えて上昇した場合も、誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に入力される電圧が上昇し、第２比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００２４】
その結果、出力電圧若しくは出力電流のいずれかが基準電圧若しくは基準電流を越えると、その超えた量に応じてフォトカプラ発光素子３５ａが発光量のリミット信号をフォトカプラ受光素子３５ｂへ発光する。
【００２５】
フォトカプラ受光素子３５ｂが、フォトカプラ発光素子３５ａからのリミット信号を受光すると、その受光量の増加に応じて、可変型基準電源１０１ａの出力電圧が基準電圧Ｖｓｅｔから低下し、コンパレータ１０１ｂの出力は、基準電圧Ｖｓｅｔを出力していた通常動作に比べて、早く「Ｌ」に転じる。
【００２６】
これにより、発振用スイッチ素子３をオン制御し、一次巻線２ａを励磁する時間Ｔ１が短縮され、一周期内でトランス２に蓄積されるエネルギーが低下するので、基準電圧若しくは基準電流を越えていた出力電圧若しくは出力電流は、自然に減少し、基準電圧若しくは基準電流以下となる。
【００２７】
その結果、フォトカプラ発光素子３５ａは発光を停止し、フォトカプラ受光素子３５ｂがリミット信号を受光しなくなるので、発振用スイッチング素子３は、再び基準電圧Ｖｓｅｔで制御される発振を繰り返し、負荷の電力に応じた安定した出力が得られる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来のスイッチング電源回路１００の定電圧出力制御方法は、定電圧に制御するために、電圧監視回路に、分圧抵抗３０、３１、電圧監視用基準電源３４ａを、スイッチ制御回路１０１に、基準電圧Ｖｓｅｔを出力する可変型基準電源１０１ａを、一次巻線２ａと直列にＩｐ検出抵抗２２をそれぞれ設けているが、これらの回路素子の回路定数のばらつきや、スイッチ制御回路１０１を集積回路としたときの集積回路自体のばらつきにより、高精度な定電圧出力特性を有する製品を安定かつ容易に量産できないという問題があった。
【００２９】
また、スイッチング電源回路に要求される出力電圧特性が異なると、上記各回路定数などをその都度設定したり、回路部品を交換する必要があり、余分な設計時間と回路部品調整時間が増加し、コスト上昇の原因となっていた。
【００３０】
更に、トランス２の二次側に、出力電圧検出回路を設けるために、回路部品数が増加し、回路全体が大型化する原因ともなっていた。
【００３１】
更に、トランス２の二次側の出力電圧検出回路で検出した出力電圧の増加を、一次側の制御で修正するために、フォトカプラ発光素子３５ａ、フォトカプラ受光素子３５ｂ等の光結合素子を設ける必要があり、コスト上昇とともに回路構成が複雑となっていた。
【００３２】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、使用する回路素子や集積回路にばらつきがあっても、高精度に出力電圧を定電圧制御可能なスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３３】
また、同一の回路部品で出力電圧の仕様が異なるスイッチング電源回路を量産できるスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３４】
また、トランスの二次側の出力電圧検出回路や光結合素子を設けない一次側の回路のみで、出力電圧を定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、二次出力巻線に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとして、
【数１５】
から求めた設定電圧Ｖ２ａｓｅｔと、一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａとを比較し、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とする。
【００３６】
請求項２のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路のオン時間Ｔ１を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
【数１６】
から求めた設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´と、一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａとを比較し、
フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とする。
【００３７】
請求項３のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、一次側に一次巻線と副巻き線２ｃを、二次側に二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、二次出力巻線に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、副巻き線２ｃの巻数をＮｔ、二次出力巻線の巻数をＮｓとして、
【数１７】
から求めた設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔと、副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃとを比較し、
フライバック電圧Ｖ２ｃが設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ｃが設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とする。
【００３８】
請求項４のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、一次側に一次巻線と副巻き線２ｃを、二次側に二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路のオン時間Ｔ１を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、副巻き線２ｃの巻数をＮｔ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
【数１８】
から求めた設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´と、副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃとを比較し、フライバック電圧Ｖ２ｃが設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ｃが設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とする。
【００３９】
請求項５のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を、一次巻線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間から検出することを特徴とする。
【００４０】
請求項６のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を、トランスの副巻き線２ｃにフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間から検出することを特徴とする。
【００４１】
請求項７のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗が一次巻線と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部Ｉｄと、所定の周期で発振用スイッチ素子をオン制御し、電圧降下Ｖｉｐが、最大電流Ｉｐｍａｘに抵抗値ｒｉｐを乗じた最大電位ＶｉＭａｘに達したときに、一次巻線電流Ｉｐが最大電流Ｉｐｍａｘに達したとして、発振用スイッチ素子をオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、二次出力巻線に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部と、定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとし、
【数１９】
から求めた設定電圧Ｖ２ａｓｅｔと、一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａとから、
【数２０】
で表される差電圧ｄＶを出力する差電圧生成回路と、差電圧ｄＶを、電圧降下Ｖｉｐへ加えて補正電圧降下Ｖｉｐ´とする加算回路とを有し、スイッチ制御回路は、補正電圧降下Ｖｉｐ´を、最大電位Ｖｉｍａｘと比較する電圧降下Ｖｉｐとし、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とする。
【００４２】
請求項８のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗が一次巻線と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部Ｉｄと、所定の周期で発振用スイッチ素子をオン制御し、電圧降下Ｖｉｐが、最大電流Ｉｐｍａｘに抵抗値ｒｉｐを乗じた最大電位ＶｉＭａｘに達したときに、一次巻線電流Ｉｐが最大電流Ｉｐｍａｘに達したとして、発振用スイッチ素子をオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部と、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部と、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
【数２１】
から求めた設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´と、一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａとから、
【数２２】
で表される差電圧ｄＶを出力する差電圧生成回路と、差電圧ｄＶを、電圧降下Ｖｉｐへ加えて補正電圧降下Ｖｉｐ´とする加算回路とを有し、スイッチ制御回路は、補正電圧降下Ｖｉｐ´を、最大電位Ｖｉｍａｘと比較する電圧降下Ｖｉｐとし、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とする。
【００４３】
請求項９のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、差電圧生成回路から出力される差電圧ｄＶが許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを越えたときには、差電圧ｄＶを許容最大差電圧ｄＶＬＩＭとすることを特徴とする。
【００４４】
請求項１０のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、電圧降下Ｖｉｐが、
【数２３】
で表される最小電位Ｖｉｍｉｎに満たない場合に、一時的に発振用スイッチ素子をオン制御を停止することを特徴とする。
【００４５】
請求項１１のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、スイッチ制御回路が、差電圧ｄＶを加えて最大電位ＶｉＭａｘに達する電圧降下Ｖｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子がオン制御を停止するまでの時間差をδｔ、直流電源の電源電圧をＶｃｃ、一次巻線のインダクタンスをＬｐとし、
【数２４】
から求めたＶｉＭａｘ´を、補正電圧降下Ｖｉｐ´と比較する最大電位ＶｉＭａｘとする。
【００４６】
請求項１２のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、第１レベルと第１レベルに連続する第２レベルの出力期間を一周期Ｔｃとするパルス制御信号を固定周期Ｔｃで発振する発振回路と、パルス制御信号が第１レベルにあるときに、発振用スイッチ素子をオン制御し、第２レベルにあるときにオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、二次出力巻線に表れる出力電圧（Ｖ２ｂ）を定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗が一次巻線と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部Ｉｄと、一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部と、定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとし、
【数２５】
から求めた設定電圧Ｖ２ａｓｅｔと、一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａとから、
【数２６】
で表される差電圧ｄＶを出力する差電圧生成回路と、差電圧ｄＶによりパルス制御信号の第１レベルのパルス幅をパルス幅変調するＰＷＭ変調回路とを有し、スイッチ制御回路は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とする。
【００４７】
請求項１３のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、第１レベルと第１レベルに連続する第２レベルの出力期間を一周期Ｔｃとするパルス制御信号を固定周期Ｔｃで発振する発振回路と、パルス制御信号が第１レベルにあるときに、発振用スイッチ素子をオン制御し、第２レベルにあるときにオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧（Ｖ２ｏ）を定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗が一次巻線と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部Ｉｄと、一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部と、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部と、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
【数２７】
から求めた設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´と、一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａとから、
【数２８】
で表される差電圧ｄＶを出力する差電圧生成回路と、差電圧ｄＶによりパルス制御信号の第１レベルのパルス幅をパルス幅変調するＰＷＭ変調回路とを有し、スイッチ制御回路は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を延長制御する。
【００４８】
請求項１４のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、差電圧生成回路から出力される差電圧ｄＶが許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを越えたときには、差電圧ｄＶを許容最大差電圧ｄＶＬＩＭとすることを特徴とする。
【００４９】
請求項１５のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線の電圧Ｖ２ａを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する一次巻線電圧監視回路を備え、一次巻線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする。
【００５０】
請求項１６のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、トランスの一次側に更に設けられた副巻き線２ｃと、副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する副巻き線電圧監視回路を備え、副巻き線２ｃにフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする。
【００５１】
請求項１の発明では、定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔを（１）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｂを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔが得られる。
【００５２】
現実に発生する一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａが、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を短縮することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが減少し、フライバック電圧Ｖ２ａは減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００５３】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を延長することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが増加し、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００５４】
その結果、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔとなるように制御される。
【００５５】
請求項２の発明では、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔを（２）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｏを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´が得られる。
【００５６】
発生する一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を短縮することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが減少し、フライバック電圧Ｖ２ ａは減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００５７】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を延長することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが増加し、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００５８】
その結果、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏは、設定した出力電圧２ｏｓｅｔとなるように制御される。
【００５９】
請求項３の発明では、定電圧制御しようとする二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔを（３）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｂを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔが得られる。
