JP7387542B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、トランスを用いる絶縁型のスイッチング電源装置に係り、特にＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置に関する。

ＲＣＣ（Ringing Choke Converter）方式の絶縁型スイッチング電源装置は、特別な発振回路をもたない自励式のフライバック型ＤＣ－ＤＣコンバータである。このタイプのスイッチング電源装置は、基本構成として、トランスと、トランスの一次巻線に直列に接続されているスイッチングトランジスタと、トランスの二次巻線に接続されている整流平滑回路と、スイッチングトランジスタのオン・オフを制御する制御回路とを有している。

かかる構成においては、制御回路がスイッチングトランジスタをターンオンさせて一次巻線に励磁電流を流すと、トランスに磁気エネルギーが蓄積され、次いでスイッチングトランジスタをターンオフさせると、トランスに蓄積されていた電磁エネルギーが二次電流として二次巻線および整流平滑回路を介して負荷側に放出（供給）され、以後も同様のオン動作およびオフ動作が繰り返される。同じ絶縁型のスイッチング電源装置でも、ＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置は、フォワード方式のものに比べて、トランスの設計・製作が難しい反面、二次側でチョークコイルを省略できるとともに、入力電圧を広くとれる利点があり、ＡＣアダプタ等の小電力用途で多く用いられている。

従来のＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置は、トランスに一次巻線および二次巻線に加えて補助巻線を備えている。一般に、補助巻線の極性は、一次巻線と同じで、二次巻線と逆になっている。スイッチングトランジスタがオンしている時は、補助巻線に一方向の誘導起電力が発生する。この誘導起電力は、制御回路の各部の動作に用いられる。そして、スイッチングトランジスタがオフしている時は、補助巻線に逆方向の誘導起電力またはフライバック電圧が発生する。補助巻線に発生するフライバック電圧は二次巻線のフライバック電圧に同期して消滅するので、制御回路は、補助巻線のフライバック電圧または補助巻線を流れる電流に基づいてスイッチングトランジスタを適確なタイミングでターンオフさせることができる。

特開２０１０－２０７０６２号公報

ところで、スイッチング電源用のトランスは、殆どがカスタム品で、高品質のものは熟練工による手巻きで製作されており、巻線の数が多いほどピン端子等を含めてトランス全体のサイズが増すとともに製作の手間も増え、価格が高くなる。このため、ＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置においては、全部品の中でトランスがサイズおよびコストの面で際立っている。

そこで、ＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置において一次巻線および二次巻線だけのトランスを用いて上記のようなフライバック動作を適確に行えるようにすれば、この種の絶縁型スイッチング電源の顕著な小型化および低コスト化を実現し、フォワード方式などの他の方式に対して優位性を高められる。

本発明は、上記従来技術の課題に鑑みてなされたものであり、トランスに補助巻線を設けないでフライバック動作を適確に行えるようにしたＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置を提供する。

本発明の第１の観点におけるスイッチング電源装置は、入力電圧が印加される一次巻線と前記一次巻線に磁気的に結合している二次巻線とを有するトランスと、前記一次巻線に直列に接続されているスイッチングトランジスタと、前記二次巻線に接続されている整流平滑回路と、前記スイッチングトランジスタのオン・オフを制御する制御回路とを有するＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記一次巻線の両端に接続され、前記スイッチングトランジスタがオフしている時に、前記一次巻線に発生するフライバック電圧の消滅またはその直後の自由振動の極性反転を検出して、その検出したタイミングを示す反転検出信号を出力する巻線電圧監視回路を有し、前記反転検出信号に基づいて前記スイッチングトランジスタをターンオンさせる。

上記の装置構成においては、スイッチングトランジスタがオフしている時は、一次巻線および二次巻線に電磁エネルギーを放出させる誘導起電力またはフライバック電圧がそれぞれ発生し、二次側では二次巻線および整流平滑回路を介して負荷側に二次電流が流れる。一方、一次側では、巻線電圧監視回路が第１および第２の入力端子を通じて一次巻線のフライバック電圧を監視し、両入力端子が等電位になった瞬間またはその直後にフライバック電圧の消滅またはその直後の自由振動の極性変換を知らせる反転検出信号を出力する。制御回路は、この反転検出信号に基づいてスイッチングトランジスタをターンオンさせる。

本発明の第２の観点におけるスイッチング電源装置は、入力電圧が印加される一次巻線と前記一次巻線に磁気的に結合している二次巻線とを有するトランスと、前記一次巻線に直列に接続されているスイッチングトランジスタと、前記二次巻線に接続されている整流平滑回路と、前記スイッチングトランジスタのオン・オフを制御する制御回路とを有するＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタと直列に接続されるセンス抵抗を有し、前記スイッチングトランジスタがオンしている時に、前記スイッチングトランジスタを流れる電流に比例するセンス電圧を出力する電流監視回路と、前記一次巻線の両端に接続され、前記スイッチングトランジスタがオフしている時に、前記一次巻線に発生するフライバック電圧の消滅またはその直後の自由振動の極性反転を検出して、その検出したタイミングを示す反転検出信号を出力する巻線電圧監視回路と、前記整流平滑回路より出力される出力電圧を基準値と比較して前記出力電圧の状態をフォトカプラを通じてフィードバックする出力電圧監視回路とを有し、前記反転検出信号と前記フォトカプラの出力とに基づいて前記スイッチングトランジスタをターンオンさせ、前記センス電圧と前記フォトカプラの出力とに基づいて前記スイッチングトランジスタをターンオフさせる。

上記の装置構成においては、スイッチングトランジスタがオンしている時は、一次側で時間に比例して略リニアに増大する電流が一次巻線およびスイッチングトランジスタを流れ、電流監視回路よりその電流に比例するセンス電圧が出力される。この時、一次巻線には入力電圧に対して逆らう極性の誘導起電力が発生する。一方、二次側では、二次巻線に発生する誘導起電力の極性が整流平滑回路の整流素子の極性と対抗するため、二次巻線および該整流素子には電流が流れない。もっとも、負荷に対しては、整流平滑回路の容量素子より放電の電流が供給される。出力電圧監視回路は、二次側の出力電圧の状態をフォトカプラを介して一次側にフィードバックする。制御回路は、電流監視回路からのセンス電圧と出力電圧監視回路のフォトカプラの出力とに基づいてスイッチングトランジスタをターンオフさせる。

スイッチングトランジスタがターンオフすると、一次巻線および二次巻線に電磁エネルギーを放出させる誘導起電力またはフライバック電圧がそれぞれ発生し、二次側では二次巻線および整流平滑回路を介して負荷側に二次電流が流れる。出力電圧監視回路は、二次側の出力電圧の状態をフォトカプラを介して一次側にフィードバックする。

一方、一次側では、巻線電圧監視回路が第１および第２の入力端子を通じて一次巻線のフライバック電圧を監視し、両入力端子が等電位になった瞬間またはその直後にフライバック電圧の消滅またはその直後の自由振動の極性変換を知らせる反転検出信号を出力する。制御回路は、この反転検出信号とフォトカプラの出力とに基づいてスイッチングトランジスタをターンオンさせる。

本発明の好適な一実施形態における巻線電圧監視回路は、その正極側端子が前記入力電圧を入力する正極側の入力端子と前記一次巻線の一方の端との間の第１のノードに接続され、一定のバイアス電圧を与えるバイアス電圧源と、その一方の端子が前記一次巻線の他方の端と前記スイッチングトランジスタとの間の第２のノードに接続され、その他方の端子が第３のノードおよび第１の抵抗を介して一次側グランド電位端子に接続され、その制御端子が前記バイアス電圧源の負極側端子に接続されているトランジスタと、前記第３のノード上の電圧を基準電圧と比較してその大小関係を表す二値の論理レベルを出力するコンパレータとを有し、前記トランジスタの前記一方の端子の電圧が前記制御端子の電圧に前記トランジスタの閾値電圧を加えた電圧以下になった時に、前記コンパレータの出力の論理レベルが反転して、その論理レベルの反転エッジが前記反転検出信号となる。この実施形態において、さらに好ましくは、前記第２のノードと前記第２のトランジスタの前記一方の端子との間に第２の抵抗が設けられる。

別の好適な実施形態における巻線電圧監視回路は、その一方の端子が前記入力電圧を入力する正極側の入力端子と前記一次巻線の一方の端との間の第１のノードに接続され、その他方の端子が定電流源を介して一次側グランド電位端子に接続され、その制御端子が前記他方の端子に接続されている第１のトランジスタと、その一方の端子が前記一次巻線の他方の端と前記スイッチングトランジスタとの間の第２のノードに接続され、その他方の端子が第３のノードおよび第１の抵抗を介して前記一次側グランド電位端子に接続され、その制御端子が前記第１のトランジスタの制御端子に接続されている第２のトランジスタと、前記第３のノードの電圧を基準電圧と比較してその大小関係を表す二値の論理レベルを出力するコンパレータとを有し、前記第２のトランジスタの前記一方の端子の電圧が前記制御端子の電圧に前記第２のトランジスタの閾値電圧を加えた電圧以下になった時に、前記コンパレータの出力の論理レベルが反転して、その論理レベルの反転エッジが前記反転検出信号となる。この実施形態において、さらに好ましくは、前記第２のノードと前記第２のトランジスタの前記一方の端子との間に第２の抵抗が設けられる。