【００６０】
発生する副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃが、設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ以上である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を短縮することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが減少し、フライバック電圧Ｖ２ａは減少して設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔに近づく。
【００６１】
また、副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃが、設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ以下である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を延長することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが増加し、フライバック電圧Ｖ２ｃは増加して設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔに近づく。
【００６２】
その結果、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔとなるように制御される。
【００６３】
請求項４の発明では、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔを（４）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｏを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´が得られる。
【００６４】
発生する副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃが、設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´以上である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を短縮することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが減少し、フライバック電圧Ｖ２ａは減少して設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´に近づく。
【００６５】
また、副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃが、設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´以下である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を延長することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが増加し、フライバック電圧Ｖ２ｃは増加して設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´に近づく。
【００６６】
その結果、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏは、設定した出力電圧２ｏｓｅｔとなるように制御される。
【００６７】
請求項７の発明では、定電圧制御しようとする二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔを（１）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｂを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔが得られる。
【００６８】
一次巻線（２ａ）のフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合には、（５）式で得られる差電圧ｄＶは正の値となり、補正電圧効果Ｖｉｐ´は、現実にターンオン後に一次巻線に流れる電流Ｉｐを表す電圧効果Ｖｉｐより大きく、早く最大電位Ｖｉｍａｘに達する。その結果、差電圧ｄＶの増加分だけ、オン時間Ｔ１が短縮され、フライバック電圧Ｖ２ａが減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００６９】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合には、差電圧ｄＶは、負の値となり、補正電圧効果Ｖｉｐ´は、現実にターンオン後に一次巻線に流れる電流Ｉｐを表す電圧効果Ｖｉｐより小さく、遅れて最大電位Ｖｉｍａｘに達する。その結果、差電圧ｄＶによる減少分だけ、オン時間Ｔ１が延長され、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００７０】
従って、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔとなるように制御される。
【００７１】
請求項８の発明では、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔを（２）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｏを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´が得られる。
【００７２】
一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合には、（５）式で得られる差電圧ｄＶは正の値となり、補正電圧効果Ｖｉｐ´は、現実にターンオン後に一次巻線に流れる電流Ｉｐを表す電圧効果Ｖｉｐより大きく、早く最大電位Ｖｉｍａｘに達する。その結果、差電圧ｄＶの増加分だけ、オン時間Ｔ１が短縮され、フライバック電圧Ｖ２ａが減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００７３】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合には、差電圧ｄＶは、負の値となり、補正電圧効果Ｖｉｐ´は、現実にターンオン後に一次巻線に流れる電流Ｉｐを表す電圧効果Ｖｉｐより小さく、遅れて最大電位Ｖｉｍａｘに達する。その結果、差電圧ｄＶによる減少分だけ、オン時間Ｔ１が延長され、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００７４】
従って、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏは、設定した出力電圧２ｏｓｅｔとなるように制御される。
【００７５】
請求項１２の発明では、定電圧制御しようとする二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔを（１）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｂを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔが得られる。
【００７６】
発振用スイッチのオン時間Ｔ１を表す第１レベルのパルス幅は、（５）式で得られる差電圧ｄＶによってパルス幅変調され、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合には、差電圧ｄＶの増加分に応じてパルス幅を狭まり、オン時間Ｔ１が短縮制御され、フライバック電圧Ｖ２ａが減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００７７】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合には、差電圧ｄＶの減少分に応じてパルス幅が拡がり、オン時間Ｔ１が延長され、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００７８】
従って、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔとなるように制御される。
【００７９】
請求項１３の発明では、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔを（２）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｏを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´が得られる。
【００８０】
発振用スイッチのオン時間Ｔ１を表す第１レベルのパルス幅は、（５）式で得られる差電圧ｄＶによってパルス幅変調され、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合には、差電圧ｄＶの増加分に応じてパルス幅を狭まり、オン時間Ｔ１が短縮制御され、フライバック電圧Ｖ２ａが減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００８１】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合には、差電圧ｄＶの減少分に応じてパルス幅が拡がり、オン時間Ｔ１が延長され、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００８２】
従って、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏは、設定した出力電圧２ｏｓｅｔとなるように制御される。
【００８３】
請求項５と請求項１５の発明では、整流平滑化回路に出力が表れる時間Ｔ２は、トランスに蓄積されるエネルギーの放出期間であり、発振用スイッチ素子がターンオフしてから一次巻線に発生するフライバック電圧が減少し固有振動を開始する為にその極性が逆転するまでの時間に等しいので、整流平滑化回路の出力を監視することなく、一次巻線の電位を監視することにより、トランスの一次側から出力時間Ｔ２を検出できる。
【００８４】
従って、二次側の検出結果を一次側へ伝達するための伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電圧制御が可能となる。
【００８５】
請求項６と請求項１６の発明では、整流平滑化回路に出力が表れる時間Ｔ２は、副巻き線にフライバック電圧が発生してからその極性が逆転するまでの時間に等しく、整流平滑化回路の出力を監視することなく、トランスの一次側の副巻き線の電位を監視することにより、トランスの一次側から出力時間Ｔ２を検出できる。
【００８６】
従って、二次側の検出結果を一次側へ伝達するための伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電圧制御が可能となる。
【００８７】
請求項９と請求項１４の発明では、差電圧ｄＶの最大値を許容最大差電圧ｄＶＬＩＭとするので、スイッチング電源回路を定電圧制御するために最小限必要な一次巻線電流Ｉｐが流れるまで、補正電圧効果Ｖｉｐ´が最大電位Ｖｉｍａｘに達しないように許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを設定することができる。
【００８８】
請求項１０の発明では、電圧効果Ｖｉｐが最小電位Ｖｉｍｉｎに満たない場合は、最大電位Ｖｉｍａｘを加えても補正電圧効果Ｖｉｐ´が最大電位Ｖｉｍａｘに達しないような小さい一次巻線電流Ｉｐが流れている場合であるので、一時的にオン制御を停止することにより、過大な出力電圧の発生が防止される。
【００８９】
請求項１１の発明では、ターンオンした後、一次巻線電流Ｉｐは、電源電圧Ｖｃｃ÷Ｌｐにほぼ比例して上昇するので、（８）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐは、スイッチ制御回路と発振用スイッチ素子の動作間の遅れδｔによる電流Ｉｐの増加分を電圧換算して表したものとなる。
【００９０】
スイッチ制御回路は、回路素子の遅れを含むＶｉＭａｘ´を最大電位ＶｉＭａｘとして、発振用スイッチ素子をターンオフする基準電位とするので、回路素子による遅れがあっても、精度よく定電圧制御ができる。
【００９１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態について図１乃至図３を用いて説明する。これらの図において、図８で示す従来のスイッチング電源回路１００と同一の構成には同一の番号を付している。
【００９２】
図１は、本発明の第１実施の形態に係るスイッチング電源回路１０を示す回路図である。図８の従来のスイッチング電源回路１００と比較して明らかなように、このスイッチング電源回路１０は、出力側の電圧監視回路や光結合素子を用いない構成となっている。
【００９３】
１は、電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、１ａは、その高圧側端子、１ｂは、低圧側端子である。また、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の二次出力巻線であり、３は、発振用スイッチ素子となる電界効果トランジスタ（以下、スイッチ素子と記す）である。スイッチ素子３は、ここではＭＯＳ形（絶縁ゲート形）ＦＥＴであり、ドレインが一次巻線２ａの一端に、ソースがＩｐ検出抵抗２２を介して低圧側端子１ｂにそれぞれ接続し、ゲートがスイッチ素子３をオンオフ制御するスイッチ制御回路５に接続している。
【００９４】
スイッチ制御回路５は、スイッチ素子３のゲートに出力端子Ｖｇが接続するＡＮＤゲート６と、スイッチング電源回路１０の発振周期に等しいクロックパルスを固定周期Ｔｃで発振しＡＮＤゲート６へ出力する発振器７と、ＡＮＤゲート６の他方の入力へ出力を接続したコンパレータ８とから構成されている。
【００９５】
コンパレータ８の非反転入力は、減算器１１を介して後述する最大電位ＶｉＭａｘの電位に設定された第１基準電源１２に接続し、最大電位ＶｉＭａｘが入力され、又、反転入力は、加算器９を介してＩｐ検出抵抗２２とスイッチ素子３の接続点に入力端子Ｉｄを接続し、一次巻線２ａに流れる一次巻線電流ＩｐによるＩｐ検出抵抗２２の電圧降下Ｖｉｐを入力するようになっている。従って、電圧降下Ｖｉｐは、一次巻線電流Ｉｐに定数であるＩｐ検出抵抗２２の抵抗値ｒｉｐを乗じたものであり、一次巻線電流Ｉｐの値を表すものとなる。
【００９６】
また、コンパレータ８の他方に入力される最大電位ＶｉＭａｘは、スイッチング電源回路１０で発生する電力Ｐから定めたものである。
【００９７】
すなわち、このスイッチング電源回路１０は、一次巻線２ａのインダクタンスをＬｐ、ターンオフ時の一次巻線２ａに流れる最大電流をＩｐｍａｘとして、
【数２９】
からなる電力Ｐを一次巻線２ａに発生させ、二次巻線２ｂに伝達するコンバーターであり、その電力Ｐは、一次巻線２ａのインダクタンスＬｐと発振周期Ｔｃを定数とすれば、最大電流Ｉｐｍａｘの二乗に比例するものとなる。
【００９８】
従って、始めに、二次側の出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷の大きさに応じた適正な電力Ｐを求め、（９）式を用いて最大電流Ｉｐｍａｘを設定し、その値に抵抗値ｒｉｐを乗じて最大電位ＶｉＭａｘを設定する。
【００９９】
このように抵抗値ｒｉｐを乗じて電圧換算するのは、コンパレータ８の他方に入力される電圧降下Ｖｉｐが、一次巻線電流Ｉｐに抵抗値ｒｉｐを乗じたものであり、等倍率で、一次巻線電流Ｉｐと最大電流Ｉｐｍａｘとを比較するためである。
【０１００】
従って、両者を直接、電流値として比較してもよいが、ここでは電圧値に換算することにより、演算回路での加算やコンパレータによる比較処理を容易にしている。
【０１０１】
加算器９、減算器１１に他の値が加わっていないこのスイッチング電源回路１０の基本動作を簡単に説明すると、発振器７から「Ｌ」が出力されている間は、ＡＮＤゲート６の出力端子Ｖｇも「Ｌ」となり、スイッチ素子３はオフ制御されている。この状態では、一次巻線電流Ｉｐが流れていないので、電圧降下Ｖｉｐは、「０」であり、最大電位ＶｉＭａｘと比較するコンパレータ８の出力は、「Ｈ」となっている。
【０１０２】
発振器７の出力が「Ｈ」に転じると、コンパレータ８の出力も「Ｈ」であるので、ＡＮＤゲート６の出力端子Ｖｇは「Ｈ」に転じ、スイッチ素子３のゲートに順方向バイアス電圧が加わりターンオンする。その結果、直流電源１に直列に接続された一次巻線２ａに励磁電流Ｉｐが流れ始め、トランス２の各巻線に誘導起電力が生じる。
【０１０３】
図３に示すように、一次巻線電流Ｉｐは、ターンオン後に経過時間ｔに比例して上昇し、Ｔ１後に最大電流Ｉｐｍａｘに達すると、電圧降下Ｖｉｐが最大電位ＶｉＭａｘに達し、コンパレータ８の出力は、「Ｌ」に転じる。
【０１０４】
これによりＡＮＤゲート６の出力端子Ｖｇは「Ｌ」となり、スイッチ素子３はターンオフ制御され、一次巻線２ａに流れる電流が実質的に遮断される。尚、「Ｌ」に転じたコンパレータの出力は、オフ制御を保つため、少なくとも発振器７から出力されるクロックが「Ｈ」から「Ｌ」に転じるまで、その状態が維持される。
【０１０５】
このターンオフによって、トランス２の各巻線にはいわゆるフライバック電圧が生じ、二次出力巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４と平滑コンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路４、１３により整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力Ｐとして出力される。
【０１０６】
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｂに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わると、図２（ｃ）の一次巻線２ａの電圧（Ｖ２ａ）波形に示すように、一次巻線２ａやスイッチ素子３の浮遊容量と一次巻線２ａとの直列共振により、振動を開始しその振幅は次第に減少する。
【０１０７】
各巻線に発生していた電圧が降下した後に、再び発振器７から出力されるクロックは「Ｌ」から「Ｈ」となり、スイッチ素子３のオン制御され、このようにして固定周期Ｔｃで一連の発振動作が繰り返される。
【０１０８】
この発振動作において、トランス２の各巻線に発生するフライバック電圧は、その巻数に比例するので、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａと二次出力巻線２ｂのフライバック電圧Ｖ２ｂは、一次巻線２ａの巻数をＮｐ、二次出力巻線２ｂの巻数をＮｓとすれば、
【数３０】
で表すことができる。
【０１０９】
Ｎｐ、Ｎｓは、回路素子により定まる定数であるので、ここでは、（１０）式における出力電圧Ｖ２ｂを、定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔに設定し、
【数３１】
から得られる設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが一致するように、トランス２の一次側で制御するものである。
【０１１０】
一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａを設定電圧Ｖ２ａｓｅｔとする為に、本実施の形態では、スイッチング電源回路１０に、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａを監視する誤差増幅器１４と、誤差増幅器１４の出力に接続されたサンプルホールド回路１５と、非反転入力を誤差増幅器１４に接続し、反転入力を、通常は設定電圧Ｖ２ａｓｅｔの電位を出力する可変型第２基準電源１６に接続させた誤差増幅器１８と、クランプ回路１９及び上述の加算器９とが備えられている。
【０１１１】
誤差増幅器１４は、非反転入力を、抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部に接続された入力端子Ｖｄに接続し、反転入力を、抵抗２１を介して高圧側端部の電位である直流電源１の高圧側端子１ａに接続し、一次巻線２ａに発生するフライバック電圧Ｖ２ａを出力する。
【０１１２】
図２に示すように、一次巻線２ａに発生する電圧Ｖ２ａは、ターンオフした直後のＴ４時間は安定しないので、サンプルホールド回路１５は、Ｔ１が経過した後、図示しない遅延回路によりＴ４時間以上遅延させた時から一次巻線２ａに発生する電圧Ｖ２ａのピーク値をサンプリングし、出力時間Ｔ２より前であって所定の検出時間Ｔ５が経過した時点（後述するコンパレータ２７で検出する）でトリガーし、サンプリング値、すなわちフライバック電圧Ｖ２ａを誤差増幅器１８へ出力する。
【０１１３】
ここでは可変型第２基準電源１６が、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔをそのまま誤差増幅器１８へ出力するものとして、誤差増幅器１８は、
【数３２】
で表される差電圧ｄＶ（図２（ｃ）参照）をクランプ回路１９へ出力する。
【０１１４】
クランプ回路１９は、この差電圧ｄＶを加算器９の一方へ出力し、入力端子Ｉｄから入力される電圧降下Ｖｉｐに加えて、コンパレータ８へ出力する。従って、コンパレータ８は、差電圧ｄＶが加えられたこの補正電圧降下Ｖｉｐ´を電圧降下Ｖｉｐとして、最大電位ＶｉＭａｘと比較する。
【０１１５】
電圧降下Ｖｉｐが表す一次巻線電流Ｉｐは、一次巻線２ａの電圧をＶ２ａ、一次巻線２ａのインダクタンスをＬｐとすると、
【数３３】
で表され、ターンオン後に一次巻線２ａに加わえられる電圧に比例して上昇する。
【０１１６】
ここで、スイッチ素子３のオン期間に一次巻線２ａに印加される電圧Ｖ２ａに比べて、回路上の励磁電流による他の電圧降下分を無視すれば、電圧Ｖ２ａは、直流電源１の電源電圧Ｖｃｃと置き換えることができ、図３に示すように、ターンオンした後、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐは、電源電圧Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐにほぼ比例して上昇し、最大電位ＶｉＭａｘに達したＴ１後にターンオフする。
【０１１７】
一方、検出したフライバック電圧Ｖ２ａが定電圧制御しようとする設定電圧Ｖ２ａｓｅｔを越えて差電圧ｄＶが正の値である場合には、補正電圧降下Ｖｉｐ´は、Ｔ１が経過する前のＴ１´で最大電位ＶｉＭａｘに達し、オン時間Ｔ１が短縮される。
【０１１８】
これにより、トランス２に発生する電気エネルギーは減少し、二次出力巻線電圧Ｖ２ｂは、定電圧制御しようとする出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔに近づく。
【０１１９】
逆に、検出したフライバック電圧Ｖ２ａが定電圧制御しようとする設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下で、差電圧ｄＶが負の値である場合には、補正電圧降下Ｖｉｐ´は、Ｔ１が経過した後に最大電位ＶｉＭａｘに達し、オン時間Ｔ１が延長される。その結果、トランス２に発生する電気エネルギーは増加し、この場合にも、二次出力巻線電圧Ｖ２ｂは定電圧制御しようとする出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔに近づく。
【０１２０】
以下、この方法を繰り返すことにより、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、設定値Ｖ２ｂｓｅｔで出力され、定電圧制御を行うことができる。
【０１２１】
ところで、本実施の形態では、検出したフライバック電圧Ｖ２ａが定電圧制御しようとする設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下の場合には、二次側出力線に大きな負荷が接続され、過大な電流が各巻線に発生している可能性があるので、オン時間Ｔ１を延長させず、図示しない回路により定電流制御を行う。従って、差電圧ｄＶが負の値である場合には、クランプ回路１９から差電圧ｄＶを出力しない。
【０１２２】
また、クランプ回路１９は、差電圧ｄＶの上限を許容最大差電圧ｄＶＬＩＭに設定するもので、正の値の差電圧ｄＶが許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを越えたときには、許容最大差電圧ｄＶＬＩＭが加算器９へ出力される。
【０１２３】
許容最大差電圧ｄＶＬＩＭは、スイッチング電源回路１０が発振動作するために必要な一次巻線２ａに流れる最小電流をＩｐｍｉｎとしたときに、
【数３４】
から求める値に設定する。
【０１２４】
これにより、現実に一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐが最小電流Ｉｐｍｉｎに達する前に、補正電圧降下Ｖｉｐ´が最大電位ＶｉＭａｘに達し、ターンオフしてしまうことがなく、確実に発振動作を連続させることができる。
【０１２５】
一方、二次側に大きな抵抗値の負荷が接続された場合には、検出したフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔを大きく上回る過電圧となることがあり、この状態では一次巻線２ａの最大電流Ｉｐｍａｘが低く、電圧降下Ｖｉｐに許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを加えても、最大電位ＶｉＭａｘに達しないことがある。
【０１２６】
すなわち、
【数３５】
で求められる最小電位Ｖｉｍｉｎに電圧降下Ｖｉｐが達しない場合であり、図１に示すコンパレータ２５と第３基準電源２６とからなる過電圧保護回路は、この過電圧の状態を回避するように作用する。
【０１２７】
コンパレータ２５の非反転入力は、最小電位Ｖｉｍｉｎの電位よりわずかに低い電位に設定された第３基準電源２６に接続し、又、反転入力は、入力端子Ｉｄに接続し、一次巻線２ａに流れる一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐを入力するようになっている。
【０１２８】
コンパレータ２５の出力に接続された発振器７は、前述したように、固定周期Ｔｃでクロックパルスを発振するが、コンパレータ２５から「Ｌ」を入力することを条件に次の周期のクロックパルスを発振し、「Ｌ」が入力されない場合には、一定期間（例えば、１０乃至２０ｍｓｅｃ）発振を停止した後、次の周期のクロックパルスを発振する。
【０１２９】
このように構成された過電圧保護回路によれば、上述のように電圧降下Ｖｉｐが最小電位Ｖｉｍｉｎ達しない過電圧の状態で、コンパレータ８の出力は、「Ｌ」に転じないが、発振器７のクロックパルスが「Ｈ」から「Ｌ」となったときに、ターンオフする。一方、コンパレータ２５の出力は「Ｌ」に転じることがないので、発振器７において、一定期間（例えば、１０乃至２０ｍｓｅｃ）クロックパルスの発振が停止され、クロックパルスは「Ｈ」に転じない。その結果、スイッチ素子３は、ターンオンせず、トランス２に蓄積されていた電気エネルギーは、二次側の負荷で消費されて徐々に低下し、過電圧の状態が解消する。
【０１３０】
また、補正電圧降下Ｖｉｐ´が最大電位ＶｉＭａｘに達する通常の動作状態では、電圧降下Ｖｉｐが最小電位Ｖｉｍｉｎに達したときに、コンパレータ２５の出力は「Ｌ」に転じ、発振器７から固定周期Ｔｃが経過した後次のクロックパルスが発振されるので、途絶えることなく連続したクロックパルスが発振される。
【０１３１】
以上の実施の形態では、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂを設定電圧Ｖ２ｂｓｅｔに定電圧制御するものであるが、整流平滑化回路４、１３の出力電圧Ｖ２Ｏは、必ずしも精度よく定電圧とならない。
【０１３２】
すなわち、整流平滑化回路４、１３の出力電圧Ｖ２ｏは、整流平滑化回路のダイオード４の順方向電圧降下分をＶｆとすれば、
【数３６】
で表され、順方向電圧降下分Ｖｆは、通過する電流値、すなわち二次出力巻線２ｂの電流Ｉｓに比例するので、出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御しても定電圧とはならない。
【０１３３】
スイッチング電源回路１０の発振動作において、二次出力巻線２ｂに発生する最大電流Ｉｓｍａｘは、二次出力巻線２ｂの出力電圧をＶ２ｂ、二次出力巻線２ｂのインダクタンスをＬｓ、整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２とすれば、
【数３７】
で表すことができる。
【０１３４】
ダイオード４の順方向電圧降下分の出力電流Ｉｓｍａｘに対する比例定数をｋとすれば、（１３）式は、（１４）式を用いて
【数３８】
となり、更に（１５）式を
【数３９】
を用いて、Ｖ２ｂをＶ２ａに置き換えれば、
【数４０】
が得られる。
【０１３５】
従って、（１６）式における出力電圧Ｖ２ｏを、定電圧制御しようとする整流平滑回路の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔに設定し、
【数４１】
から得られる設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが一致するように、トランス２の一次側で制御する。
【０１３６】
ここで、Ｎｐ、Ｎｓ、Ｌｓ、ｋは、回路素子により定まる定数であるので、整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出して、その値を（２）式へ代入して得られる設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に、一次巻線２ａのフライバックＶ２ａを一致させることにより、整流平滑回路の出力電圧Ｖ２ｏも出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔに定電圧制御できる。
【０１３７】
図１のスイッチング電源回路１０において、（２）式から得られる設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´を、誤差増幅器１８の反転入力に入力すれば、上述方法で整流平滑回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御することができ、この為、スイッチング電源回路１０には、更にコンパレータ２７と、Ｔ２時間−電圧変換回路２８と、サンプリングホールド回路２９を備えている。
【０１３８】
（２）式で用いる出力時間Ｔ２の検出は、トランス２の二次側のダイオード４に電流が流れる時間を測定することにより容易に得られるが、ここではトランス２の一次側回路のみで定電圧制御を行うように、コンパレータ２７により出力時間Ｔ２を検出している。すなわち、コンパレータ２７は、非反転入力を、抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部に接続された入力端子Ｖｄに接続し、反転入力を、抵抗２１を介して高圧側端部の電位である直流電源１の高圧側端子１ａに接続し、一次巻線２ａの両端の電位を比較している。
【０１３９】
トランス２の二次側に出力電流が表れる出力時間Ｔ２は、トランス２に蓄積されるエネルギーの放出期間であり、この時間は、図２に示すように、発振用スイッチ素子３がターンオフしてから一次巻線２ａに発生するフライバック電圧が減少し固有振動を開始することにより、一次巻線２ａの両端の極性が逆転し、トランス２への印加電圧を中心に電位が変動するまでの時間に等しい。
【０１４０】
従って、出力時間Ｔ２は、スイッチ制御回路５がターンオフするオフ制御信号を出力して一次巻線２ａの極性が逆転した時から、固有振動を開始し再びその極性が逆転するまでの時間、すなわちコンパレータ２７が「Ｈ」を出力する期間より検出する。
【０１４１】
尚、ターンオフした後、固有振動により一次巻線電圧Ｖ２ａ波形が最初の極小値に達するまでの時間は、一次巻線２ａの極性が逆転するまでの時間にほぼ近似するので、出力時間Ｔ２は、オフ制御信号を出力してから、最初の極小値に達するまでの時間を計測し、その時間から検出してもよい。
【０１４２】
Ｔ２時間−電圧変換回路２８の入力は、コンパレータ２７の出力に接続し、コンパレータ２７から「Ｈ」が入力される期間を出力時間Ｔ２とし、出力時間Ｔ２を用いて、Ｎｐ÷Ｎｓ÷（１−Ｔ２×ｋ÷Ｌｓ）の値を電圧換算した制御電圧Ｖｋをサンプルホールド回路２９へ出力し、サンプルホールド回路２９は、次の発振周期の出力時間Ｔ２をコンパレータ２７が検出するまで、その制御電圧Ｖｋを可変型第２基準電源１６へ出力する。
【０１４３】
可変型第２基準電源１６は、制御電圧Ｖｋが入力されると（２）式から得られる設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´の電位を誤差増幅器１８の反転入力へ出力し、これによりフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´となるように、オン時間Ｔ１を制御する。
【０１４４】
以下、発振周期毎に出力時間Ｔ２を検出して同様の制御を繰り返すことにより、整流平滑化回路４、１３の出力電圧Ｖ２ｏは、ダイオード４の電圧降下分Ｖｆを考慮した設定電圧Ｖ２ｏｓｅｔとなるように制御され、定電圧制御を行うことができる。
【０１４５】
以上のいずれの実施の形態においても、補正電圧降下Ｖｉｐ´が最大電位ＶｉＭａｘに達するような一次巻線電流Ｉｐを入力してから、現実にスイッチ素子３がターンオフするまでには、加算器９、コンパレータ８、ＡＮＤゲート６、スイッチ素子３等の回路素子に固有の遅延が生じている。
【０１４６】
前述したように、一次巻線電流Ｉｐは、一次巻線２ａの電圧をＶ２ａ、一次巻線２ａのインダクタンスをＬｐとすると、
【数４２】
で表され、ターンオン後に一次巻線２ａに加わえられる電圧に比例して上昇する。
【０１４７】
ここで、スイッチ素子３のオン期間に一次巻線２ａに印加される電圧Ｖ２ａに比べて、回路上の励磁電流による他の電圧降下分を無視すれば、電圧Ｖ２ａは、直流電源１の電源電圧Ｖｃｃと置き換えることができ、（１１）式は、
【数４３】
で表すことができる。
【０１４８】
従って、上記回路素子による遅延時間の総和をδｔとすると、その増加分δＩｐは、（１７）式より
【数４４】
となり、図４に示すように、ターンオフの際の補正電圧降下Ｖｉｐ´は、最大電位ＶｉＭａｘに達したと判定したときよりも、Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐ×δｔだけ増加することとなる。
【０１４９】
そこで、この増加分を考慮し、
【数４５】
から求めた最大電位ＶｉＭａｘ´を、コンパレータ８において補正電圧降下Ｖｉｐ´と比較する最大電位ＶｉＭａｘとすれば、補正電圧降下Ｖｉｐ´が最大電位ＶｉＭａｘに達する一次巻線電流Ｉｐが流れているタイミングでターンオフすることができる。
【０１５０】
尚、この回路素子の遅延による誤差は、上記増加分（Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐ×δｔ）を、補正電圧降下Ｖｉｐ´に加えて、最大電位ＶｉＭａｘと比較してもよい。
【０１５１】
図１に示すスイッチング電源回路１０においては、遅延補正回路１７を、抵抗２１を介して高圧側端部の電位である直流電源１の高圧側端子１ａに接続して電源電圧Ｖｃｃを入力し、遅延補正回路１７で遅延時間による増加分（Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐ×δｔ）を生成し、減算器１１へ出力することにより、第１基準電源１２の最大電位ＶｉＭａｘへ加えて、上述の補正処理を行っている。
【０１５２】
図５は、トランス２の一次側に副巻き線２ｃが設けられている場合に、この副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃを監視して、差電圧ｄＶを得たり、出力時間Ｔ２を検出する本発明に係る他の実施の形態に係るスイッチング電源回路５０を示す回路図である。
【０１５３】
スイッチング電源回路５０は、図１に示すスイッチング電源回路１０と比較し、副巻き線２ｃがトランス２に更に設けられ、入力端子Ｖｄを、抵抗２４を介して副巻き線２ｃの低圧側端部に接続している構成が異なるだけである。
【０１５４】
スイッチング電源回路５０が発振動作している間は、上述のようにトランス２の各巻線に発生するフライバック電圧は、その巻数に比例するので、副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃも二次出力巻線２ｂのフライバック電圧Ｖ２ｂに比例し、両者は、副巻き線２ｃの巻数をＮｔ、二次出力巻線２ｂの巻数をＮｓとすれば、
【数４６】
で表すことができる。
【０１５５】
Ｎｔ、Ｎｓは、回路素子により定まる定数であるので、スイッチング電源回路５０においては、（１７）式における出力電圧Ｖ２ｂを、定電圧制御しようとする副巻き線２ｃの出力電圧Ｖ２ｃｓｅｔに設定し、
【数４７】
から得られる設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔに副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃが一致するように、トランス２の一次側で制御するものである。
【０１５６】
従って、スイッチング電源回路１０との比較では、誤差増幅器１４の非反転入力を、抵抗２４を介して副巻き線２ｃの一側端部に接続し、反転入力を、接地側である副巻き線２ｃの他側端部に接続し、副巻き線２ｃに発生するフライバック電圧Ｖ２ｃを出力している。
【０１５７】
このフライバック電圧Ｖ２ｃが入力される誤差増幅器１８の他側には、可変型第２基準電源から設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔが入力され、フライバック電圧Ｖ２ｃと設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔとの差電圧ｄＶが出力される。
【０１５８】
また、整流平滑回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する場合には、ダイオード４の降下分を考慮して（２）式と同様に、
【数４８】
から得られる設定電位Ｖ２ｃｓｅｔ´を、フライバック電圧Ｖ２ｃと比較する設定電位Ｖ２ｃｓｅｔとして誤差増幅器１８の反転入力へ出力する。
【０１５９】
（４）式において、設定電位Ｖ２ｃｓｅｔ´を得るための出力時間（Ｔ２）は、二次出力巻線２ｂの電圧Ｖ２ｂに対し巻線比に比例する副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃからも得られるので、ここでは、誤差増幅器１４と同様に、副巻き線２ｃの両端を、コンパレータ２７の一対の入力にそれぞれ接続し、副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃが、ターンオフ後、その極性が反転するまでの時間から出力時間Ｔ２を検出している。
【０１６０】
他の構成については、上記実施の形態と同一であるので、その説明を省略する。
【０１６１】
図６は、本発明の更に他の実施の形態に係るスイッチング電源回路６０の定電圧出力制御装置を示す回路図である。
【０１６２】
図６に示すスイッチング電源回路６０は、誤差増幅器１８から出力される差電圧ｄＶにより、直接スイッチ素子３をオン制御するパルス制御信号のパルス幅をパルス幅変調し、差電圧ｄＶでオン時間Ｔ１を調整するものである。従って、上述各実施の形態と異なるスイッチング電源回路６０の構成を主として説明し、共通する構成については同一の番号を付してその説明を省略する。