別の好適な形態における巻線電圧監視回路は、一端が前記入力電圧を入力する正極側の入力端子と前記一次巻線の一方の端との間の第１のノードに接続され、他端が第３のノードに接続されている第１の抵抗と、一端が前記第３のノードに接続され、他端が一次側グランド電位端子に接続されている第２の抵抗と、一端が前記一次巻線の他方の端と前記スイッチングトランジスタとの間の第２のノードに接続され、他端が第４のノードに接続されている第３の抵抗と、一端が前記第４のノードに接続され、他端が前記一次側グランド電位端子に接続されている第４の抵抗と、前記第３のノードの電圧と前記第４のノードの電圧とを比較してその大小関係を表す二値の論理レベルを出力するコンパレータとを有し、前記第４のノードの電圧が前記第３のノードの電圧以下になった時に、前記コンパレータの出力の論理レベルが反転して、その論理レベルの反転エッジが前記反転検出信号となる。

本発明によれば、上記のような構成により、ＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置において補助巻線の無い一次巻線および二次巻線のトランスを用いてフライバック動作を適確に行うことが可能であり、この種の電源装置の顕著な小型化および低コスト化を実現することができる。

本発明の第１の実施形態におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 第２の実施形態におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 第３の実施形態におけるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図３のオン時間制御部の一構成例を示す回路図である。 図３のオフ時間制御部の一構成例を示す回路図である。 第３の実施形態におけるスイッチング電源の全体の作用を説明するための各部の波形図である。 第３の実施形態においてフォカトカプラの出力が無い場合の作用を説明するための各部の波形図である。 第４の実施形態における巻線電圧監視回路の構成を示す回路図である。 第５の実施形態における巻線電圧監視回路の構成を示す回路図である。 第６の実施形態によるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

以下、添付図を参照して本発明の好適な実施形態を説明する。
［実施形態１］

図１に、本発明の第１の実施形態におけるスイッチング電源装置の構成を示す。このスイッチング電源装置は、トランス１０、スイッチングトランジスタ１２、整流平滑回路１４および制御回路１６を基本要素とするＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置として構成されている。

トランス１０は、一次巻線Ｌ_１および二次巻線Ｌ_２を有し、補助巻線を設けていない。両巻線Ｌ_１，Ｌ_２は、共通のコアまたはボビンにそれぞれの極性を互いに逆にして巻き付けられ、磁気的に結合されている。

トランス１０の一次側において、入力端子１８_＋，１８_－には、図示しない直流電源（たとえばバッテリ、ＤＣ－ＤＣコンバータまたはＡＣ－ＤＣコンバータ）より直流の電圧Ｖ_ＩＮが入力される。この直流の入力電圧Ｖ_ＩＮは、平滑用のコンデンサＣ_１を介して一次巻線Ｌ_１に常時印加される。

基準電位端子である負極側の入力端子１８_－は一次側グランド電位端子に接続され、正極側の入力端子１８_＋と一次側グランド電位端子との間で一次巻線Ｌ_１、スイッチングトランジスタ１２およびセンス抵抗２０が直列に接続されている。スイッチングトランジスタ１２は、たとえばＮ型ＭＯＳＦＥＴからなり、制御回路１６の制御の下でオン・オフする。

トランス１０の二次側において、二次巻線Ｌ_２は、整流平滑回路１４および出力端子２２_＋，２２_－を介して負荷（図示せず）に接続される。整流平滑回路１４は、整流用のダイオードＤ_２と平滑用のコンデンサＣ_２とで構成されている。負極側の出力端子２２_－は二次側グランド電位の端子に接続されている。

このスイッチング電源装置において、スイッチングトランジスタ１２がオンしている時は、正極側の入力端子１８_＋から一次巻線Ｌ_１、スイッチングトランジスタ１２およびセンス抵抗２０を介して一次側グランド電位端子に至る経路（以下、「電流経路ＪＳ」と称する。）で時間に比例して略リニアに増大する直流の電流Ｉｓが流れ、一次巻線Ｌ_１およびセンス抵抗２０で電圧降下が生じる。ここで、一次巻線Ｌ_１の電圧降下は誘導起電力であり、入力電圧Ｖ_ＩＮに対して逆らう極性を有している。センス抵抗２０の電圧降下は、センス抵抗２０の抵抗値が非常に低いため、一次巻線Ｌ_１の電圧降下（誘導起電力）に比べて無視できるほど小さい。

一方、二次側では、二次巻線Ｌ_２に発生する誘導起電力の極性が整流平滑回路１４のダイオードＤ_２の極性と対抗するため、二次巻線Ｌ_２およびダイオードＤ_２には電流が流れない。もっとも、負荷に対しては、コンデンサＣ_２より放電の電流が供給される。こうして、スイッチングトランジスタ１２がオンしている時は、一次巻線Ｌ_１に励磁電流が流れ、トランス１０に電磁エネルギーが蓄えられる。

スイッチングトランジスタ１２がオフしている時は、一次側の電流経路ＪＳで電流が遮断される。一方、二次側では、トランス１０に蓄積されている電磁エネルギーを放出するための誘導起電力またはフライバック電圧Ｖ_ＦＢ２（図示せず）が二次巻線Ｌ_２に発生する。このフライバック電圧Ｖ_ＦＢ２の極性はダイオードＤ_２の極性と同じであり、二次巻線Ｌ_２およびダイオードＤ_２を電流Ｉ_２が流れ、この二次電流Ｉ_２は平滑コンデンサＣ_２を介して負荷に供給される。

制御回路１６は、スイッチングトランジスタ１２のオン・オフを直接制御するスイッチング制御回路２４と、オン・オフ制御に必要な各種モニタ信号をスイッチング制御回路２４に与える３つの監視回路、すなわち電流監視回路２６、巻線電圧監視回路２８および出力電圧監視回路３０を有している。

電流監視回路２６は、オン時間制御用のモニタ信号を与える監視回路であり、上記センス抵抗２０を含んでいる。スイッチングトランジスタ１２がターンオンすると、電流経路ＪＳで電流Ｉｓが流れる。この電流Ｉｓは、一次巻線Ｌ_１のインダクタンスに反比例し入力電圧Ｖ_ＩＮに比例する傾きで時間の経過とともに略リニアに増大する。センス抵抗２０からは、電流Ｉｓに比例して略リニアに上昇するセンス電圧Ｖ_ＳＥＮＳが得られる。スイッチング制御回路２４は、電流監視回路２６からのセンス電圧Ｖ_ＳＥＮＳをオン時間制御用のモニタ信号として取り込み、センス電圧Ｖ_ＳＥＮＳが比較参照値に到達したタイミングでスイッチングトランジスタ１２をターンオフさせる。

なお、本発明において、「オン時間」とはスイッチングトランジスタ１２がターンオンしてからターンオフするまでの期間（オン状態の持続時間）であり、「オフ時間」とはスイッチングトランジスタ１２がターンオフしてからターンオンするまでの期間（オフ状態の持続時間）である。「オン時間」の長さはスイッチングトランジスタ１２がターンオフするタイミングに依存し、「オフ時間」の長さはスイッチングトランジスタ１２がターンオンするタイミングに依存する。

巻線電圧監視回路２８は、スイッチング制御回路２４にオフ時間制御用のモニタ信号を与える監視回路であり、一次巻線Ｌ_１の両端に接続される第１および第２の入力端子２８ａ，２８ｂと、スイッチング制御回路２４に接続される出力端子２８ｃを有している。より詳しくは、第１の入力端子２８ａは、正極側の入力端子１８_＋と一次巻線Ｌ_１の一端との間のノードＮ_１に接続されている。第２の入力端子２８ｂは、一次巻線Ｌ_１の他端とスイッチングトランジスタ１２との間のノードＮ_２に接続されている。

巻線電圧監視回路２８は、オフ時間中に一次巻線Ｌ_１に発生する電圧、特にフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１（図示せず）を両入力端子２８ａ，２８ｂを通じて監視し、両入力端子２８ａ，２８ｂが等電位になった瞬間またはその直後に、フライバック電圧Ｖ_ＦＢ１の消滅またはその直後の自由振動の極性変換を知らせる信号（以後、「反転検出信号」と称する。）ＰＲを出力端子２８ｃより出力するように構成されている。スイッチング制御回路２４は、巻線電圧監視回路２８からの反転検出信号ＰＲをオフ時間終了の頃合いを知らせるモニタ信号またはタイミング信号として入力し、反転検出信号ＰＲに基づいてスイッチングトランジスタ１２をターンオンさせる。

このスイッチング電源装置においては、スイッチングトランジスタ１２がオン状態からオフ状態に切り替わると、トランス１０に蓄積されていた電磁エネルギーを放出するための誘導起電力またはフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１，Ｖ_ＦＢ２が一次巻線Ｌ_１および二次巻線Ｌ_２にそれぞれ発生し、それまで一次巻線Ｌ_１で流れていた励磁電流に対して一次巻線Ｌ_１および二次巻線Ｌ_２の巻数比に比例して二次巻線Ｌ_２に二次電流Ｉ_２が流れ始める。