【０１６３】
図６において、６１は、発振器７から出力される固定周期Ｔｃのクロックパルスを積分した波形とする積分回路、６２は、反転入力にこの積分回路６１の出力を入力し、非反転入力に、クランプ回路１９から出力される差電圧ｄＶを入力するコンパレータで、これらは、発振器７、ＡＮＤゲート６とともにＰＷＭ変調回路６３を構成している。
【０１６４】
図中の誤差増幅器１８は、上記各実施の形態と同様に差電圧ｄＶをクランプ回路１９へ出力するもので、従って、二次出力巻線２ｂに表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御する場合は、
【数４９】
で表される差電圧ｄＶであり、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する場合は、
【数５０】
で表される差電圧ｄＶである。
【０１６５】
発振器７は、上述の実施の形態と同様に、図７（ａ）に示す固定周期Ｔｃのクロックパルスを出力するもので、このクロックパルスは、ＡＮＤゲート６の一方入力と、積分回路６１に出力される。
【０１６６】
積分回路６１に入力されたクロックパルスは、図７（ｂ）の積分した波形でコンパレータ６２の反転入力に入力され、コンパレータ６２において、クランプ回路１９を介して非反転入力に入力される差電圧ｄＶと、図７（ｃ）に示すように比較される。
【０１６７】
その結果、コンパレータ６２から出力される図７（ｄ）に示すパルス波形は、差電圧ｄＶの値によって「Ｈ」を出力するパルス幅が変動するものとなる。
【０１６８】
ＡＮＤゲート６は、発振器７から出力される固定周期Ｔｃのクロックパルスと、コンパレータ６２から出力されるパルス波形の論理積を、図７（ｅ）に示すパスル制御信号として出力するが、差電圧ｄＶの値によって変動するパルス波形により、パルス制御信号の「Ｈ」のパルス幅も差電圧ｄＶの値に応じて増減する。
【０１６９】
パルス制御信号の「Ｈ」を出力している間、スイッチ素子３がオン制御されるので、これにより差電圧ｄＶの値によってオン時間Ｔ１が制御される。すなわち、正の差電圧ｄＶが入力されればその値に応じて、パルス制御信号の「Ｈ」のパルス幅が短くなり、オン時間Ｔ１が短縮制御され、逆に負の差電圧ｄＶが入力されれば、その値に応じてパルス制御信号の「Ｈ」のパルス幅が長くなり、オン時間Ｔ１が延長制御される。
【０１７０】
以上の各実施の形態において、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する場合には、スイッチング電源回路全体の発振動作が安定するまでの出力期間Ｔ２は不安定であり、（２）式から求める設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´が得られないので、安定動作するまでは、差電圧ｄＶを電圧降下Ｖｉｐに加えずに、オン時間Ｔ１を一定にしておくことが望ましい。
【０１７１】
また、上述の定電圧制御は、必ずしも各周期Ｔｃ毎に行う必要はなく、例えば、発振周期Ｔｃとは異なるより長い周期毎に行ってもよい。
【０１７２】
更に、本発明によれば、単に設定した基準電圧値に対してこれを越える出力電圧が発生した場合にのみその電圧を低下させるだけでなく、二次出力巻線２ｂ若しくは整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｂ若しくはＶ２ｏとして、その設定した出力電圧が得られるので、従来例で説明したようなトランス２の二次側に出力検出回路を有し、フォトカプラなどの絶縁された信号伝達素子を介してその検出信号を一次側へ伝送する帰還回路を備えたスイッチング電源回路に対しても適用して、利用することができる。
【０１７３】
また、上述の各スイッチング電源回路１０、５０、６０の記号Ｕで示す一点鎖線内で囲まれた各素子は、アナログ入力端子Ｖｃｃ、Ｖｄ、Ｉｄを介して入出力を行う１チップの回路部品に集積化することができる。
【０１７４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ等を調整するだけで、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂ若しくは整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを、所定値に設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔ、Ｖ２ｏｓｅｔに高精度に定電圧制御を行うことができる。従って、仕様変更に簡単に対応させることができ、安定した品質のスイッチング電源回路を量産することができる。
【０１７５】
一次巻線電流Ｉｐを、電圧である電圧降下Ｖｉｐで表すので、演算処理することなく、コンパレータを用いた比較回路で定電圧制御をしようとする設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ等と容易に比較することができる。
【０１７６】
また、トランスの二次側の出力電圧検出回路や光結合素子を設けない一次側の回路のみで、二次側の定電圧出力制御を行うことができる。
【０１７７】
また、請求項２、４、８及び請求項１３の発明によれば、更に、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｂを所定の出力電圧Ｖ２ｃｓｅｔに近づける高精度な定電圧出力制御ができる。
【０１７８】
請求項３と請求項４の発明によれば、トランス２に副巻き線２ｃが設けられている場合には、そのその副巻き線２ｃの電位Ｖ２ｃを監視し、設定電位Ｖ２ｃｓｅｔに一致させることにより、二次側の定電圧出力制御を行うことができる。
【０１７９】
請求項５、６、１５及び請求項１６の発明によれば、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを設定電圧Ｖ２ｏｓｅｔに定電圧制御する場合に、一次側の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ、Ｖ２ｃｓｅｔを得るための出力時間Ｔ２を、トランスの一次側から検出できる。
【０１８０】
請求項７乃至請求項１１の発明によれば、電圧降下Ｖｉｐが、最大電流Ｉｐｍａｘに抵抗値ｒｉｐを乗じた最大電位ＶｉＭａｘに達したときに発振用スイッチ素子３をオフ制御して各発振で発生する電力を一定値としながら、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂ若しくは整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを、所定値に設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔ、Ｖ２ｏｓｅｔに高精度に定電圧制御を行うことができる。
【０１８１】
請求項９と請求項１４の発明によれば、差電圧ｄＶの最大値を許容最大差電圧ｄＶＬＩＭとするので、スイッチング電源回路を定電圧制御するために最小限必要な一次巻線電流Ｉｐが各発振周期で確保される。
【０１８２】
請求項１０の発明によれば、一次巻線電流Ｉｐを監視することにより、過大な出力電圧が発生が防止される。
【０１８３】
請求項１１の発明によれば、回路素子による遅れがあっても、精度よく定電圧制御ができる。
【０１８４】
請求項１２と請求項１３の発明によれば、ＰＷＭ変調回路を用いた簡単な回路で、一次巻線２ａの電圧Ｖ２ａと設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ、Ｖ２ａｓｅｔ´との差電圧ｄＶに応じて、オン時間（Ｔ１）を調整できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源回路１０の回路図である。
【図２】スイッチング電源回路１０の各部の電圧若しくは電流波形を拡大して示し、
（ａ）は、トランス２の一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを、
（ｂ）は、トランス２の二次出力巻線２ｂに流れる電流Ｉｓを、
（ｃ）は、トランス２の一次巻線２ａの電圧Ｖ２ａを、
それぞれ示す波形図である。
【図３】ターンオン後に上昇する電圧降下Ｖｉｐと補正電圧降下Ｖｉｐ´を比較して示すグラフである。
【図４】最大電位ＶｉＭａｘに達したと判定したときの補正電圧降下Ｖｉｐ´と、現実にターンオフした際の補正電圧降下Ｖｉｐ´を比較して示すグラフである。
【図５】本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電源回路５０の回路図である。
【図６】本発明の更に他の実施の形態に係るスイッチング電源回路６０の定電圧出力制御装置を示す回路図である。
【図７】ＰＷＭ変調回路６３の
（ａ）は、発振器７から出力されるクロックパルスを、
（ｂ）は、積分回路６１から出力される積分信号を、
（ｃ）は、コンパレータ６２の入力信号を、
（ｄ）は、コンパレータ６２の出力信号を、
（ｅ）は、ＡＮＤゲート６から出力されるパルス制御信号を、
示す波形図である。
【図８】従来のスイッチング電源回路１００の回路図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ トランス
２ａ 一次巻線
２ｂ 二次出力巻線
２ｃ 副巻き線
３ 発振用スイッチ素子
４ 整流用ダイオード（整流平滑化回路）
５ スイッチ制御回路
７ 発振器（発振回路）
９ 加算器（加算回路）
１３ 平滑コンデンサ（整流平滑化回路）
１４ 誤差増幅器（電圧監視部）
１８ 誤差増幅器（差電圧生成回路）
２２ Ｉｐ検出抵抗
２７ コンパレータ（出力時間検出部）
６３ ＰＷＭ変調回路
Ｔ１ オン時間
Ｔ２ 整流平滑化回路に出力が表れる出力時間
Ｔｃ 発振周期
Ｖｃｃ 直流電源の電源電圧
Ｖ２ａ 一次巻線電圧（フライバック電圧）
Ｖ２ａｓｅｔ 設定電圧
Ｖ２ａｓｅｔ´ 設定電圧
Ｖ２ｂ 二次出力巻線に表れる出力電圧
Ｖ２ｂｓｅｔ 定電圧制御しようとする二次出力巻線出力電圧
Ｖ２ｃ 副巻き線電圧（フライバック電圧）
Ｖ２ｃｓｅｔ 設定電圧
Ｖ２ｃｓｅｔ´ 設定電圧
Ｖ２ｏ 整流平滑化回路の出力電圧
Ｖ２ｏｓｅｔ 定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧
ｄＶ 差電圧
ｄＶＬＩＭ 許容最大差電圧
Ｖｉｐ 電圧降下
Ｖｉｐ´ 補正電圧降下
ＶｉＭａｘ 最大電位
ＶｉＭａｘ´ 補正最大電位
Ｖｉｍｉｎ 最小電位
Ｉｐ 一次巻線電流
Ｉｄ 入力端子（一次電流検出部）
Ｉｐｍａｘ 最大電流
Ｉｐｓｅｔ 設定電流
Ｉｐｓｅｔ´ 設定電流
Ｎｐ 一次巻線の巻数
Ｎｓ 二次出力巻線の巻数
Ｎｔ 副巻き線の巻数
Ｌｐ 一次巻線のインダクタンス
Ｌｓ 二次出力巻線のインダクタンス
ｋ 整流用ダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数
δｔ 差電圧ｄＶを加えて最大電位ＶｉＭａｘに達する電圧降下Ｖｉｐを検出 した後、発振用スイッチ素子がオン制御を停止するまでの時間差
ｒｉｐ Ｉｐ検出抵抗の抵抗値
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源回路のトランスの二次側から出力される出力電圧を定電圧制御する定電圧出力制御方法と出力制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路は、トランスの一次巻線に励磁電流を流し、トランスに蓄積されるエネルギーを二次出力巻線の出力として放出するもので、安定化電源として小型、軽量、高効率であることから、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどの電源回路に用いられている。
【０００３】
従来この種のスイッチング電源回路は、二次側の整流平滑化回路の出力に、過大な出力電力が生じないように、整流平滑化回路の出力電圧や電流を監視し、その監視結果をフォトカプラー等の絶縁された信号伝達素子を用いて一次側へ伝達している。一次側では、その伝達信号から発振用スイッチ素子をオン、オフ制御し、一次巻線に流れる励磁電流のオン時間（励磁時間）とオフ時間を制御することで出力電圧を定電圧制御している（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−１３６１１６号公報
【０００５】
以下、この従来のスイッチング電源回路１００による定電圧制御を、図８の回路図で説明する。
【０００６】
１は、高圧側端子１ａと、低圧側端子１ｂからなる不安定な直流電源で、２は、一次巻線２ａと、二次出力巻線２ｂとからなるトランス、３は、電界効果トランジスタで構成された発振用スイッチ素子、２２は、一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを検出するためのＩｐ検出抵抗である。発振用スイッチ素子３は、一次巻線２ａの一端と、Ｉｐ検出抵抗２２を介した低圧側端子１ｂとの間に接続され、ゲートに接続されたスイッチ制御回路１０１により所定の周期でオンオフ制御され、回路１００全体が発振する。
【０００７】
トランス２の二次側出力に示される４と１３は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオードと平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｂの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力する。
【０００８】
出力線２０ａ、２０ｂ間には、その出力電圧と出力電流を監視し、いずれかが所定の基準電圧若しくは基準電流を越えた際に、図中のフォトカプラ発光素子３５ａを発光させる電圧監視回路と電流監視回路からなる出力監視回路が設けられている。
【０００９】
電圧監視回路は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間に、分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その中間タップ３２から出力電圧の分圧を得て、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力している。また、誤差増幅器３３ａの非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、電圧監視用基準電源３４ａが接続され、非反転入力端子へ出力電圧の分圧と比較するための第１比較電圧を入力している。基準電圧は、分圧抵抗３０、３１の抵抗値、若しくは電圧監視用基準電源３４ａの第１比較電圧を変更することによって、任意の値に設定する。
【００１０】
誤差増幅器３３ａの出力側には、フォトカプラ発光素子３５ａが接続され、フォトカプラ発光素子３５ａは、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続すし、駆動電源の供給を受けている。
【００１１】
また、電流監視回路は、低圧側出力線２０ｂに電流検出用抵抗４３を介在させ、電流検出用抵抗４３の一端を誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に、他端を電流監視用基準電源３４ｂを介して非反転入力端子に入力している。
【００１２】
これによって、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流は、電流検出用抵抗４３の両端の電位差で表され、誤差増幅器３３ｂで電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧と比較して、所定の基準電流を越えたかどうかが判定される。基準電流は、電流検出用抵抗４３の抵抗値、若しくは電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧を変更することによって、任意の値に設定する。
【００１３】
誤差増幅器３３ｂの出力側は、出力電圧を監視する誤差増幅器３３ａの出力側とフォトカプラ発光素子３５ａとの接続点に接続されている。
【００１４】
尚、直列に接続された抵抗３７ａとコンデンサ３８ａ、及び、抵抗３７ｂとコンデンサ３８ｂは、それぞれ誤差増幅器３３ａ及び誤差増幅器３３ｂを安定動作させるための交流負帰還素子である。
【００１５】
トランス２の一次側には、フォトカプラ発光素子３５ａとフォトカップルするフォトカプラ受光素子３５ｂが、スイッチ制御素子１０１と直流電源１の低圧端子１ｂ間に接続されている。
【００１６】
スイッチ制御回路１０１は、フォトトランジスタで構成されたフォトカプラ受光素子３５ｂのコレクタ電流に応じて可変電圧を出力する可変型基準電源１０１ａと、コンパレータ１０１ｂと、発振器１０１ｃと、ＡＮＤゲート１０１ｄを内蔵している。
【００１７】
コンパレータ１０１ｂの反転入力は、発振用スイッチ素子３とＩｐ検出抵抗２２との接続点に接続し、非反転入力は、可変型基準電源１０１ａに接続し、これによって、Ｉｐ検出抵抗２２で電圧換算された一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐと可変基準電源１０１ａを介してフォトカプラ受光素子３５ｂがフォトカプラ発光素子３５ａから受けるリミット信号の受光量とを比較している。
【００１８】
コンパレータ１０１ｂの出力は、発振器１０１ｃの出力とともにＡＮＤゲート１０１ｄに入力され、ＡＮＤゲート１０１ｄの出力は、発振用スイッチ素子３のゲートに接続している。
【００１９】
このように構成されたスイッチング電源回路１００の動作は、可変型基準電源１０１ａがフォトカプラ発光素子３５からコレクタ電流を受けない状態、つまり出力が安定している通常の動作状態では、可変型基準電源１０１ａから所定値に設定された基準電圧Ｖｓｅｔをコンパレータ１０１ｂの非反転入力へ出力する。
【００２０】
一方、コンパレータ１０１ｂの反転入力には、一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを表すＩｐ検出抵抗２２の電圧が入力され、発振用スイッチ素子３がターンオンした後、時間とともに上昇する一次巻線電流Ｉｐと比較される。従って、コンパレータ１０１ｂは、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧が基準電圧Ｖｓｅｔに達するまで「Ｈ」を出力し、基準電圧Ｖｓｅｔを越えると「Ｌ」を出力する。
【００２１】
発振器１０１ｃは、スイッチング電源回路１００の発振周期Ｔｃに一致するクロックパルスをＡＮＤゲート１０１ｄへ出力し、その結果、ＡＮＤゲート１０１ｄは、クロックパルスが「Ｈ」であり、コンパレータ１０１ｂの出力が「Ｈ」、つまり一次巻線電流Ｉｐを表す電圧が基準電圧Ｖｓｅｔに達するまでの間、「Ｈ」を出力し、発振用スイッチ素子３をオン制御する。
【００２２】
これに対し、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電圧が基準電圧を越えて上昇すると、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力される分圧も上昇し、第１比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００２３】
また、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電流が基準電流を越えて上昇した場合も、誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に入力される電圧が上昇し、第２比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００２４】
その結果、出力電圧若しくは出力電流のいずれかが基準電圧若しくは基準電流を越えると、その超えた量に応じてフォトカプラ発光素子３５ａが発光量のリミット信号をフォトカプラ受光素子３５ｂへ発光する。
【００２５】
フォトカプラ受光素子３５ｂが、フォトカプラ発光素子３５ａからのリミット信号を受光すると、その受光量の増加に応じて、可変型基準電源１０１ａの出力電圧が基準電圧Ｖｓｅｔから低下し、コンパレータ１０１ｂの出力は、基準電圧Ｖｓｅｔを出力していた通常動作に比べて、早く「Ｌ」に転じる。