ここで、一次巻線Ｌ_１および二次巻線Ｌ_２の巻線数をそれぞれＴ_１，Ｔ_２とすると、両巻線Ｌ_１，Ｌ_２のフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１，Ｖ_ＦＢ２の間にはＶ_ＦＢ１：Ｖ_ＦＢ２＝Ｔ_１：Ｔ_２の関係がある。また、二次側において、オフ時間中に二次巻線Ｌ_２およびダイオードＤ_２を二次電流Ｉ_２が流れている時は、ダイオードＤ_２に生じる電圧降下をＶ_Ｄ２、出力端子２２_＋，２２_－間の電圧または出力電圧をＶ_ＯＵＴとすると、Ｖ_ＦＢ２＝Ｖ_Ｄ２＋Ｖ_ＯＵＴである。

この実施形態では、上記のように一次側でノードＮ_１，Ｎ_２に巻線電圧監視回路２８が接続されている。この巻線電圧監視回路２８においては、オフ時間中に、第１の入力端子２８ａにノードＮ_１より入力電圧Ｖ_ＩＮが印加され、第２の入力端子２８ｂにノードＮ_２より入力電圧Ｖ_ＩＮとフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１とが重畳して印加される。

そして、オフ時間中にトランス１０に蓄積されていた電磁エネルギーがすべて放出されると、二次側でダイオードＤ_２を流れる二次電流がゼロになる。この瞬間、二次巻線Ｌ_２でフライバック電圧Ｖ_ＦＢ２が消滅し、同時に一次巻線Ｌ_１でもフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１が消滅する。巻線電圧監視回路２８は、一次巻線Ｌ_１でフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１が消滅して両入力端子２８ａ，２８ｂが等電位になった瞬間を検出して反転検出信号ＰＲを出力し、さらにオフ時間を引き延ばすときはフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１の消滅直後に一次巻線Ｌ_１で発生する電圧振動または自由振動の極性反転を検出して反転検出信号ＰＲを出力する。これらの反転検出信号ＰＲは、たとえば二値信号のＬレベルからＨレベルへの立ち上がりエッジ（反転エッジ）として出力される。スイッチング制御回路２４は、反転検出信号ＰＲを入力すると、それに応動して直ちに、あるいは他の条件との掛け合わせでスイッチングトランジスタ１２をターンオンさせる。

出力電圧監視回路３０は、オン時間およびオフ時間を通じて出力電圧Ｖ_ＯＵＴの状態を一次側にフィードバックする監視回路であり、一次側と二次側との間の絶縁用にフォトカプラ（フォトダイオードＰＤ／フォトトランジスタＰＴ）を用いている。出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇すると、このフォトカプラにおいては、フォトダイオードＰＤの発光出力または光強度が上昇して、フォトトランジスタＰＴの出力するフォトカプラ電流Ｉ_ＰＣが増大する。反対に、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが低下すると、フォトダイオードＰＤの発光出力が低下して、フォトカプラ電流Ｉ_ＰＣが減少する。出力電圧監視回路３０は、周知の回路構成を有し、典型的には、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを一定の基準電圧と比較して比較誤差を増幅して出力する誤差増幅器と、この誤差増幅器の出力に応じてフォトダイオードＰＤを発光駆動する駆動回路とを含んでいる。

スイッチング制御回路２４は、一次側でフォトトランジスタＰＴが出力するフォトカプラ電流Ｉ_ＰＣをフィードバック制御用のモニタ信号として入力し、そのフィードバック量をオン時間制御およびオフ時間制御に反映させる。より詳しくは、オン時間制御では、センス電圧Ｖ_ＳＥＮＳに対する比較参照値にフォトカプラ電流Ｉ_ＰＣの電流量を反映させ、フォトカプラ電流Ｉ_ＰＣの増減に応じて比較参照値を逆方向に変化させる。すなわち、フォトカプラ電流Ｉ_ＰＣが増大するときは比較参照値を低下させ、フォトカプラ電流Ｉ_ＰＣが減少するときは比較参照値を上昇させる。

また、オフ時間制御では、フライバック電圧Ｖ_ＦＢ１が消滅した時点で出力電圧Ｖ_ＯＵＴが高すぎる時は、スイッチングトランジスタ１２のターンオンを保留し、フォトカプラ電流Ｉ_ＰＣの電流量に応じてオフ時間を引き延ばす。この間に二次側ではコンデンサＣ_２より放電の負荷電流が出力されてコンデンサＣ_２の端子間電圧つまり出力電圧Ｖ_ＯＵＴが低下し、フォトカプラ電流Ｉ_ＰＣの電流量がある値以下に減少してから、スイッチングトランジスタ１２をターンオンさせる。

制御回路１６は、一次側に電圧レギュレータ１００を備えている。この電圧レギュレータ１００はたとえばリニアレギュレータからなり、ノードＮ_１より入力電圧Ｖ_ＩＮを取り込んで、安定した動作電圧用の電源電圧Ｖ_ＲＥＧを生成し、この電源電圧Ｖ_ＲＥＧをスイッチング制御回路２４内の各部および巻線電圧監視回路２８内の各部に供給する。

上記のように、この実施形態におけるＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置は、一次巻線Ｌ_１および二次巻線Ｌ_２だけのトランス１０を使用し、一次巻線Ｌ_１の両端に接続される巻線電圧監視回路２８を備えている。この巻線電圧監視回路２８は、スイッチングトランジスタ１２がオフしている時に一次巻線Ｌ_１に発生する誘導起電力またはフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１を第１および第２の入力端子２８ａ，２８ｂを通じて監視し、両入力端子２８ａ，２８ｂが等電位になった瞬間またはその直後にフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１の消滅またはその直後の自由振動の極性変換を知らせる反転検出信号ＰＲを出力する。スイッチング制御回路２４はこの反転検出信号ＰＲに基づいてスイッチングトランジスタ１２をターンオンさせる。このように補助巻線を設けない小型簡便なトランス１０を用いてフライバック動作を適確に行うことができるため、この種のスイッチング電源装置の顕著な小型化および低コスト化を実現することができる。

［実施形態２］

図２に、第２の実施形態におけるスイッチング電源装置の構成を示す。この実施形態は、上記第１の実施形態のスイッチング電源装置における巻線電圧監視回路２８の具体的な回路構成を特徴とする。この実施形態における巻線電圧監視回路２８は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４、バイアス電圧源３５、抵抗３８、コンパレータ４２および基準電圧源４４を有している。

より詳しくは、直流の電圧源からなるバイアス電圧源３５の正極側端子は、巻線電圧監視回路２８の第１の入力端子２８ａとしてノードＮ_１に接続されている。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４は、そのソースが巻線電圧監視回路２８の第２の入力端子２８ｂとしてノードＮ_２に接続され、そのドレインがノードＮ_３および抵抗３８を介して一次側グランド電位端子に接続され、そのゲートがバイアス電圧源３５の負極側端子に接続されている。

バイアス電圧源３５は、その出力電圧またはバイアス電圧Ｖ_ＢＩＡＳをノードＮ_１上の電圧つまり入力電圧Ｖ_ＩＮに逆らう極性でＰ型ＭＯＳＦＥＴ３４のゲートに与える。これによって、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４は、その閾値電圧をＶ_ＴＨ３４とすると、ゲート電圧Ｖｇ（ただし、Ｖｇ＝Ｖａ－Ｖ_ＢＩＡＳ＝Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＢＩＡＳ）とソース電圧Ｖｂとの電圧差（Ｖｂ－Ｖｇ）であるゲート・ソース間電圧Ｖ_ＧＳ３４が閾値電圧Ｖ_ＴＨ３４より大きいときはオン状態となり、ゲート・ソース間電圧Ｖ_ＧＳ３４が閾値電圧Ｖ_ＴＨ３４より小さいときはオフ状態となる。

バイアス電圧_ＢＩＡＳは、好ましくは閾値電圧Ｖ_ＴＨ３４近辺に設定されてよい。たとえば、Ｖ_ＢＩＡＳ＝Ｖ_ＴＨ３４であるとすると、ゲート電圧ＶｇはＶｇ＝Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＴＨ３４である。この場合、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４のソース電圧つまり第２の入力端子２８ｂの電圧Ｖｂが第１の入力端子２８ａの電圧Ｖａ（Ｖ_ＩＮ）より高いときは、ゲート・ソース間電圧Ｖ_ＧＳ３４が閾値電圧Ｖ_ＴＨ３４より大きいため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４はオンしている。しかし、第２の入力端子２８ｂの電圧ＶｂがＶａ（Ｖ_ＩＮ）以下になると、Ｖ_ＧＳ３４≦Ｖ_ＴＨ３４となって、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４はオフする。

コンパレータ４２は、その反転入力端子（－）がノードＮ_３に接続され、その非反転入力端子（＋）が基準電圧源４４に接続され、その出力端子が巻線電圧監視回路２８の出力端子２８ｃとしてスイッチング制御回路２４の対応する入力端子に接続されている。コンパレータ４２は、ノードＮ_３の電圧Ｖ_Ｍを基準電圧源４４からの比較基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、Ｖ_Ｍ＞Ｖ_ＲＥＦのときは出力をＬレベルとし、Ｖ_Ｍ≦Ｖ_ＲＥＦのときは出力をＨレベルとする。ノードＮ_３の電圧Ｖ_Ｍが比較基準電圧Ｖ_ＲＥＦより高い状態から比較基準電圧Ｖ_ＲＥＦ以下まで低下した時に、コンパレータ４２の出力がＬレベルからＨレベルに変化し、その立ち上がりエッジ（反転エッジ）が反転検出信号ＰＲとなる。比較基準電圧Ｖ_ＲＥＦは、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４および抵抗３８に実質的な電流が少しでも流れていれば、Ｖ_Ｍ＞Ｖ_ＲＥＦとなるような低い値に設定されてよい。

この実施形態の巻線電圧監視回路２８は、一次巻線Ｌ_１の両端間（ノードＮ_１，Ｎ_２間）電圧の変化、特にフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１の消滅またはその直後の自由振動の極性反転を検出するために、第１の入力端子２８ａの電圧Ｖａと第２の入力端子２８ｂの電圧Ｖｂとの大小関係（差分）をＰ型ＭＯＳＦＥＴ３４のゲート・ソース間電圧Ｖ_ＧＳ３４に反映させる。そして、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４をゲート・ソース間電圧Ｖ_ＧＳ３４に応じてオンまたはオフさせ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４がオン状態からオフ状態に変わった時に、コンパレータ４２より反転検出信号ＰＲを出力するようにしている。

この巻線電圧監視回路２８において、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４のソース（入力端子２８ｂ）の電圧Ｖｂは、スイッチングトランジスタ１２がターンオフした直後が最大で、およそ（Ｖ_ＩＮ＋Ｔ_１／Ｔ_２×Ｖ_ＯＵＴ）となり、スイッチングトランジスタ１２がターンオンした直後が最小で、グランドレベル付近まで下がる。つまり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４のゲート・ソース間電圧Ｖ_ＧＳ３４は、スイッチングトランジスタ１２のターンオフ直後が最大で、ターンオン直後が最小になる。

上記のように、オフ期間中は、二次側で二次巻線Ｌ_２およびダイオードＤ_２を二次電流Ｉ_２が流れる。この時、一次側では、一次巻線Ｌ_１にフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１が発生して、第１の入力端子２８ａの電圧Ｖａと第２の入力端子２８ｂの電圧Ｖｂとの大小関係はＶａ＜Ｖｂであり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４においてはＶ_ＧＳ３４＞Ｖ_ＴＨ３４であり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４はオンしている。電流経路ＪＢ上では電流Ｉｂが流れ、抵抗３８の抵抗値をＲ_３８とすると、ノードＮ_３の電圧Ｖ_ＭはＶ_Ｍ＝Ｒ_３８×Ｉｂ（＞Ｖ_ＲＥＦ）であり、コンパレータ４２の出力はＬレベルになっている。

そして、オフ時間中にトランス１０に蓄積されていた電磁エネルギーがすべて放出されると、二次側でダイオードＤ_２を流れる二次電流Ｉ_２がゼロになる。この瞬間、二次巻線Ｌ_２でフライバック電圧Ｖ_ＦＢ２が消滅し、同時に一次巻線Ｌ_１でもフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１が消滅し、Ｖａ＝Ｖｂとなる。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４においては、Ｖ_ＧＳ３４≦Ｖ_ＴＨ３４の関係が成立し、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４はオフする。これにより、電流経路ＪＢ上では電流Ｉｂが遮断され、ノードＮ_３の電圧Ｖ_Ｍはグランドレベルになり、コンパレータ４２の出力がＬレベルからＨレベルに変わり、その立ち上がりエッジ（反転エッジ）が反転検出信号ＰＲとしてスイッチング制御回路２４に与えられる。

スイッチング制御回路２４は、最初の反転検出信号ＰＲに応動して直ちにスイッチングトランジスタ１２をターンオンさせてもよいが、後述するように出力電圧Ｖ_ＯＵＴについてフィードバック制御を行う場合にはフォトカプラ［ＰＤ／ＰＴ］の出力（フォトカプラ電流）Ｉ_ＰＣに応じてターンオフを保留してオフ時間を引き延ばすことがある。

この引き延ばしの間に、トランス１０の寄生容量、寄生インダクタンス、抵抗等により一次側で共振現象が起こり、自由振動（電圧振動）が発生する。この自由振動においてＰ型ＭＯＳＦＥＴ３４のソース（入力端子２８ｂ）の電圧Ｖｂが入力電圧Ｖ_ＩＮより高い半サイクルと低い半サイクルとが交互に繰り返され、前者の半サイクルから後者の半サイクルに変わる度毎に巻線電圧監視回路２８より反転検出信号ＰＲが出力される。スイッチング制御回路２４は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが基準値以下に低下したことをフォトカプラ［ＰＤ／ＰＴ］の出力Ｉ_ＰＣを通じて検出すると、その直後に入力する反転検出信号ＰＲに応じてスイッチングトランジスタ１２をターンオンさせる。

上記のように、この第２の実施形態におけるＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置は、第１の実施形態と同様の巻線電圧監視回路２８を備えているので、補助巻線の無い小型簡便なトランス１０を用いてフライバック動作を適確に行うことが可能であり、この種の電源装置の顕著な小型化および低コスト化を実現することができる。

さらに、この実施形態における巻線電圧監視回路２８は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４、バイアス電圧源３５、抵抗３８、コンパレータ４２および基準電圧源４４を有する比較的小規模な回路構成でありながら、フライバック電圧Ｖ_ＦＢ１の消滅した瞬間さらにはその直後の自由振動の極性変換を精確に検出し、スイッチングトランジスタ１２を適確にターンオンさせることができる。

［実施形態３］

図３に、第３の実施形態におけるスイッチング電源装置の構成を示す。この実施形態は、上記第１の実施形態のスイッチング電源装置における誘導起電力監視回路２８の具体的な回路構成とスイッチング制御回路２４の具体的な回路構成とを特徴とする。

《巻線電圧監視回路の構成及び作用》

この実施形態における巻線電圧監視回路２８は、上記第２の実施形態のものと同様の回路構成を有している。ただし、電流経路ＪＢ上でノードＮ_２と巻線電圧監視回路２８の第２の入力端子２８ｂとの間に抵抗５０を設けている。

かかる構成においては、オフ期間中にＰ型ＭＯＳＦＥＴ３４がオンしている時、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４のソース（入力端子２８ｂ）の電圧Ｖｂは最大値（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＢＩＡＳ＋Ｖ_ＧＳ３４）にクランプされる。抵抗５０の抵抗値をＲ_５０、ノードＮ_２の電圧をＶ_Ｎ２とすると、電流経路ＪＢ上の抵抗５０には［Ｖ_Ｎ２－（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＢＩＡＳ＋Ｖ_ＧＳ３４）］／Ｒ_５０で表される電流Ｉｂが流れる。この時、ノードＮ_３の電圧Ｖ_Ｍは、Ｒ_３８×Ｉｂ（＞Ｖ_ＲＥＦ）であり、コンパレータ４２の出力はＬレベルである。

そして、二次側でダイオードＤ_２の導通が止まって、ノードＮ_２の電圧Ｖ_Ｎ２がドロップすると、抵抗５０（電流経路ＪＢ）を流れる電流Ｉｂが急激に減少し、電圧Ｖ_Ｎ２が入力電圧Ｖ_ＩＮ以下になると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４がオフして抵抗５０（電流経路ＪＢ）には電流Ｉｂが流れなくなり、上記第２の実施形態と同様にコンパレータ４２より反転検出信号ＰＲが出力される。オフ時間の引き延ばしがない場合は、それ以降コンパレータ４２の出力はＨレベルの状態を保つ。

このように、オフ期間の終了間際にノードＮ_２の電圧Ｖ_Ｎ２がドロップした時にＰ型ＭＯＳＦＥＴ３４をオフにするタイミングを抵抗５０によって調整することができる。そして、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４のソース（入力端子２８ｂ）の電圧Ｖｂが最大電圧（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＢＩＡＳ＋Ｖ_ＧＳ３４）でクランプされるため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４は素子耐性の低いトランジスタであってもよい。これにより、後述する同一の半導体チップ６４上で、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４を巻線電圧監視回路２８内の他のトランジスタやスイッチング制御回路２４内のトランジスタ等と同程度の耐圧性を有するトランジスタとして作製することができる。

《スイッチング制御回路の構成及び作用》

この実施形態の制御回路１６において、スイッチング制御回路２４は、オン時間制御部５２、オフ時間制御部５４、定電流源５６、コンデンサ５８、ＲＳフリップフロップ６０、ドライバ回路６２を含んでいる。外付けのコンデンサ５８を除いて、スイッチング制御回路２４は、巻線電圧監視回路２８および電圧レギュレータ１００等と共に同一の半導体チップ６４上に集積回路として構築される。