【００２６】
これにより、発振用スイッチ素子３をオン制御し、一次巻線２ａを励磁する時間Ｔ１が短縮され、一周期内でトランス２に蓄積されるエネルギーが低下するので、基準電圧若しくは基準電流を越えていた出力電圧若しくは出力電流は、自然に減少し、基準電圧若しくは基準電流以下となる。
【００２７】
その結果、フォトカプラ発光素子３５ａは発光を停止し、フォトカプラ受光素子３５ｂがリミット信号を受光しなくなるので、発振用スイッチング素子３は、再び基準電圧Ｖｓｅｔで制御される発振を繰り返し、負荷の電力に応じた安定した出力が得られる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この従来のスイッチング電源回路１００の定電圧出力制御方法は、定電圧に制御するために、電圧監視回路に、分圧抵抗３０、３１、電圧監視用基準電源３４ａを、スイッチ制御回路１０１に、基準電圧Ｖｓｅｔを出力する可変型基準電源１０１ａを、一次巻線２ａと直列にＩｐ検出抵抗２２をそれぞれ設けているが、これらの回路素子の回路定数のばらつきや、スイッチ制御回路１０１を集積回路としたときの集積回路自体のばらつきにより、高精度な定電圧出力特性を有する製品を安定かつ容易に量産できないという問題があった。
【００２９】
また、スイッチング電源回路に要求される出力電圧特性が異なると、上記各回路定数などをその都度設定したり、回路部品を交換する必要があり、余分な設計時間と回路部品調整時間が増加し、コスト上昇の原因となっていた。
【００３０】
更に、トランス２の二次側に、出力電圧検出回路を設けるために、回路部品数が増加し、回路全体が大型化する原因ともなっていた。
【００３１】
更に、トランス２の二次側の出力電圧検出回路で検出した出力電圧の増加を、一次側の制御で修正するために、フォトカプラ発光素子３５ａ、フォトカプラ受光素子３５ｂ等の光結合素子を設ける必要があり、コスト上昇とともに回路構成が複雑となっていた。
【００３２】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、使用する回路素子や集積回路にばらつきがあっても、高精度に出力電圧を定電圧制御可能なスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３３】
また、同一の回路部品で出力電圧の仕様が異なるスイッチング電源回路を量産できるスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３４】
また、トランスの二次側の出力電圧検出回路や光結合素子を設けない一次側の回路のみで、出力電圧を定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法とその装置を提供することを目的とする。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、二次出力巻線に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとして、
【数１５】
【００３６】
請求項２のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路のオン時間Ｔ１を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
【数１６】
フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とする。
【００３７】
請求項３のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、一次側に一次巻線と副巻き線２ｃを、二次側に二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、二次出力巻線に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、副巻き線２ｃの巻数をＮｔ、二次出力巻線の巻数をＮｓとして、
【数１７】
フライバック電圧Ｖ２ｃが設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ｃが設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とする。
【００３８】
請求項４のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、一次側に一次巻線と副巻き線２ｃを、二次側に二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオンオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備えたスイッチング電源回路のオン時間Ｔ１を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、副巻き線２ｃの巻数をＮｔ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
【数１８】
【００３９】
請求項５のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を、一次巻線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間から検出することを特徴とする。
【００４０】
請求項６のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法は、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を、トランスの副巻き線２ｃにフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間から検出することを特徴とする。
【００４１】
請求項７のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗が一次巻線と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部Ｉｄと、所定の周期で発振用スイッチ素子をオン制御し、電圧降下Ｖｉｐが、最大電流Ｉｐｍａｘに抵抗値ｒｉｐを乗じた最大電位ＶｉＭａｘに達したときに、一次巻線電流Ｉｐが最大電流Ｉｐｍａｘに達したとして、発振用スイッチ素子をオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、二次出力巻線に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部と、定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとし、
【数１９】
【数２０】
【００４２】
請求項８のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗が一次巻線と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部Ｉｄと、所定の周期で発振用スイッチ素子をオン制御し、電圧降下Ｖｉｐが、最大電流Ｉｐｍａｘに抵抗値ｒｉｐを乗じた最大電位ＶｉＭａｘに達したときに、一次巻線電流Ｉｐが最大電流Ｉｐｍａｘに達したとして、発振用スイッチ素子をオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部と、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部と、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
【数２１】
【数２２】
【００４３】
請求項９のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、差電圧生成回路から出力される差電圧ｄＶが許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを越えたときには、差電圧ｄＶを許容最大差電圧ｄＶＬＩＭとすることを特徴とする。
【００４４】
請求項１０のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、電圧降下Ｖｉｐが、
【数２３】
【００４５】
請求項１１のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、スイッチ制御回路が、差電圧ｄＶを加えて最大電位ＶｉＭａｘに達する電圧降下Ｖｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子がオン制御を停止するまでの時間差をδｔ、直流電源の電源電圧をＶｃｃ、一次巻線のインダクタンスをＬｐとし、
【数２４】
【００４６】
請求項１２のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、第１レベルと第１レベルに連続する第２レベルの出力期間を一周期Ｔｃとするパルス制御信号を固定周期Ｔｃで発振する発振回路と、パルス制御信号が第１レベルにあるときに、発振用スイッチ素子をオン制御し、第２レベルにあるときにオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、二次出力巻線に表れる出力電圧（Ｖ２ｂ）を定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗が一次巻線と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部Ｉｄと、一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部と、定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓとし、
【数２５】
【数２６】
【００４７】
請求項１３のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、第１レベルと第１レベルに連続する第２レベルの出力期間を一周期Ｔｃとするパルス制御信号を固定周期Ｔｃで発振する発振回路と、パルス制御信号が第１レベルにあるときに、発振用スイッチ素子をオン制御し、第２レベルにあるときにオフ制御するスイッチ制御回路と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、発振用スイッチ素子のオン時間Ｔ１を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧（Ｖ２ｏ）を定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗が一次巻線と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部Ｉｄと、一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部と、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部と、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線の巻数をＮｐ、二次出力巻線の巻数をＮｓ、二次出力巻線のインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
【数２７】
【数２８】
【００４８】
請求項１４のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、差電圧生成回路から出力される差電圧ｄＶが許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを越えたときには、差電圧ｄＶを許容最大差電圧ｄＶＬＩＭとすることを特徴とする。
【００４９】
請求項１５のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、一次巻線の電圧Ｖ２ａを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する一次巻線電圧監視回路を備え、一次巻線にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする。
【００５０】
請求項１６のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置は、トランスの一次側に更に設けられた副巻き線２ｃと、副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する副巻き線電圧監視回路を備え、副巻き線２ｃにフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする。
【００５１】
請求項１の発明では、定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔを（１）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｂを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔが得られる。
【００５２】
現実に発生する一次巻線のフライバック電圧Ｖ２ａが、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を短縮することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが減少し、フライバック電圧Ｖ２ａは減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００５３】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を延長することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが増加し、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００５４】
その結果、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔとなるように制御される。
【００５５】
請求項２の発明では、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔを（２）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｏを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´が得られる。
【００５６】
発生する一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を短縮することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが減少し、フライバック電圧Ｖ２ ａは減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００５７】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を延長することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが増加し、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００５８】
その結果、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏは、設定した出力電圧２ｏｓｅｔとなるように制御される。
【００５９】
請求項３の発明では、定電圧制御しようとする二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔを（３）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｂを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔが得られる。
【００６０】
発生する副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃが、設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ以上である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を短縮することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが減少し、フライバック電圧Ｖ２ａは減少して設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔに近づく。
【００６１】
また、副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃが、設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ以下である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を延長することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが増加し、フライバック電圧Ｖ２ｃは増加して設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔに近づく。
【００６２】
その結果、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔとなるように制御される。
【００６３】
請求項４の発明では、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔを（４）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｏを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´が得られる。
【００６４】
発生する副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃが、設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´以上である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を短縮することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが減少し、フライバック電圧Ｖ２ａは減少して設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´に近づく。
【００６５】
また、副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃが、設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´以下である場合には、その差電圧ｄＶに応じてオン時間Ｔ１を延長することにより、一周期でトランスに蓄積されるエネルギーが増加し、フライバック電圧Ｖ２ｃは増加して設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´に近づく。
【００６６】
その結果、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏは、設定した出力電圧２ｏｓｅｔとなるように制御される。
【００６７】