図４に示すように、オン時間制御部５２は、一構成例として、増幅回路６５、スイッチ６６、定電圧源６８、バッファ回路７０、抵抗７１およびコンパレータ７２を有している。電流監視回路２６（図３）からのセンス電圧Ｖ_ＳＥＮＳは増幅回路６５で増幅されてからコンパレータ７２の非反転入力端子（＋）に入力される。コンパレータ７２の反転入力端子（－）には、スイッチ６６と抵抗７１との間のノードＮ_４に得られる可変の参照電圧Ｖ_ＳＴが入力される。

定電圧源６８は一定の基準電圧Ｖ_ｒｅｆを発生し、バッファ回路７０の出力端子に上記基準電圧Ｖ_ｒｅｆが得られる。ノードＮ_４は、抵抗７１を介してバッファ回路７０の出力端子に接続されるとともに、スイッチ６６を介してフォトトランジスタＰＴ（図３）の出力端子に接続されている。ここで、スイッチ６６は、ＲＳフリップフロップ６０（図３）の出力信号Ｓ_ＳＷの論理レベルに応じてオン・オフし、Ｓ_ＳＷがＬレベルのときはオフしてフォトカプラ電流Ｉ_ＰＣを遮断し、Ｓ_ＳＷがＨレベルのときはオンして抵抗７１にフォトカプラ電流Ｉ_ＰＣを流す。

これにより、Ｓ_ＳＷがＨレベルで、スイッチ６６がオンすると、ノードＮ_４上の可変参照電圧Ｖ_ＳＴはフォトカプラ電流Ｉ_ＰＣの電流量に依存し、Ｉ_ＰＣが流れないときはＶ_ＳＴが基準電圧Ｖ_ｒｅｆのレベルを保ち、Ｉ_ＰＣが流れるときはＶ_ＳＴが抵抗７１の電圧降下だけ基準電圧Ｖ_ｒｅｆより低い値になる。

コンパレータ７２は、センス電圧Ｖ_ＳＥＮＳと可変参照電圧Ｖ_ＳＴとを比較し、Ｖ_ＳＥＮＳ＜Ｖ_ＳＴのときは出力をＬレベルとし、Ｖ_ＳＥＮＳ≧Ｖ_ＳＴのときは出力をＨレベルとする。コンパレータ７２からのＨレベルの出力は、スイッチングトランジスタ１２をターンオフさせるためのターンオフ指示信号Ｓ_ＯＦＦとしてＲＳフリップフロップ６０のリセット端子（Ｒ）に与えられる。

なお、オン時間制御部５２よりターンオフ指示信号Ｓ_ＯＦＦがＲＳフリップフロップ６０のリセット端子（Ｒ）に与えられると、後述するように、ＲＳフリップフロップ６０の出力信号Ｓ_ＳＷがＨレベルからＬレベルに変わる。すると、オン時間制御部５２においては、スイッチ６６がオフして、ノードＮ_４の可変参照電圧Ｖ_ＳＴが瞬時に基準電圧Ｖ_ｒｅｆのレベルまで上昇し、コンパレータ７２の出力がＨレベルからＬレベルに戻る。このように、ターンオフ指示信号Ｓ_ＯＦＦは、パルス幅の非常の狭いＨレベルのパルスとして生成される。

図５に示すように、オフ時間制御部５４は、一構成例として、定電流源５６、コンデンサ５８、スイッチ７４、バッファ回路７６、抵抗７８、コンパレータ８０、基準電圧源８２およびＤフリップフロップ８４を含んでいる。

より詳しくは、バッファ回路７６の入力端子側のノードＮ_５と一次側グランド電位端子との間にコンデンサ５８とスイッチ７４が並列に接続され、電源電圧Ｖ_ＲＥＧの電源電圧端子とノードＮ_５との間に定電流源５６が接続されている。バッファ回路７６の出力端子は、抵抗７８およびノードＮ_６を介してコンパレータ８０の非反転入力端子（＋）に接続されている。ノードＮ_６は、フォトトランジスタＰＴ（図３）の出力端子に接続されている。

スイッチ７４は、ＲＳフリップフロップ６０（図３）の出力信号Ｓ_ＳＷの論理レベルに応じてオン・オフし、Ｓ_ＳＷがＨレベルのときはオンしてノードＮ_５を一次側グランド電位端子に接続し、Ｓ_ＳＷがＬレベルのときはオフしてノードＮ_５を一次側グランド電位端子から電気的に分離する。ノードＮ_５が一次側グランド電位端子から電気的に分離されると、定電流源５６より一定の充電電流Ｉ_Ｋがコンデンサ５８に流れ込み、ノードＮ_５には時間に比例して一定の傾きで上昇する基準のランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰが発生する。

この基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰはバッファ回路７６に入力され、バッファ回路７６の出力端子にはランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰと同じ電圧が得られる。フォトトカプラ電流Ｉ_ＰＣが流れていないときは、基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰがバッファ回路７６、抵抗７８およびノードＮ_６を介してコンパレータ８０の非反転入力端子（＋）に入力される。しかし、フォトトカプラ電流Ｉ_ＰＣが流れているときは、抵抗７８で電圧降下が生じて、その電圧降下だけ基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰより低い電圧または変形ランプ電圧Ｖ_ＲＴがノードＮ_６に得られ、この変形ランプ電圧Ｖ_ＲＴがコンパレータ８０の非反転入力端子（＋）に入力される。

コンパレータ８０の反転入力端子（－）には、基準電圧源８２より一定の比較基準電圧Ｖ_ＲＥＭが入力される。コンパレータ８０は、基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰまたは変形ランプ電圧Ｖ_ＲＴを比較基準電圧Ｖ_ＲＥＭと比較し、Ｖ_ＲＡＭＰまたはＶ_ＲＴがＶ_ＲＥＭより低い間は出力をＬレベルとし、Ｖ_ＲＡＭＰまたはＶ_ＲＴがＶ_ＲＥＭ以上になると出力をＨレベルとする。

コンパレータ８０の出力は、Ｄフリップフロップ８４のデータ端子（Ｄ）に入力される。Ｄフリップフロップ８４のクロック端子（ＣＫ）には、巻線出力監視回路２８（図３）より反転検出信号ＰＲが入力される。Ｄフリップフロップ８４は、反転検出信号ＰＲに応動してコンパレータ８０の出力をラッチする。Ｄフリップフロップ８４の出力（Ｑ）の論理レベルは、巻線出力監視回路２８からの反転検出信号ＰＲがクロック端子（ＣＫ）に入力された時点でのコンパレータ８０の出力の論理レベルに対応し、その時点における基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰまたは変形ランプ電圧Ｖ_ＲＴと比較基準電圧Ｖ_ＲＥＭとの大小関係によって決まる。

すなわち、巻線出力監視回路２８からの反転検出信号ＰＲが入力された時点で、ノードＮ_６上の基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰまたは変形ランプ電圧Ｖ_ＲＴが比較基準電圧Ｖ_ＲＥＭより低いときは、コンパレータ８０の出力がＬレベルで、Ｄフリップフロップ８４の出力（Ｑ）がＬレベルのままである。しかし、巻線出力監視回路２８より反転検出信号ＰＲが入力された時点で、ノードＮ_６上の基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰまたは変形ランプ電圧Ｖ_ＲＴが比較基準電圧Ｖ_ＲＥＭ以上になっているときは、コンパレータ８０の出力がＨレベルで、Ｄフリップフロップ８４の出力（Ｑ）がＬレベルからＨレベルに変わる。出力（Ｑ）のＨレベルは、スイッチングトランジスタ１２をターンオンさせるためのターンオン指示信号Ｓ_ＯＮとしてＲＳフリップフロップ６０のセット端子（Ｓ）に与えられる。

ＲＳフリップフロップ６０（図３）の出力信号Ｓ_ＳＷは、Ｄフリップフロップ８４のリセット端子またはクリア端子（ＣＬＲ）にも与えられる。オフ時間制御部５４よりターンオン指示信号Ｓ_ＯＮがＲＳフリップフロップ６０のセット端子（Ｓ）に与えられると、後述するように、ＲＳフリップフロップ６０の出力信号Ｓ_ＳＷがＬレベルからＨレベルに変わる。すると、オフ時間制御部５４においては、Ｄフリップフロップ８４がリセットされ、その出力（Ｑ）がＨレベルからＬレベルに戻る。また、スイッチ７４がオンして、ノードＮ_５がグランド電位端子に短絡接続され、コンパレータ８０の出力がＨレベルからＬレベルに戻る。このように、ターンオン指示信号Ｓ_ＯＮは、パルス幅の非常の狭いＨレベルのパルスとして生成される。

再び図３において、ＲＳフリップフロップ６０は、オン時間制御部５２からのターンオフ指示信号Ｓ_ＯＦＦをリセット端子（Ｒ）に入力し、オフ時間制御部５４からのターンオン指示信号Ｓ_ＯＮをセット端子（Ｓ）に入力し、両信号Ｓ_ＯＦＦ，Ｓ_ＯＮが入力される度毎に出力（Ｑ）の論理レベルを反転させる。