請求項７の発明では、定電圧制御しようとする二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔを（１）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｂを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔが得られる。
【００６８】
一次巻線（２ａ）のフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合には、（５）式で得られる差電圧ｄＶは正の値となり、補正電圧効果Ｖｉｐ´は、現実にターンオン後に一次巻線に流れる電流Ｉｐを表す電圧効果Ｖｉｐより大きく、早く最大電位Ｖｉｍａｘに達する。その結果、差電圧ｄＶの増加分だけ、オン時間Ｔ１が短縮され、フライバック電圧Ｖ２ａが減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００６９】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合には、差電圧ｄＶは、負の値となり、補正電圧効果Ｖｉｐ´は、現実にターンオン後に一次巻線に流れる電流Ｉｐを表す電圧効果Ｖｉｐより小さく、遅れて最大電位Ｖｉｍａｘに達する。その結果、差電圧ｄＶによる減少分だけ、オン時間Ｔ１が延長され、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００７０】
従って、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔとなるように制御される。
【００７１】
請求項８の発明では、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔを（２）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｏを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´が得られる。
【００７２】
一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合には、（５）式で得られる差電圧ｄＶは正の値となり、補正電圧効果Ｖｉｐ´は、現実にターンオン後に一次巻線に流れる電流Ｉｐを表す電圧効果Ｖｉｐより大きく、早く最大電位Ｖｉｍａｘに達する。その結果、差電圧ｄＶの増加分だけ、オン時間Ｔ１が短縮され、フライバック電圧Ｖ２ａが減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００７３】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合には、差電圧ｄＶは、負の値となり、補正電圧効果Ｖｉｐ´は、現実にターンオン後に一次巻線に流れる電流Ｉｐを表す電圧効果Ｖｉｐより小さく、遅れて最大電位Ｖｉｍａｘに達する。その結果、差電圧ｄＶによる減少分だけ、オン時間Ｔ１が延長され、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００７４】
従って、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏは、設定した出力電圧２ｏｓｅｔとなるように制御される。
【００７５】
請求項１２の発明では、定電圧制御しようとする二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔを（１）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｂを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔが得られる。
【００７６】
発振用スイッチのオン時間Ｔ１を表す第１レベルのパルス幅は、（５）式で得られる差電圧ｄＶによってパルス幅変調され、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合には、差電圧ｄＶの増加分に応じてパルス幅を狭まり、オン時間Ｔ１が短縮制御され、フライバック電圧Ｖ２ａが減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００７７】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合には、差電圧ｄＶの減少分に応じてパルス幅が拡がり、オン時間Ｔ１が延長され、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔに近づく。
【００７８】
従って、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔとなるように制御される。
【００７９】
請求項１３の発明では、定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔを（２）式に代入すれば、出力電圧Ｖ２ｏを定電圧とする為の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´が得られる。
【００８０】
発振用スイッチのオン時間Ｔ１を表す第１レベルのパルス幅は、（５）式で得られる差電圧ｄＶによってパルス幅変調され、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合には、差電圧ｄＶの増加分に応じてパルス幅を狭まり、オン時間Ｔ１が短縮制御され、フライバック電圧Ｖ２ａが減少して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００８１】
また、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合には、差電圧ｄＶの減少分に応じてパルス幅が拡がり、オン時間Ｔ１が延長され、フライバック電圧Ｖ２ａは増加して設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に近づく。
【００８２】
従って、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏは、設定した出力電圧２ｏｓｅｔとなるように制御される。
【００８３】
請求項５と請求項１５の発明では、整流平滑化回路に出力が表れる時間Ｔ２は、トランスに蓄積されるエネルギーの放出期間であり、発振用スイッチ素子がターンオフしてから一次巻線に発生するフライバック電圧が減少し固有振動を開始する為にその極性が逆転するまでの時間に等しいので、整流平滑化回路の出力を監視することなく、一次巻線の電位を監視することにより、トランスの一次側から出力時間Ｔ２を検出できる。
【００８４】
従って、二次側の検出結果を一次側へ伝達するための伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電圧制御が可能となる。
【００８５】
請求項６と請求項１６の発明では、整流平滑化回路に出力が表れる時間Ｔ２は、副巻き線にフライバック電圧が発生してからその極性が逆転するまでの時間に等しく、整流平滑化回路の出力を監視することなく、トランスの一次側の副巻き線の電位を監視することにより、トランスの一次側から出力時間Ｔ２を検出できる。
【００８６】
従って、二次側の検出結果を一次側へ伝達するための伝達素子を設ける必要がなく、一次側の回路のみで定電圧制御が可能となる。
【００８７】
請求項９と請求項１４の発明では、差電圧ｄＶの最大値を許容最大差電圧ｄＶＬＩＭとするので、スイッチング電源回路を定電圧制御するために最小限必要な一次巻線電流Ｉｐが流れるまで、補正電圧効果Ｖｉｐ´が最大電位Ｖｉｍａｘに達しないように許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを設定することができる。
【００８８】
請求項１０の発明では、電圧効果Ｖｉｐが最小電位Ｖｉｍｉｎに満たない場合は、最大電位Ｖｉｍａｘを加えても補正電圧効果Ｖｉｐ´が最大電位Ｖｉｍａｘに達しないような小さい一次巻線電流Ｉｐが流れている場合であるので、一時的にオン制御を停止することにより、過大な出力電圧の発生が防止される。
【００８９】
請求項１１の発明では、ターンオンした後、一次巻線電流Ｉｐは、電源電圧Ｖｃｃ÷Ｌｐにほぼ比例して上昇するので、（８）式のδｔ×Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐは、スイッチ制御回路と発振用スイッチ素子の動作間の遅れδｔによる電流Ｉｐの増加分を電圧換算して表したものとなる。
【００９０】
スイッチ制御回路は、回路素子の遅れを含むＶｉＭａｘ´を最大電位ＶｉＭａｘとして、発振用スイッチ素子をターンオフする基準電位とするので、回路素子による遅れがあっても、精度よく定電圧制御ができる。
【００９１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態について図１乃至図３を用いて説明する。これらの図において、図８で示す従来のスイッチング電源回路１００と同一の構成には同一の番号を付している。
【００９２】
図１は、本発明の第１実施の形態に係るスイッチング電源回路１０を示す回路図である。図８の従来のスイッチング電源回路１００と比較して明らかなように、このスイッチング電源回路１０は、出力側の電圧監視回路や光結合素子を用いない構成となっている。
【００９３】
１は、電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、１ａは、その高圧側端子、１ｂは、低圧側端子である。また、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の二次出力巻線であり、３は、発振用スイッチ素子となる電界効果トランジスタ（以下、スイッチ素子と記す）である。スイッチ素子３は、ここではＭＯＳ形（絶縁ゲート形）ＦＥＴであり、ドレインが一次巻線２ａの一端に、ソースがＩｐ検出抵抗２２を介して低圧側端子１ｂにそれぞれ接続し、ゲートがスイッチ素子３をオンオフ制御するスイッチ制御回路５に接続している。
【００９４】
スイッチ制御回路５は、スイッチ素子３のゲートに出力端子Ｖｇが接続するＡＮＤゲート６と、スイッチング電源回路１０の発振周期に等しいクロックパルスを固定周期Ｔｃで発振しＡＮＤゲート６へ出力する発振器７と、ＡＮＤゲート６の他方の入力へ出力を接続したコンパレータ８とから構成されている。
【００９５】
コンパレータ８の非反転入力は、減算器１１を介して後述する最大電位ＶｉＭａｘの電位に設定された第１基準電源１２に接続し、最大電位ＶｉＭａｘが入力され、又、反転入力は、加算器９を介してＩｐ検出抵抗２２とスイッチ素子３の接続点に入力端子Ｉｄを接続し、一次巻線２ａに流れる一次巻線電流ＩｐによるＩｐ検出抵抗２２の電圧降下Ｖｉｐを入力するようになっている。従って、電圧降下Ｖｉｐは、一次巻線電流Ｉｐに定数であるＩｐ検出抵抗２２の抵抗値ｒｉｐを乗じたものであり、一次巻線電流Ｉｐの値を表すものとなる。
【００９６】
また、コンパレータ８の他方に入力される最大電位ＶｉＭａｘは、スイッチング電源回路１０で発生する電力Ｐから定めたものである。
【００９７】
すなわち、このスイッチング電源回路１０は、一次巻線２ａのインダクタンスをＬｐ、ターンオフ時の一次巻線２ａに流れる最大電流をＩｐｍａｘとして、
【数２９】
【００９８】
従って、始めに、二次側の出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷の大きさに応じた適正な電力Ｐを求め、（９）式を用いて最大電流Ｉｐｍａｘを設定し、その値に抵抗値ｒｉｐを乗じて最大電位ＶｉＭａｘを設定する。
【００９９】
このように抵抗値ｒｉｐを乗じて電圧換算するのは、コンパレータ８の他方に入力される電圧降下Ｖｉｐが、一次巻線電流Ｉｐに抵抗値ｒｉｐを乗じたものであり、等倍率で、一次巻線電流Ｉｐと最大電流Ｉｐｍａｘとを比較するためである。
【０１００】
従って、両者を直接、電流値として比較してもよいが、ここでは電圧値に換算することにより、演算回路での加算やコンパレータによる比較処理を容易にしている。
【０１０１】
加算器９、減算器１１に他の値が加わっていないこのスイッチング電源回路１０の基本動作を簡単に説明すると、発振器７から「Ｌ」が出力されている間は、ＡＮＤゲート６の出力端子Ｖｇも「Ｌ」となり、スイッチ素子３はオフ制御されている。この状態では、一次巻線電流Ｉｐが流れていないので、電圧降下Ｖｉｐは、「０」であり、最大電位ＶｉＭａｘと比較するコンパレータ８の出力は、「Ｈ」となっている。
【０１０２】
発振器７の出力が「Ｈ」に転じると、コンパレータ８の出力も「Ｈ」であるので、ＡＮＤゲート６の出力端子Ｖｇは「Ｈ」に転じ、スイッチ素子３のゲートに順方向バイアス電圧が加わりターンオンする。その結果、直流電源１に直列に接続された一次巻線２ａに励磁電流Ｉｐが流れ始め、トランス２の各巻線に誘導起電力が生じる。
【０１０３】
図３に示すように、一次巻線電流Ｉｐは、ターンオン後に経過時間ｔに比例して上昇し、Ｔ１後に最大電流Ｉｐｍａｘに達すると、電圧降下Ｖｉｐが最大電位ＶｉＭａｘに達し、コンパレータ８の出力は、「Ｌ」に転じる。
【０１０４】
これによりＡＮＤゲート６の出力端子Ｖｇは「Ｌ」となり、スイッチ素子３はターンオフ制御され、一次巻線２ａに流れる電流が実質的に遮断される。尚、「Ｌ」に転じたコンパレータの出力は、オフ制御を保つため、少なくとも発振器７から出力されるクロックが「Ｈ」から「Ｌ」に転じるまで、その状態が維持される。
【０１０５】
このターンオフによって、トランス２の各巻線にはいわゆるフライバック電圧が生じ、二次出力巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４と平滑コンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路４、１３により整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力Ｐとして出力される。
【０１０６】
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｂに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わると、図２（ｃ）の一次巻線２ａの電圧（Ｖ２ａ）波形に示すように、一次巻線２ａやスイッチ素子３の浮遊容量と一次巻線２ａとの直列共振により、振動を開始しその振幅は次第に減少する。
【０１０７】
各巻線に発生していた電圧が降下した後に、再び発振器７から出力されるクロックは「Ｌ」から「Ｈ」となり、スイッチ素子３のオン制御され、このようにして固定周期Ｔｃで一連の発振動作が繰り返される。
【０１０８】
この発振動作において、トランス２の各巻線に発生するフライバック電圧は、その巻数に比例するので、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａと二次出力巻線２ｂのフライバック電圧Ｖ２ｂは、一次巻線２ａの巻数をＮｐ、二次出力巻線２ｂの巻数をＮｓとすれば、
【数３０】
【０１０９】
Ｎｐ、Ｎｓは、回路素子により定まる定数であるので、ここでは、（１０）式における出力電圧Ｖ２ｂを、定電圧制御しようとする二次出力巻線の出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔに設定し、
【数３１】
【０１１０】
一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａを設定電圧Ｖ２ａｓｅｔとする為に、本実施の形態では、スイッチング電源回路１０に、一次巻線２ａのフライバック電圧Ｖ２ａを監視する誤差増幅器１４と、誤差増幅器１４の出力に接続されたサンプルホールド回路１５と、非反転入力を誤差増幅器１４に接続し、反転入力を、通常は設定電圧Ｖ２ａｓｅｔの電位を出力する可変型第２基準電源１６に接続させた誤差増幅器１８と、クランプ回路１９及び上述の加算器９とが備えられている。
【０１１１】
誤差増幅器１４は、非反転入力を、抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部に接続された入力端子Ｖｄに接続し、反転入力を、抵抗２１を介して高圧側端部の電位である直流電源１の高圧側端子１ａに接続し、一次巻線２ａに発生するフライバック電圧Ｖ２ａを出力する。
【０１１２】
図２に示すように、一次巻線２ａに発生する電圧Ｖ２ａは、ターンオフした直後のＴ４時間は安定しないので、サンプルホールド回路１５は、Ｔ１が経過した後、図示しない遅延回路によりＴ４時間以上遅延させた時から一次巻線２ａに発生する電圧Ｖ２ａのピーク値をサンプリングし、出力時間Ｔ２より前であって所定の検出時間Ｔ５が経過した時点（後述するコンパレータ２７で検出する）でトリガーし、サンプリング値、すなわちフライバック電圧Ｖ２ａを誤差増幅器１８へ出力する。
【０１１３】
ここでは可変型第２基準電源１６が、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔをそのまま誤差増幅器１８へ出力するものとして、誤差増幅器１８は、
【数３２】
【０１１４】
クランプ回路１９は、この差電圧ｄＶを加算器９の一方へ出力し、入力端子Ｉｄから入力される電圧降下Ｖｉｐに加えて、コンパレータ８へ出力する。従って、コンパレータ８は、差電圧ｄＶが加えられたこの補正電圧降下Ｖｉｐ´を電圧降下Ｖｉｐとして、最大電位ＶｉＭａｘと比較する。
【０１１５】
電圧降下Ｖｉｐが表す一次巻線電流Ｉｐは、一次巻線２ａの電圧をＶ２ａ、一次巻線２ａのインダクタンスをＬｐとすると、
【数３３】
【０１１６】
ここで、スイッチ素子３のオン期間に一次巻線２ａに印加される電圧Ｖ２ａに比べて、回路上の励磁電流による他の電圧降下分を無視すれば、電圧Ｖ２ａは、直流電源１の電源電圧Ｖｃｃと置き換えることができ、図３に示すように、ターンオンした後、一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐは、電源電圧Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐにほぼ比例して上昇し、最大電位ＶｉＭａｘに達したＴ１後にターンオフする。
【０１１７】
一方、検出したフライバック電圧Ｖ２ａが定電圧制御しようとする設定電圧Ｖ２ａｓｅｔを越えて差電圧ｄＶが正の値である場合には、補正電圧降下Ｖｉｐ´は、Ｔ１が経過する前のＴ１´で最大電位ＶｉＭａｘに達し、オン時間Ｔ１が短縮される。
【０１１８】
これにより、トランス２に発生する電気エネルギーは減少し、二次出力巻線電圧Ｖ２ｂは、定電圧制御しようとする出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔに近づく。
【０１１９】
逆に、検出したフライバック電圧Ｖ２ａが定電圧制御しようとする設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下で、差電圧ｄＶが負の値である場合には、補正電圧降下Ｖｉｐ´は、Ｔ１が経過した後に最大電位ＶｉＭａｘに達し、オン時間Ｔ１が延長される。その結果、トランス２に発生する電気エネルギーは増加し、この場合にも、二次出力巻線電圧Ｖ２ｂは定電圧制御しようとする出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔに近づく。
【０１２０】
以下、この方法を繰り返すことにより、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂは、設定値Ｖ２ｂｓｅｔで出力され、定電圧制御を行うことができる。
【０１２１】
ところで、本実施の形態では、検出したフライバック電圧Ｖ２ａが定電圧制御しようとする設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下の場合には、二次側出力線に大きな負荷が接続され、過大な電流が各巻線に発生している可能性があるので、オン時間Ｔ１を延長させず、図示しない回路により定電流制御を行う。従って、差電圧ｄＶが負の値である場合には、クランプ回路１９から差電圧ｄＶを出力しない。
【０１２２】