より詳しくは、ＲＳフリップフロップ６０は、オン時間制御部５２からのオン時間を終了させる（つまりオフ時間を開始させる）ためのターンオフ指示信号Ｓ_ＯＦＦをリセット端子（Ｒ）に入力すると、出力（Ｑ）の論理レベルをＨレベルからＬレベルに反転させる。そして、オフ時間制御部５４からのオフ時間を終了させる（つまりオン時間を開始させる）ためのターンオン指示信号Ｓ_ＯＮをセット端子（Ｓ）に入力すると、出力（Ｑ）の論理レベルをＬレベルからＨレベルに反転させる。

ＲＳフリップフロップ６０の出力（Ｑ）はスイッチング制御信号Ｓ_ＳＷであり、上記のようにオン時間制御部５２およびオフ時間制御部５４内のスイッチ６８，７４に対して与えられるだけでなく、ドライバ回路６２を介してスイッチングトランジスタ１２に対しても与えられる。ドライバ回路６２は、スイッチング制御信号Ｓ_ＳＷに応じたスイッチング駆動信号Ｓ_ｄｒｖをスイッチングトランジスタ１２の制御端子に与える。

《装置全体の作用》

次に、この実施形態におけるスイッチング電源装置の全体の作用を説明する。図６は、このスイッチング電源装置におけるオン時間中およびオフ時間中の各部の波形を示す。図中、Ｔ_ＯＮはオン時間、Ｔ_ＯＦＦはオフ時間である。

たとえば、時点ｔ_１～時点ｔ_２のオン時間Ｔ_ＯＮにおいては、時点ｔ_１で、コンパレータ４２の出力がＬレベルからＨレベルに変わり、その立ち上がりエッジが反転検出信号ＰＲとしてスイッチング制御回路２４に与えられ、スイッチング制御回路２４が反転検出信号ＰＲに応動してスイッチング制御信号Ｓ_ＳＷをＬレベルからＨレベルに変えてスイッチングトランジスタ１２をターンオンさせる。

スイッチングトランジスタ１２がターンオンすると、一次側の電流経路ＪＳでは時間の経過とともに略リニアに増大する電流Ｉｓが流れ、センス電圧Ｖ_ＳＥＮＳが略リニアに上昇する。スイッチング制御回路２４のオン時間制御部５２内では、スイッチ６６がオンし、ノードＮ_４上には基準電圧（Ｖ_ｒｅｆ）よりフォトカプラ電流Ｉ_ＰＣの電流量に応じた抵抗７１の電圧降下だけ低い比較参照電圧Ｖ_ＳＴが得られる。オン時間中は出力電圧Ｖ_ＯＵＴが漸次的に低下してフォトカプラ電流Ｉ_ＰＣが漸次的に減少するため、比較参照電圧Ｖ_ＳＴはオン時間の開始直後が極小で、そこから漸次的に上昇する。

一方、スイッチング制御回路２４のオフ時間制御部５４内では、スイッチ７４がオン状態にあり、ノードＮ_６上には基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰまたは変形ランプ電圧Ｖ_ＲＴのいずれも存在せず、コンパレータ８０の出力およびＤフリップフロップ８４の出力（ターンオン指示信号）Ｓ_ＯＮはＬレベルのままである。

また、オン時間Ｔ_ＯＮ中は、入力電圧Ｖ_ＩＮに逆らう誘導起電力が一次巻線Ｌ_１に発生して、ノードＮ_２の電位はグランド付近まで低下する。二次側では、二次巻線Ｌ_２に誘導起電力が発生するものの、その極性がダイオードＤ_２の極性と逆であるため、二次巻線Ｌ_２およびダイオードＤ_２には電流が流れず、コンデンサＣ_２の放電による電流が負荷に供給される。これにより、上記のように出力電圧Ｖ_ＯＵＴが漸次的に低下してフォトカプラ電流Ｉ_ＰＣも漸次的に減少する。

そして、時点ｔ_２で、オン時間制御部５２内の増幅回路６５により増幅されたセンサ電圧Ｖ_ＳＥＮＳがノードＮ_４上の比較参照電圧Ｖ_ＳＴのレベルに追い付くと、コンパレータ７２がＨレベルのターンオフ指示信号Ｓ_ＯＦＦを出力し、ＲＳフリップフロップ６０がこれに応動してスイッチング制御信号Ｓ_ＳＷをＨレベルからＬレベルに変えて、スイッチングトランジスタ１２をターンオフさせる。こうして、時点ｔ_１～時点ｔ_２のオン時間Ｔ_ＯＮが終了し、代わって時点ｔ_２～時点ｔ_３のオフ時間Ｔ_ＯＦＦが開始される。

時点ｔ_２で、オフ時間Ｔ_ＯＦＦが開始されると、オフ時間制御部５４内では、スイッチ７４がオフすることによって、ノードＮ_５には基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰが生成され、ノードＮ_６にはフォトカプラ電流Ｉ_ＰＣの電流量に応じて基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰより低い変形ランプ電圧Ｖ_ＲＴが生成される。この場合、二次側で二次巻線Ｌ_２およびダイオードＤ_２を流れる二次電流Ｉ_２はターンオフの直後が最大でそれから略リニアに減少するが、コンデンサＣ_２への充電を経て負荷に供給されるため、出力電圧Ｖ_ＯＵＴおよびフォトカプラ電流Ｉ_ＰＣは少し遅れて極大になる。

一方、一次側では、一次巻線Ｌ_２と同じ極性の誘導起電力またはフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１が発生し、ノードＮ_２の電位がターンオフの直後に入力電圧Ｖ_ＩＮのレベルを大きく超えて跳ね上がり、以後フライバック電圧Ｖ_ＦＢ２が消滅するまで略一定のレベルを維持する。

そして、上述したように、二次側でダイオードＤ_２の導通が止まると、巻線出力監視回路２８内でコンパレータ４２の出力がＬレベルからＨレベルに変わり、その立ち上がりのエッジ（反転エッジ）が反転検出信号ＰＲとしてスイッチング制御回路２４のオフ時間制御部５４に与えられる。

この時、オフ時間制御部５４では、ノードＮ_６上の変形ランプ電圧Ｖ_ＲＴが比較基準電圧Ｖ_ＲＥＭより低いため、コンパレータ８０の出力はＬレベルであり、Ｄフリップフロップ８４のクロック端子（ＣＫ）に反転検出信号ＰＲが入力されても出力（Ｑ）はＬレベルのままであり、ターンオン指示信号Ｓ_ＯＮは出力されない。

こうしてフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１が消滅した直後にオフ時間が引き延ばされると、トランス１０の浮遊容量やインダクタンス等によって一次巻線Ｌ_１にいわゆる自由振動（電圧振動）が発生し、入力電圧Ｖ_ＩＮを基準としてノードＮ_２の電圧Ｖ_Ｎ２が略一定の周期で極性反転を繰り返す。

これにより、ノードＮ_２の電圧Ｖ_Ｎ２が入力電圧Ｖ_ＩＮに対して正の極性から負の極性に反転する度毎に、巻線電圧監視回路２８においてコンパレータ４２の出力がＬレベルからＨレベルに反転し、その立ち上がりエッジ（反転エッジ）が反転検出信号ＰＲとしてスイッチング制御回路２４のオフ時間制御部５４に与えられる。しかし、オフ時間制御部５４内でノードＮ_６上の変形ランプ電圧Ｖ_ＲＴが比較基準電圧Ｖ_ＲＥＭより低い間は、ターンオン指示信号Ｓ_ＯＮは発生されない。また、ノードＮ_２の電位が入力電圧Ｖ_ＩＮに対して負の極性から正の極性に変わった時は、コンパレータ４２の出力がＨレベルからＬレベルに戻る。

こうして、オフ時間を引き延ばしている間に、オフ時間制御部５４内で変形ランプ電圧Ｖ_ＲＴが比較基準電圧Ｖ_ＲＥＭを超えると、コンパレータ８０の出力がＬレベルからＨレベルに変わり、その直後に巻線電圧監視回路２８からの反転検出信号ＰＲがＤフリップフロップ８４のクロック端子（ＣＫ）に入力されると、このタイミングでＤフリップフロップ８４の出力（Ｑ）がＬレベルからＨレベルに変わり、ターンオン指示信号Ｓ_ＯＮが出力される。

オフ時間制御部５４からターンオン指示信号Ｓ_ＯＮが出力されると、ＲＳフリップフロップ６０はこれに応動してスイッチング制御信号Ｓ_ＳＷをＬレベルからＨレベルに変えて、スイッチングトランジスタ１２をターンオンさせる。

上記のようにして時点ｔ_２～時点ｔ_３のオフ時間Ｔ_ＯＦＦが終了すると、代わって時点ｔ_３～時点ｔ_４のオン時間Ｔ_ＯＮが開始され、以後も上記と同様のオン時間動作およびオフ時間動作が交互に繰り返される。