また、クランプ回路１９は、差電圧ｄＶの上限を許容最大差電圧ｄＶＬＩＭに設定するもので、正の値の差電圧ｄＶが許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを越えたときには、許容最大差電圧ｄＶＬＩＭが加算器９へ出力される。
【０１２３】
許容最大差電圧ｄＶＬＩＭは、スイッチング電源回路１０が発振動作するために必要な一次巻線２ａに流れる最小電流をＩｐｍｉｎとしたときに、
【数３４】
【０１２４】
これにより、現実に一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐが最小電流Ｉｐｍｉｎに達する前に、補正電圧降下Ｖｉｐ´が最大電位ＶｉＭａｘに達し、ターンオフしてしまうことがなく、確実に発振動作を連続させることができる。
【０１２５】
一方、二次側に大きな抵抗値の負荷が接続された場合には、検出したフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔを大きく上回る過電圧となることがあり、この状態では一次巻線２ａの最大電流Ｉｐｍａｘが低く、電圧降下Ｖｉｐに許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを加えても、最大電位ＶｉＭａｘに達しないことがある。
【０１２６】
すなわち、
【数３５】
【０１２７】
コンパレータ２５の非反転入力は、最小電位Ｖｉｍｉｎの電位よりわずかに低い電位に設定された第３基準電源２６に接続し、又、反転入力は、入力端子Ｉｄに接続し、一次巻線２ａに流れる一次巻線電流Ｉｐを表す電圧降下Ｖｉｐを入力するようになっている。
【０１２８】
コンパレータ２５の出力に接続された発振器７は、前述したように、固定周期Ｔｃでクロックパルスを発振するが、コンパレータ２５から「Ｌ」を入力することを条件に次の周期のクロックパルスを発振し、「Ｌ」が入力されない場合には、一定期間（例えば、１０乃至２０ｍｓｅｃ）発振を停止した後、次の周期のクロックパルスを発振する。
【０１２９】
このように構成された過電圧保護回路によれば、上述のように電圧降下Ｖｉｐが最小電位Ｖｉｍｉｎ達しない過電圧の状態で、コンパレータ８の出力は、「Ｌ」に転じないが、発振器７のクロックパルスが「Ｈ」から「Ｌ」となったときに、ターンオフする。一方、コンパレータ２５の出力は「Ｌ」に転じることがないので、発振器７において、一定期間（例えば、１０乃至２０ｍｓｅｃ）クロックパルスの発振が停止され、クロックパルスは「Ｈ」に転じない。その結果、スイッチ素子３は、ターンオンせず、トランス２に蓄積されていた電気エネルギーは、二次側の負荷で消費されて徐々に低下し、過電圧の状態が解消する。
【０１３０】
また、補正電圧降下Ｖｉｐ´が最大電位ＶｉＭａｘに達する通常の動作状態では、電圧降下Ｖｉｐが最小電位Ｖｉｍｉｎに達したときに、コンパレータ２５の出力は「Ｌ」に転じ、発振器７から固定周期Ｔｃが経過した後次のクロックパルスが発振されるので、途絶えることなく連続したクロックパルスが発振される。
【０１３１】
以上の実施の形態では、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂを設定電圧Ｖ２ｂｓｅｔに定電圧制御するものであるが、整流平滑化回路４、１３の出力電圧Ｖ２Ｏは、必ずしも精度よく定電圧とならない。
【０１３２】
すなわち、整流平滑化回路４、１３の出力電圧Ｖ２ｏは、整流平滑化回路のダイオード４の順方向電圧降下分をＶｆとすれば、
【数３６】
【０１３３】
スイッチング電源回路１０の発振動作において、二次出力巻線２ｂに発生する最大電流Ｉｓｍａｘは、二次出力巻線２ｂの出力電圧をＶ２ｂ、二次出力巻線２ｂのインダクタンスをＬｓ、整流平滑化回路に出力が表れる出力時間をＴ２とすれば、
【数３７】
【０１３４】
ダイオード４の順方向電圧降下分の出力電流Ｉｓｍａｘに対する比例定数をｋとすれば、（１３）式は、（１４）式を用いて
【数３８】
【数３９】
【数４０】
【０１３５】
従って、（１６）式における出力電圧Ｖ２ｏを、定電圧制御しようとする整流平滑回路の出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔに設定し、
【数４１】
【０１３６】
ここで、Ｎｐ、Ｎｓ、Ｌｓ、ｋは、回路素子により定まる定数であるので、整流平滑化回路に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出して、その値を（２）式へ代入して得られる設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´に、一次巻線２ａのフライバックＶ２ａを一致させることにより、整流平滑回路の出力電圧Ｖ２ｏも出力電圧Ｖ２ｏｓｅｔに定電圧制御できる。
【０１３７】
図１のスイッチング電源回路１０において、（２）式から得られる設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´を、誤差増幅器１８の反転入力に入力すれば、上述方法で整流平滑回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御することができ、この為、スイッチング電源回路１０には、更にコンパレータ２７と、Ｔ２時間−電圧変換回路２８と、サンプリングホールド回路２９を備えている。
【０１３８】
（２）式で用いる出力時間Ｔ２の検出は、トランス２の二次側のダイオード４に電流が流れる時間を測定することにより容易に得られるが、ここではトランス２の一次側回路のみで定電圧制御を行うように、コンパレータ２７により出力時間Ｔ２を検出している。すなわち、コンパレータ２７は、非反転入力を、抵抗２３を介して一次巻線２ａの低圧側端部に接続された入力端子Ｖｄに接続し、反転入力を、抵抗２１を介して高圧側端部の電位である直流電源１の高圧側端子１ａに接続し、一次巻線２ａの両端の電位を比較している。
【０１３９】
トランス２の二次側に出力電流が表れる出力時間Ｔ２は、トランス２に蓄積されるエネルギーの放出期間であり、この時間は、図２に示すように、発振用スイッチ素子３がターンオフしてから一次巻線２ａに発生するフライバック電圧が減少し固有振動を開始することにより、一次巻線２ａの両端の極性が逆転し、トランス２への印加電圧を中心に電位が変動するまでの時間に等しい。
【０１４０】
従って、出力時間Ｔ２は、スイッチ制御回路５がターンオフするオフ制御信号を出力して一次巻線２ａの極性が逆転した時から、固有振動を開始し再びその極性が逆転するまでの時間、すなわちコンパレータ２７が「Ｈ」を出力する期間より検出する。
【０１４１】
尚、ターンオフした後、固有振動により一次巻線電圧Ｖ２ａ波形が最初の極小値に達するまでの時間は、一次巻線２ａの極性が逆転するまでの時間にほぼ近似するので、出力時間Ｔ２は、オフ制御信号を出力してから、最初の極小値に達するまでの時間を計測し、その時間から検出してもよい。
【０１４２】
Ｔ２時間−電圧変換回路２８の入力は、コンパレータ２７の出力に接続し、コンパレータ２７から「Ｈ」が入力される期間を出力時間Ｔ２とし、出力時間Ｔ２を用いて、Ｎｐ÷Ｎｓ÷（１−Ｔ２×ｋ÷Ｌｓ）の値を電圧換算した制御電圧Ｖｋをサンプルホールド回路２９へ出力し、サンプルホールド回路２９は、次の発振周期の出力時間Ｔ２をコンパレータ２７が検出するまで、その制御電圧Ｖｋを可変型第２基準電源１６へ出力する。
【０１４３】
可変型第２基準電源１６は、制御電圧Ｖｋが入力されると（２）式から得られる設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´の電位を誤差増幅器１８の反転入力へ出力し、これによりフライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´となるように、オン時間Ｔ１を制御する。
【０１４４】
以下、発振周期毎に出力時間Ｔ２を検出して同様の制御を繰り返すことにより、整流平滑化回路４、１３の出力電圧Ｖ２ｏは、ダイオード４の電圧降下分Ｖｆを考慮した設定電圧Ｖ２ｏｓｅｔとなるように制御され、定電圧制御を行うことができる。
【０１４５】
以上のいずれの実施の形態においても、補正電圧降下Ｖｉｐ´が最大電位ＶｉＭａｘに達するような一次巻線電流Ｉｐを入力してから、現実にスイッチ素子３がターンオフするまでには、加算器９、コンパレータ８、ＡＮＤゲート６、スイッチ素子３等の回路素子に固有の遅延が生じている。
【０１４６】
前述したように、一次巻線電流Ｉｐは、一次巻線２ａの電圧をＶ２ａ、一次巻線２ａのインダクタンスをＬｐとすると、
【数４２】
【０１４７】
ここで、スイッチ素子３のオン期間に一次巻線２ａに印加される電圧Ｖ２ａに比べて、回路上の励磁電流による他の電圧降下分を無視すれば、電圧Ｖ２ａは、直流電源１の電源電圧Ｖｃｃと置き換えることができ、（１１）式は、
【数４３】
【０１４８】
従って、上記回路素子による遅延時間の総和をδｔとすると、その増加分δＩｐは、（１７）式より
【数４４】
【０１４９】
そこで、この増加分を考慮し、
【数４５】
【０１５０】
尚、この回路素子の遅延による誤差は、上記増加分（Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐ×δｔ）を、補正電圧降下Ｖｉｐ´に加えて、最大電位ＶｉＭａｘと比較してもよい。
【０１５１】
図１に示すスイッチング電源回路１０においては、遅延補正回路１７を、抵抗２１を介して高圧側端部の電位である直流電源１の高圧側端子１ａに接続して電源電圧Ｖｃｃを入力し、遅延補正回路１７で遅延時間による増加分（Ｖｃｃ÷Ｌｐ×ｒｉｐ×δｔ）を生成し、減算器１１へ出力することにより、第１基準電源１２の最大電位ＶｉＭａｘへ加えて、上述の補正処理を行っている。
【０１５２】
図５は、トランス２の一次側に副巻き線２ｃが設けられている場合に、この副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃを監視して、差電圧ｄＶを得たり、出力時間Ｔ２を検出する本発明に係る他の実施の形態に係るスイッチング電源回路５０を示す回路図である。
【０１５３】
スイッチング電源回路５０は、図１に示すスイッチング電源回路１０と比較し、副巻き線２ｃがトランス２に更に設けられ、入力端子Ｖｄを、抵抗２４を介して副巻き線２ｃの低圧側端部に接続している構成が異なるだけである。
【０１５４】
スイッチング電源回路５０が発振動作している間は、上述のようにトランス２の各巻線に発生するフライバック電圧は、その巻数に比例するので、副巻き線２ｃのフライバック電圧Ｖ２ｃも二次出力巻線２ｂのフライバック電圧Ｖ２ｂに比例し、両者は、副巻き線２ｃの巻数をＮｔ、二次出力巻線２ｂの巻数をＮｓとすれば、
【数４６】
【０１５５】
Ｎｔ、Ｎｓは、回路素子により定まる定数であるので、スイッチング電源回路５０においては、（１７）式における出力電圧Ｖ２ｂを、定電圧制御しようとする副巻き線２ｃの出力電圧Ｖ２ｃｓｅｔに設定し、
【数４７】
【０１５６】
従って、スイッチング電源回路１０との比較では、誤差増幅器１４の非反転入力を、抵抗２４を介して副巻き線２ｃの一側端部に接続し、反転入力を、接地側である副巻き線２ｃの他側端部に接続し、副巻き線２ｃに発生するフライバック電圧Ｖ２ｃを出力している。
【０１５７】
このフライバック電圧Ｖ２ｃが入力される誤差増幅器１８の他側には、可変型第２基準電源から設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔが入力され、フライバック電圧Ｖ２ｃと設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔとの差電圧ｄＶが出力される。
【０１５８】
また、整流平滑回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する場合には、ダイオード４の降下分を考慮して（２）式と同様に、
【数４８】
【０１５９】
（４）式において、設定電位Ｖ２ｃｓｅｔ´を得るための出力時間（Ｔ２）は、二次出力巻線２ｂの電圧Ｖ２ｂに対し巻線比に比例する副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃからも得られるので、ここでは、誤差増幅器１４と同様に、副巻き線２ｃの両端を、コンパレータ２７の一対の入力にそれぞれ接続し、副巻き線２ｃの電圧Ｖ２ｃが、ターンオフ後、その極性が反転するまでの時間から出力時間Ｔ２を検出している。
【０１６０】
他の構成については、上記実施の形態と同一であるので、その説明を省略する。
【０１６１】
図６は、本発明の更に他の実施の形態に係るスイッチング電源回路６０の定電圧出力制御装置を示す回路図である。
【０１６２】
図６に示すスイッチング電源回路６０は、誤差増幅器１８から出力される差電圧ｄＶにより、直接スイッチ素子３をオン制御するパルス制御信号のパルス幅をパルス幅変調し、差電圧ｄＶでオン時間Ｔ１を調整するものである。従って、上述各実施の形態と異なるスイッチング電源回路６０の構成を主として説明し、共通する構成については同一の番号を付してその説明を省略する。
【０１６３】
図６において、６１は、発振器７から出力される固定周期Ｔｃのクロックパルスを積分した波形とする積分回路、６２は、反転入力にこの積分回路６１の出力を入力し、非反転入力に、クランプ回路１９から出力される差電圧ｄＶを入力するコンパレータで、これらは、発振器７、ＡＮＤゲート６とともにＰＷＭ変調回路６３を構成している。
【０１６４】
図中の誤差増幅器１８は、上記各実施の形態と同様に差電圧ｄＶをクランプ回路１９へ出力するもので、従って、二次出力巻線２ｂに表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御する場合は、
【数４９】
【数５０】
【０１６５】
発振器７は、上述の実施の形態と同様に、図７（ａ）に示す固定周期Ｔｃのクロックパルスを出力するもので、このクロックパルスは、ＡＮＤゲート６の一方入力と、積分回路６１に出力される。
【０１６６】
積分回路６１に入力されたクロックパルスは、図７（ｂ）の積分した波形でコンパレータ６２の反転入力に入力され、コンパレータ６２において、クランプ回路１９を介して非反転入力に入力される差電圧ｄＶと、図７（ｃ）に示すように比較される。
【０１６７】
その結果、コンパレータ６２から出力される図７（ｄ）に示すパルス波形は、差電圧ｄＶの値によって「Ｈ」を出力するパルス幅が変動するものとなる。
【０１６８】
ＡＮＤゲート６は、発振器７から出力される固定周期Ｔｃのクロックパルスと、コンパレータ６２から出力されるパルス波形の論理積を、図７（ｅ）に示すパスル制御信号として出力するが、差電圧ｄＶの値によって変動するパルス波形により、パルス制御信号の「Ｈ」のパルス幅も差電圧ｄＶの値に応じて増減する。
【０１６９】
パルス制御信号の「Ｈ」を出力している間、スイッチ素子３がオン制御されるので、これにより差電圧ｄＶの値によってオン時間Ｔ１が制御される。すなわち、正の差電圧ｄＶが入力されればその値に応じて、パルス制御信号の「Ｈ」のパルス幅が短くなり、オン時間Ｔ１が短縮制御され、逆に負の差電圧ｄＶが入力されれば、その値に応じてパルス制御信号の「Ｈ」のパルス幅が長くなり、オン時間Ｔ１が延長制御される。
【０１７０】
以上の各実施の形態において、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する場合には、スイッチング電源回路全体の発振動作が安定するまでの出力期間Ｔ２は不安定であり、（２）式から求める設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´が得られないので、安定動作するまでは、差電圧ｄＶを電圧降下Ｖｉｐに加えずに、オン時間Ｔ１を一定にしておくことが望ましい。
【０１７１】
また、上述の定電圧制御は、必ずしも各周期Ｔｃ毎に行う必要はなく、例えば、発振周期Ｔｃとは異なるより長い周期毎に行ってもよい。
【０１７２】
更に、本発明によれば、単に設定した基準電圧値に対してこれを越える出力電圧が発生した場合にのみその電圧を低下させるだけでなく、二次出力巻線２ｂ若しくは整流平滑化回路の出力電圧をＶ２ｂ若しくはＶ２ｏとして、その設定した出力電圧が得られるので、従来例で説明したようなトランス２の二次側に出力検出回路を有し、フォトカプラなどの絶縁された信号伝達素子を介してその検出信号を一次側へ伝送する帰還回路を備えたスイッチング電源回路に対しても適用して、利用することができる。
【０１７３】
また、上述の各スイッチング電源回路１０、５０、６０の記号Ｕで示す一点鎖線内で囲まれた各素子は、アナログ入力端子Ｖｃｃ、Ｖｄ、Ｉｄを介して入出力を行う１チップの回路部品に集積化することができる。
【０１７４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、各回路素子の回路定数にばらつきがあっても、設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ等を調整するだけで、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂ若しくは整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを、所定値に設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔ、Ｖ２ｏｓｅｔに高精度に定電圧制御を行うことができる。従って、仕様変更に簡単に対応させることができ、安定した品質のスイッチング電源回路を量産することができる。
【０１７５】
一次巻線電流Ｉｐを、電圧である電圧降下Ｖｉｐで表すので、演算処理することなく、コンパレータを用いた比較回路で定電圧制御をしようとする設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ等と容易に比較することができる。
【０１７６】
また、トランスの二次側の出力電圧検出回路や光結合素子を設けない一次側の回路のみで、二次側の定電圧出力制御を行うことができる。
【０１７７】
また、請求項２、４、８及び請求項１３の発明によれば、更に、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｂを所定の出力電圧Ｖ２ｃｓｅｔに近づける高精度な定電圧出力制御ができる。
【０１７８】
請求項３と請求項４の発明によれば、トランス２に副巻き線２ｃが設けられている場合には、そのその副巻き線２ｃの電位Ｖ２ｃを監視し、設定電位Ｖ２ｃｓｅｔに一致させることにより、二次側の定電圧出力制御を行うことができる。
【０１７９】
請求項５、６、１５及び請求項１６の発明によれば、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを設定電圧Ｖ２ｏｓｅｔに定電圧制御する場合に、一次側の設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ、Ｖ２ｃｓｅｔを得るための出力時間Ｔ２を、トランスの一次側から検出できる。
【０１８０】
請求項７乃至請求項１１の発明によれば、電圧降下Ｖｉｐが、最大電流Ｉｐｍａｘに抵抗値ｒｉｐを乗じた最大電位ＶｉＭａｘに達したときに発振用スイッチ素子３をオフ制御して各発振で発生する電力を一定値としながら、二次出力巻線２ｂの出力電圧Ｖ２ｂ若しくは整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを、所定値に設定した出力電圧Ｖ２ｂｓｅｔ、Ｖ２ｏｓｅｔに高精度に定電圧制御を行うことができる。
【０１８１】
請求項９と請求項１４の発明によれば、差電圧ｄＶの最大値を許容最大差電圧ｄＶＬＩＭとするので、スイッチング電源回路を定電圧制御するために最小限必要な一次巻線電流Ｉｐが各発振周期で確保される。
【０１８２】
請求項１０の発明によれば、一次巻線電流Ｉｐを監視することにより、過大な出力電圧が発生が防止される。
【０１８３】
請求項１１の発明によれば、回路素子による遅れがあっても、精度よく定電圧制御ができる。
【０１８４】
請求項１２と請求項１３の発明によれば、ＰＷＭ変調回路を用いた簡単な回路で、一次巻線２ａの電圧Ｖ２ａと設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ、Ｖ２ａｓｅｔ´との差電圧ｄＶに応じて、オン時間（Ｔ１）を調整できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源回路１０の回路図である。