なお、図６の例では、フォトカプラ電流Ｉ_ＰＣが出力されている。しかし、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの状態如何により、あるいは出力電圧監視回路３０における比較基準値の設定次第では、フォトカプラ電流Ｉ_ＰＣが出力されない場合もある。この場合の各部の波形は図７のようになる。

すなわち、時点ｔ_１１～時点ｔ_１２のオン時間Ｔ_ＯＮにおいては、フォトカプラ電流Ｉ_ＰＣの電流量がゼロであるため、スイッチング制御回路２４のオン時間制御部５２内では、センス電圧Ｖ_ＳＥＮＳに対する比較参照電圧Ｖ_ＳＴが基準電圧（Ｖ_ｒｅｆ）に保持され、増幅回路６５で増幅されたセンス電圧Ｖ_ＳＥＮＳがその基準電圧（Ｖ_ｒｅｆ）まで上昇した時点（ｔ_１２）で、ターンオフ指示信号Ｓ_ＯＦＦが出力される。そして、スイッチング制御回路２４のＲＳフリップフロップ６０は、そのターンオフ指示信号Ｓ_ＯＦＦに応動してスイッチング制御信号Ｓ_ＳＷをＨレベルからＬレベルに変えて、スイッチングトランジスタ１２をターンオフさせる。

また、時点ｔ_１２～時点ｔ_１３のオフ時間Ｔ_ＯＦＦにおいては、フォトカプラ電流Ｉ_ＰＣの電流量がゼロであるため、オフ時間制御部５４では、ノードＮ_６上に基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰが得られる。そして、この基準ランプ電圧Ｖ_ＲＡＭＰが比較基準電圧Ｖ_ＲＥＭを超えてからフライバック電圧Ｖ_ＦＢ１が消滅して巻線電圧監視回路２８より反転検出信号ＰＲが出力されると、これに応動してスイッチング制御回路２４がスイッチング制御信号Ｓ_ＳＷをＬレベルからＨレベルに立ち上げて、スイッチングトランジスタ１２をターンオンさせる。以後も、上記と同様のオン時間動作およびオフ時間動作が交互に繰り返される。

なお、この実施形態におけるスイッチング制御回路２４の構成および機能は、上記第１および第２の実施形態にも適用可能である。

［他の実施形態又は変形例］

以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、上述した実施形態は本発明を限定するものではない。当業者にあっては、具体的な実施態様において本発明の技術思想および技術範囲から逸脱せずに種々の変形・変更を加えることが可能である。

図８および図９に、第４および第５の実施形態におけるスッチング電源装置の構成をそれぞれ示す。これら第４および第５の実施形態は、巻線電圧監視回路２８の構成を除いて、上述した第２および第３の実施形態（図２，図３）とそれぞれ同じ構成を有している。図９の第５の実施形態におけるスイッチング電源装置は、図３の第３の実施形態と同様に電流経路ＪＢ上においてノードＮ２と巻線電圧監視回路２８の第２の入力端子２８ｂとの間に抵抗５０を設けている以外は図８の第４の実施形態のスイッチング電源装置と同様の回路構成を有している。

図８および図９の巻線電圧監視回路２８では、第１の入力端子２８ａと一次側グランド電位端子との間でＰ型ＭＯＳＦＥＴ３２と定電流源３６が直列に接続され、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２のドレインとゲートが短絡接続（ダイオード接続）されるとともにＰ型ＭＯＳＦＥＴ３４のゲートに共通接続されている。これにより、第１の入力端子２８ａの電圧Ｖａ（Ｖ_ＩＮ）からＰ型ＭＯＳＦＥＴ３２のゲート・ソース間電圧Ｖ_ＧＳ３２を減じた電圧（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＧＳ３２）がＰ型ＭＯＳＦＥＴ３４のゲートに入力される。ここで、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２のゲート・ソース間電圧Ｖ_ＧＳ３２はＰ型ＭＯＳＦＥＴ３２のトランジスタサイズや定電流源３６の出力電流（基準電流）Ｉ_ＲＥＦによって調整可能であり、たとえばＰ型ＭＯＳＦＥＴ３４の閾値電圧Ｖ_ＴＨ３４付近の値に設定することも可能である。また、出力電流（基準電流）Ｉ_ＲＥＦの値を小さくすることにより制御回路１６の消費電流に影響を与えないようにすることができる。このように、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２および定電流源３６は、バイアス電圧源３５（図２、図３）と同等の機能を有している。

さらに、第６の実施形態におけるスイッチング電源装置として、電圧監視回路２８を図１０に示すように構成することも可能である。図１０において、電圧監視回路２８は、４個の抵抗８６，８８，９０，９２とコンパレータ９４を含んでいる。

より詳しくは、第１の入力端子２８ａと一次側グランド電位端子との間に抵抗８６，８８が直列に接続されている。これらの抵抗８６，８８は、第１の入力端子２８ａの電圧Ｖａに対する分圧回路９６を構成している。両抵抗８６，８８間のノードＮ_ａには、電圧Ｖａをそれぞれの抵抗値Ｒ_８６，Ｒ_８８で分圧した電圧Ｖ_Ｎａ＝Ｖａ×Ｒ_８８／（Ｒ_８６＋Ｒ_８８）が得られる。ノードＮ_ａ上の分圧電圧Ｖ_Ｎａは、コンパレータ９４の非反転入力端子(+)に入力される。

一方、第２の入力端子２８ｂと一次側グランド電位端子との間に抵抗９０，９２が直列に接続されている。これらの抵抗９０，９２は第２の入力端子２８ｂの電圧Ｖｂに対する分圧回路９８を構成している。両抵抗９０，９２間のノードＮ_ｂには、電圧Ｖｂをそれぞれの抵抗値Ｒ_９０，Ｒ_９２で分圧した電圧Ｖ_Ｎｂ＝Ｖｂ×Ｒ_９２／（Ｒ_９０＋Ｒ_９２）が得られる。ノードＮ_ｂ上の分圧電圧Ｖ_Ｎｂは、コンパレータ９４の反転入力端子(-)に入力される。

好ましくは、分圧回路９６の分圧比Ｒ_８８／（Ｒ_８６＋Ｒ_８８）と分圧回路９８の分圧比Ｒ_９２／（Ｒ_９０＋Ｒ_９２）は同じである。したがって、好ましくは、Ｒ_８６＝Ｒ_９０，Ｒ_８８＝Ｒ_９２に設定されてよい。

コンパレータ９４は、ノードＮ_ａの分圧電圧Ｖ_ＮａとノードＮ_ｂの分圧電圧Ｖ_Ｎｂとを比較し、Ｖ_Ｎａ＜Ｖ_Ｎｂのときは出力をＬレベルとし、Ｖ_Ｎａ≧Ｖ_Ｎｂのときは出力をＨレベルとする。

ノードＮ_ａの分圧電圧Ｖ_ＮａとノードＮ_ｂの分圧電圧Ｖ_Ｎｂの大小関係は、両入力電圧Ｖａ，Ｖｂの大小関係に対応している。上述したように、第１の入力端子２８ａの電圧Ｖａと第２の入力端子２８ｂの電圧Ｖｂとの間では、オフ期間中はＶａ＜Ｖｂの関係が保たれ、二次側でダイオードＤ_２の導通が止まった時にそれまでのＶａ＜Ｖｂの関係からＶａ≧Ｖｂの関係に反転する。分圧電圧Ｖ_Ｎａと分圧電圧Ｖ_Ｎｂとの間では、オフ期間中はＶ_Ｎａ＜Ｖ_Ｎｂの関係が保たれ（これによって、コンパレータ９４の出力はＬレベルに保たれ）、二次側でダイオードＤ_２の導通が止まった時にそれまでのＶ_Ｎａ＜Ｖ_Ｎｂの関係からＶ_Ｎａ≧Ｖ_Ｎｂの関係に反転し、この時コンパレータ９４の出力はＬレベルからＨレベルに変わり、その立ち上がりエッジ（反転エッジ）が反転検出信号ＰＲとなる。

上記のように、本発明のスイッチング電源装置は、補助巻線を設けずに一次巻線および二次巻線だけの小型簡便なトランスを用いてフライバック動作を適確に行うことができるため、スイッチング電源装置の顕著な小型化および低コスト化を実現することができる。

１０ トランス
１２ スイッチングトランジスタ（Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）
１４ 整流平滑回路
１６ 制御回路
２０ センス抵抗
２４ スイッチング制御回路
２８ 巻線電圧監視回路
２８ａ，２８ｂ 巻線電圧監視回路の入力端子
３０ 出力電圧監視回路
３２，３４ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
３５ バイアス電圧源
３６ 定電流源
３８ 抵抗
４２ コンパレータ
４４ 基準電圧源
５０ 抵抗
５２ オン時間制御部
５４ オフ時間制御部
６０ ＲＳフリップフロップ
８６，８８，９０，９２ 抵抗
９４ コンパレータ
１００ 電圧レギュレータ

Claims (14)