【図２】スイッチング電源回路１０の各部の電圧若しくは電流波形を拡大して示し、
（ａ）は、トランス２の一次巻線２ａに流れる電流Ｉｐを、
（ｂ）は、トランス２の二次出力巻線２ｂに流れる電流Ｉｓを、
（ｃ）は、トランス２の一次巻線２ａの電圧Ｖ２ａを、
それぞれ示す波形図である。
【図３】ターンオン後に上昇する電圧降下Ｖｉｐと補正電圧降下Ｖｉｐ´を比較して示すグラフである。
【図４】最大電位ＶｉＭａｘに達したと判定したときの補正電圧降下Ｖｉｐ´と、現実にターンオフした際の補正電圧降下Ｖｉｐ´を比較して示すグラフである。
【図５】本発明の他の実施の形態に係るスイッチング電源回路５０の回路図である。
【図６】本発明の更に他の実施の形態に係るスイッチング電源回路６０の定電圧出力制御装置を示す回路図である。
【図７】ＰＷＭ変調回路６３の
（ａ）は、発振器７から出力されるクロックパルスを、
（ｂ）は、積分回路６１から出力される積分信号を、
（ｃ）は、コンパレータ６２の入力信号を、
（ｄ）は、コンパレータ６２の出力信号を、
（ｅ）は、ＡＮＤゲート６から出力されるパルス制御信号を、
示す波形図である。
【図８】従来のスイッチング電源回路１００の回路図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
２ トランス
２ａ 一次巻線
２ｂ 二次出力巻線
２ｃ 副巻き線
３ 発振用スイッチ素子
４ 整流用ダイオード（整流平滑化回路）
５ スイッチ制御回路
７ 発振器（発振回路）
９ 加算器（加算回路）
１３ 平滑コンデンサ（整流平滑化回路）
１４ 誤差増幅器（電圧監視部）
１８ 誤差増幅器（差電圧生成回路）
２２ Ｉｐ検出抵抗
２７ コンパレータ（出力時間検出部）
６３ ＰＷＭ変調回路
Ｔ１ オン時間
Ｔ２ 整流平滑化回路に出力が表れる出力時間
Ｔｃ 発振周期
Ｖｃｃ 直流電源の電源電圧
Ｖ２ａ 一次巻線電圧（フライバック電圧）
Ｖ２ａｓｅｔ 設定電圧
Ｖ２ａｓｅｔ´ 設定電圧
Ｖ２ｂ 二次出力巻線に表れる出力電圧
Ｖ２ｂｓｅｔ 定電圧制御しようとする二次出力巻線出力電圧
Ｖ２ｃ 副巻き線電圧（フライバック電圧）
Ｖ２ｃｓｅｔ 設定電圧
Ｖ２ｃｓｅｔ´ 設定電圧
Ｖ２ｏ 整流平滑化回路の出力電圧
Ｖ２ｏｓｅｔ 定電圧制御しようとする整流平滑化回路の出力電圧
ｄＶ 差電圧
ｄＶＬＩＭ 許容最大差電圧
Ｖｉｐ 電圧降下
Ｖｉｐ´ 補正電圧降下
ＶｉＭａｘ 最大電位
ＶｉＭａｘ´ 補正最大電位
Ｖｉｍｉｎ 最小電位
Ｉｐ 一次巻線電流
Ｉｄ 入力端子（一次電流検出部）
Ｉｐｍａｘ 最大電流
Ｉｐｓｅｔ 設定電流
Ｉｐｓｅｔ´ 設定電流
Ｎｐ 一次巻線の巻数
Ｎｓ 二次出力巻線の巻数
Ｎｔ 副巻き線の巻数
Ｌｐ 一次巻線のインダクタンス
Ｌｓ 二次出力巻線のインダクタンス
ｋ 整流用ダイオードの順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数
δｔ 差電圧ｄＶを加えて最大電位ＶｉＭａｘに達する電圧降下Ｖｉｐを検出 した後、発振用スイッチ素子がオン制御を停止するまでの時間差
ｒｉｐ Ｉｐ検出抵抗の抵抗値
Claims (16)
- 一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
発振用スイッチ素子（３）をオンオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を変化させ、二次出力巻線（２ｂ）に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする二次出力巻線（２ｂ）の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓとして、
フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法。 - 一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
発振用スイッチ素子（３）をオンオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備えたスイッチング電源回路のオン時間Ｔ１を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路（４、１３）の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓ、二次出力巻線（２ｂ）のインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオード（４）の順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間（Ｔ１）を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法。 - 一次側に一次巻線（２ａ）と副巻き線（２ｃ）を、二次側に二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
発振用スイッチ素子（３）をオンオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備えたスイッチング電源回路の発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を変化させ、二次出力巻線（２ｂ）に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする二次出力巻線（２ｂ）の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、副巻き線（２ｃ）の巻数をＮｔ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓとして、
フライバック電圧Ｖ２ｃが設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間（Ｔ１）を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ｃが設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間（Ｔ１）を延長制御することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法。 - 一次側に一次巻線（２ａ）と副巻き線（２ｃ）を、二次側に二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
発振用スイッチ素子（３）をオンオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備えたスイッチング電源回路のオン時間（Ｔ１）を変化させ、整流平滑化回路の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御する定電圧出力制御方法であって、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路（４、１３）の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、副巻き線（２ｃ）の巻数をＮｔ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓ、二次出力巻線（２ｂ）のインダクタンスをＬｓ、発振周期（Ｔｃ）内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオード（４）の順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
フライバック電圧Ｖ２ｃが設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間（Ｔ１）を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ｃが設定電圧Ｖ２ｃｓｅｔ´以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間（Ｔ１）を延長制御することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法。 - 発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間Ｔ２を、一次巻線（２ａ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間から検出することを特徴とする請求項２又は４に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法。
- 発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間Ｔ２を、トランス（２）の副巻き線（２ｃ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間から検出することを特徴とする請求項２又は４に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御方法。
- 一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗（２２）が一次巻線（２ａ）と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗（２２）の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線（２ａ）に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部（Ｉｄ）と、
所定の周期で発振用スイッチ素子（３）をオン制御し、電圧降下Ｖｉｐが、最大電流Ｉｐｍａｘに抵抗値ｒｉｐを乗じた最大電位ＶｉＭａｘに達したときに、一次巻線電流Ｉｐが最大電流Ｉｐｍａｘに達したとして、発振用スイッチ素子（３）をオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備え、
発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を変化させ、二次出力巻線（２ｂ）に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
一次巻線（２ａ）のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部（１４）と、
定電圧制御しようとする二次出力巻線（２ｂ）の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓとし、
差電圧ｄＶを、電圧降下Ｖｉｐへ加えて補正電圧降下Ｖｉｐ´とする加算回路（９）とを有し、
スイッチ制御回路（５）は、補正電圧降下Ｖｉｐ´を、最大電位Ｖｉｍａｘと比較する電圧降下Ｖｉｐとし、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。 - 一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗（２２）が一次巻線（２ａ）と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗（２２）の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線（２ａ）に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部（Ｉｄ）と、
所定の周期で発振用スイッチ素子（３）をオン制御し、電圧降下Ｖｉｐが、最大電流Ｉｐｍａｘに抵抗値ｒｉｐを乗じた最大電位ＶｉＭａｘに達したときに、一次巻線電流Ｉｐが最大電流Ｉｐｍａｘに達したとして、発振用スイッチ素子（３）をオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備え、
発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を変化させ、整流平滑化回路（４、１３）の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
一次巻線（２ａ）のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部と、
発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部（２７）と、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路（４、１３）の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓ、二次出力巻線（２ｂ）のインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオード（４）の順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
差電圧ｄＶを、電圧降下Ｖｉｐへ加えて補正電圧降下Ｖｉｐ´とする加算回路（９）とを有し、
スイッチ制御回路（５）は、補正電圧降下Ｖｉｐ´を、最大電位Ｖｉｍａｘと比較する電圧降下Ｖｉｐとし、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。 - 差電圧生成回路（１８）から出力される差電圧ｄＶが許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを越えたときには、差電圧ｄＶを許容最大差電圧ｄＶＬＩＭとすることを特徴とする請求項７又は８に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。
- 電圧降下Ｖｉｐが、
- スイッチ制御回路（５）が、差電圧ｄＶを加えて最大電位ＶｉＭａｘに達する電圧降下Ｖｉｐを検出した後、発振用スイッチ素子（３）がオン制御を停止するまでの時間差をδｔ、直流電源（１）の電源電圧をＶｃｃ、一次巻線（２ａ）のインダクタンスをＬｐとし、
- 一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
第１レベルと、第１レベルに連続する第２レベルの出力期間を一周期Ｔｃとするパルス制御信号を固定周期Ｔｃで発振する発振回路（７）と、
パルス制御信号が第１レベルにあるときに、発振用スイッチ素子（３）をオン制御し、第２レベルにあるときにオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備え、
発振用スイッチ素子（３）のオン時間（Ｔ１）を変化させ、二次出力巻線（２ｂ）に表れる出力電圧Ｖ２ｂを定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗（２２）が一次巻線（２ａ）と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗（２２）の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線（２ａ）に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部（Ｉｄ）と、
一次巻線（２ａ）のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部（１４）と、
定電圧制御しようとする二次出力巻線（２ｂ）の出力電圧をＶ２ｂｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓとし、
差電圧ｄＶによりパルス制御信号の第１レベルのパルス幅をパルス幅変調するＰＷＭ変調回路（６３）とを有し、
スイッチ制御回路（５）は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。 - 一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
一次巻線（２ａ）を励磁する直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続された発振用スイッチ素子（３）と、
第１レベルと第１レベルに連続する第２レベルの出力期間を一周期Ｔｃとするパルス制御信号を固定周期Ｔｃで発振する発振回路（７）と、
パルス制御信号が第１レベルにあるときに、発振用スイッチ素子（３）をオン制御し、第２レベルにあるときにオフ制御するスイッチ制御回路（５）と、
二次出力巻線（２ｂ）の出力を整流平滑化する整流平滑化回路（４、１３）とを備え、
発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を変化させ、整流平滑化回路（４、１３）の出力電圧Ｖ２ｏを定電圧制御するスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置であって、
抵抗値ｒｉｐのＩｐ検出抵抗（２２）が一次巻線（２ａ）と直列に接続され、Ｉｐ検出抵抗（２２）の電圧降下Ｖｉｐにより、一次巻線（２ａ）に流れる一次巻線電流Ｉｐを表す一次電流検出部（Ｉｄ）と、
一次巻線（２ａ）のフライバック電圧Ｖ２ａを検出する電圧監視部（１４）と、
発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間Ｔ２を検出する出力時間検出部（２７）と、
定電圧制御しようとする整流平滑化回路（４、１３）の出力電圧をＶ２ｏｓｅｔ、一次巻線（２ａ）の巻数をＮｐ、二次出力巻線（２ｂ）の巻数をＮｓ、二次出力巻線（２ｂ）のインダクタンスをＬｓ、発振周期Ｔｃ内で整流平滑化回路（４、１３）に出力が表れる出力時間をＴ２、整流平滑化回路のダイオード（４）の順方向電圧降下分の出力電流に対する比例定数をｋとして、
差電圧ｄＶによりパルス制御信号の第１レベルのパルス幅をパルス幅変調するＰＷＭ変調回路（６３）とを有し、
スイッチ制御回路（５）は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以上である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を短縮制御し、及び／又は、フライバック電圧Ｖ２ａが設定電圧Ｖ２ａｓｅｔ´以下である場合に、その差電圧ｄＶに応じて発振用スイッチ素子（３）のオン時間Ｔ１を延長制御することを特徴とするスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。 - 差電圧生成回路から出力される差電圧ｄＶが許容最大差電圧ｄＶＬＩＭを越えたときには、差電圧ｄＶを許容最大差電圧ｄＶＬＩＭとすることを特徴とする請求項１２又は１３に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。
- 一次巻線（２ａ）の電圧Ｖ２ａを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する一次巻線電圧監視回路（２７）を備え、
一次巻線（２ａ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする請求項８又は１３に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。 - トランス（２）の一次側に更に設けられた副巻き線（２ｃ）と、
副巻き線（２ｃ）の電圧Ｖ２ｃを監視し、フライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を検出する副巻き線電圧監視回路（２７）を備え、
副巻き線（２ｃ）にフライバック電圧が発生してから最初の極性反転時までの時間を、出力時間Ｔ２とすることを特徴とする請求項８又は１３に記載のスイッチング電源回路の定電圧出力制御装置。
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