1. 直流の入力電圧が印加される一次巻線と前記一次巻線に磁気的に結合している二次巻線とを有するトランスと、前記一次巻線に直列に接続されているスイッチングトランジスタと、前記二次巻線に接続されている整流平滑回路と、前記スイッチングトランジスタのオン・オフを制御する制御回路とを有するＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置であって、
   前記制御回路は、
   前記一次巻線の両端に接続され、前記スイッチングトランジスタがオフしている時に、前記一次巻線に発生するフライバック電圧の消滅またはその直後の自由振動の極性反転を検出して、その検出したタイミングを示す反転検出信号を出力する巻線電圧監視回路を有し、
   前記反転検出信号に基づいて前記スイッチングトランジスタをターンオンさせる、
   スイッチング電源装置。
2. 前記巻線電圧監視回路は、
   その正極側端子が前記入力電圧を入力する正極側の入力端子と前記一次巻線の一方の端との間の第１のノードに接続され、一定のバイアス電圧を与えるバイアス電圧源と、
   その一方の端子が前記一次巻線の他方の端と前記スイッチングトランジスタとの間の第２のノードに接続され、その他方の端子が第３のノードおよび第１の抵抗を介して一次側グランド電位端子に接続され、その制御端子が前記バイアス電圧源の負極側端子に接続されているトランジスタと、
   前記第３のノードの電圧を基準電圧と比較してその大小関係を表す二値の論理レベルを出力するコンパレータと、
   を有し、前記トランジスタの前記一方の端子の電圧が前記制御端子の電圧に前記トランジスタの閾値電圧を加えた電圧以下になった時に、前記コンパレータの出力の論理レベルが反転して、その論理レベルの反転エッジが前記反転検出信号となる、
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記第２のノードと前記トランジスタの前記一方の端子との間に第２の抵抗が設けられている、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記巻線電圧監視回路は、
   その一方の端子が前記入力電圧を入力する正極側の入力端子と前記一次巻線の一方の端との間の第１のノードに接続され、その他方の端子が定電流源を介して一次側グランド電位端子に接続され、その制御端子が前記他方の端子に接続されている第１のトランジスタと、
   その一方の端子が前記一次巻線の他方の端と前記スイッチングトランジスタとの間の第２のノードに接続され、その他方の端子が第３のノードおよび第１の抵抗を介して前記一次側グランド電位端子に接続され、その制御端子が前記第１のトランジスタの制御端子に接続されている第２のトランジスタと、
   前記第３のノードの電圧を基準電圧と比較してその大小関係を表す二値の論理レベルを出力するコンパレータと、
   を有し、前記第２のトランジスタの前記一方の端子の電圧が前記制御端子の電圧に前記第２のトランジスタの閾値電圧を加えた電圧以下になった時に、前記コンパレータの出力の論理レベルが反転して、その論理レベルの反転エッジが前記反転検出信号となる、
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記第２のノードと前記第２のトランジスタの前記一方の端子との間に第２の抵抗が設けられている、請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記巻線電圧監視回路は、
   一端が前記入力電圧を入力する正極側の入力端子と前記一次巻線の一方の端との間の第１のノードに接続され、他端が第３のノードに接続されている第１の抵抗と、
   一端が前記第３のノードに接続され、他端が一次側グランド電位端子に接続されている第２の抵抗と、
   一端が前記一次巻線の他方の端と前記スイッチングトランジスタとの間の第２のノードに接続され、他端が第４のノードに接続されている第３の抵抗と、
   一端が前記第４のノードに接続され、他端が前記一次側グランド電位端子に接続されている第４の抵抗と、
   前記第３のノードの電圧と前記第４のノードの電圧とを比較してその大小関係を表す二値の論理レベルを出力するコンパレータと、
   を有し、前記第４のノードの電圧が前記第３のノードの電圧以下になった時に、前記コンパレータの出力の論理レベルが反転して、その論理レベルの反転エッジが前記反転検出信号となる、
   請求項１に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタがオンしている時に、前記スイッチングトランジスタを流れる電流を検出する電流監視回路を有し、前記電流監視回路の出力信号に基づいて前記スイッチングトランジスタをターンオフさせる、請求項１～６のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記制御回路は、前記整流平滑回路より出力される出力電圧の状態をフィードバックする出力電圧監視回路を有し、前記巻線電圧監視回路の出力信号と前記出力電圧監視回路の出力信号とに基づいて前記スイッチングトランジスタをターンオンさせ、前記電流監視回路の出力信号と前記出力電圧監視回路の出力信号とに基づいて前記スイッチングトランジスタをターンオフさせる、請求項７に記載のスイッチング電源装置。
9. 入力電圧が印加される一次巻線と前記一次巻線に磁気的に結合している二次巻線とを有するトランスと、前記一次巻線に直列に接続されているスイッチングトランジスタと、前記二次巻線に接続されている整流平滑回路と、前記スイッチングトランジスタのオン・オフを制御する制御回路とを有するＲＣＣ方式の絶縁型スイッチング電源装置であって、
   前記制御回路は、
   前記スイッチングトランジスタと直列に接続されるセンス抵抗を有し、前記スイッチングトランジスタがオンしている時に、前記スイッチングトランジスタを流れる電流に比例するセンス電圧を出力する電流監視回路と、
   前記一次巻線の両端に接続され、前記スイッチングトランジスタがオフしている時に、前記一次巻線で発生するフライバック電圧の消滅またはその直後の自由振動の極性反転を検出して、その検出したタイミングを示す反転検出信号を出力する巻線電圧監視回路と、
   前記整流平滑回路より出力される出力電圧を基準値と比較して前記出力電圧の状態をフォトカプラを通じてフィードバックする出力電圧監視回路と、
   を有し、前記反転検出信号と前記フォトカプラの出力とに基づいて前記スイッチングトランジスタをターンオンさせ、前記センス電圧と前記フォトカプラの出力とに基づいて前記スイッチングトランジスタをターンオフさせる、
   スイッチング電源装置。
10. 前記巻線電圧監視回路は、
    その正極側端子が前記入力電圧を入力する正極側の入力端子と前記一次巻線の一方の端との間の第１のノードに接続され、一定のバイアス電圧を与えるバイアス電圧源と、
    その一方の端子が前記一次巻線の他方の端と前記スイッチングトランジスタとの間の第２のノードに接続され、その他方の端子が第３のノードおよび第１の抵抗を介して一次側グランド電位端子に接続され、その制御端子が前記バイアス電圧源の負極側端子に接続されているトランジスタと、
    前記第３のノードの電圧を基準電圧と比較してその大小関係を表す二値の論理レベルを出力するコンパレータと、
    を有し、前記トランジスタの前記一方の端子の電位が前記制御端子の電位に前記トランジスタの閾値電圧を加えた電位以下になった時に、前記コンパレータの出力の論理レベルが反転して、その論理レベルの反転エッジが前記反転検出信号となる、
    請求項９に記載のスイッチング電源装置。
11. 前記第２のノードと前記トランジスタの前記一方の端子との間に第２の抵抗が設けられている、請求項１０に記載のスイッチング電源装置。
12. 前記巻線電圧監視回路は、
    その一方の端子が前記入力電圧を入力する正極側の入力端子と前記一次巻線の一方の端との間の第１のノードに接続され、その他方の端子が定電流源を介して一次側グランド電位端子に接続され、その制御端子が前記一方の端子に接続されている第１のトランジスタと、
    その一方の端子が前記一次巻線の他方の端と前記スイッチングトランジスタとの間の第２のノードに接続され、その他方の端子が第３のノードおよび第１の抵抗を介して前記一次側グランド電位端子に接続され、その制御端子が前記第１のトランジスタの制御端子に接続されている第２のトランジスタと、
    前記第３のノードの電圧を基準電圧と比較してその大小関係を表す二値の論理レベルを出力するコンパレータと、
    を有し、前記第２のトランジスタの前記一方の端子の電圧が前記制御端子の電圧に前記第２のトランジスタの閾値電圧を加えた電圧以下になった時に、前記コンパレータの出力の論理レベルが反転して、その論理レベルの反転エッジが前記反転検出信号となる、
    請求項９に記載のスイッチング電源装置。
13. 前記第２のノードと前記第２のトランジスタの前記一方の端子との間に第２の抵抗が設けられている、請求項１２に記載のスイッチング電源装置。
14. 前記巻線電圧監視回路は、
    一端が前記入力電圧を入力する正極側の入力端子と前記一次巻線の一方の端との間の第１のノードに接続され、他端が第３のノードに接続されている第１の抵抗と、
    一端が前記第３のノードに接続され、他端が一次側グランド電位端子に接続されている第２の抵抗と、
    一端が前記一次巻線の他方の端と前記スイッチングトランジスタとの間の第２のノードに接続され、他端が第４のノードに接続されている第３の抵抗と、
    一端が前記第４のノードに接続され、他端が前記一次側グランド電位端子に接続されている第４の抵抗と、
    前記第３のノードの電圧と前記第４のノードの電圧とを比較してその大小関係を表す二値の論理レベルを出力するコンパレータと
    を有し、前記第４のノードの電圧が前記第３のノードの電圧以下になった時に、前記コンパレータの出力の論理レベルが反転して、その論理レベルの反転エッジが前記反転検出信号となる、
    請求項９に記載のスイッチング電源装置。
    

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