CN112152432A - 用于驱动电力转换器中的电子开关的方法及控制电路 - Google Patents

用于驱动电力转换器中的电子开关的方法及控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种用于驱动电力转换器中的电子开关的方法和控制电路。该方法包括：在连续驱动周期中驱动电力转换器中的耦接至电感器的电子开关，每个驱动周期包括导通时间和断开时间，其中，关断时间包括延迟时间和电感器被去磁的去磁时间段，并且其中，延迟时间的结束取决于脉冲信号的预定数量的信号脉冲的出现。此外，脉冲信号包括第一部分和第二部分，脉冲信号的第一部分表示开关两端的电压的局部最小值，脉冲信号的第二部分包括通过时间上外推第一部分的脉冲信号而获得的信号脉冲。

Description

用于驱动电力转换器中的电子开关的方法及控制电路
技术领域
本公开内容总体上涉及一种电力转换器，具体涉及一种用于驱动开关模式电力转换器中的电子开关的方法。
背景技术
开关模式电力转换器电路被广泛用于在各种电子应用中转换电力，各种电子应用例如机动车应用、工业应用、电信应用、家用应用或消费电子应用。开关模式电力转换器可以包括电子开关、耦接至电子开关的电感器以及耦接至电感器的整流器电路。通过这种类型的开关模式电力转换器来转换电力通常包括通过电力转换器在输入端处接收输入电压和输入电流以及在多个连续驱动周期中驱动电子开关，每个驱动周期包括导通时间和关断时间，其中，电感器在导通时间期间从输入端接收能量，并且在关断时间期间将能量传输至整流器电路。通过变换器接收能量与使变换器磁化相关联，并且通过变换器传输能量与使变换器去磁相关联。可以通过适当地调整导通时间和关断时间的持续时间来调节电力转换器的输出参数，例如输出电压或输出电流。
某些类型的电力转换器例如反激式转换器可以以准谐振模式工作。在该工作模式下，在变换器已经完全去磁的时刻与新的驱动周期开始以使开关再次导通的时刻之间存在延迟时间。在该延迟时间期间，电感器和开关两端的电压可能发生寄生振荡，其中，该寄生振荡是由电感器的电感和寄生电容例如开关的寄生电容引起的。寄生振荡可以被检测到并且用于决定下次何时导通开关。开关可以例如仅在开关两端的电压的局部最小值(谷)出现的那些时刻处导通。
在低负载条件下，即当由电力转换器供应的负载的电力消耗低时，电力转换器电路可以以准谐振模式工作。基本上，负载的电力消耗越低，去磁时刻与新驱动周期的开始之间的延迟时间越长。然而，寄生振荡衰减。因此，期望的延迟时间不应该长于寄生振荡衰减到使得不再能检测到局部最小值等的程度的时间段。否则，开关可能保持关断，因为将不再检测到触发开关导通的事件，例如开关两端的电压的局部最小值。
电力转换器可以从准谐振模式改变为另一种工作模式，例如变频模式，在变频模式下，频率发生器确定开关导通的时刻。然而，工作模式的改变可能导致传输至负载的电力不连续。因此，需要在输出电力可以连续变化的宽输出电力范围内操作电力转换器。
发明内容
一个示例涉及一种方法。该方法包括在连续驱动周期中驱动电力转换器中的耦接至电感器的电子开关，每个驱动周期包括导通时间和关断时间。关断时间包括电感器被去磁的去磁时间段和延迟时间，其中，延迟时间的结束取决于包括多个连续信号脉冲的脉冲信号的预定数量的信号脉冲的出现。此外，脉冲信号包括第一部分和第二部分，脉冲信号的第一部分表示开关两端的电压的局部最小值，脉冲信号的第二部分包括通过时间上外推第一部分的脉冲信号而获得的信号脉冲。
另一示例涉及一种控制电路，该控制电路被配置成在连续驱动周期中驱动电力转换器中的耦接至电感器的电子开关，每个驱动周期包括导通时间和关断时间，其中，关断时间包括电感器被去磁的去磁时间段和延迟时间。控制电路被配置成根据包括多个连续信号脉冲的脉冲信号的预定数量的信号脉冲的出现来结束延迟时间，并且生成脉冲信号使得脉冲信号的第一部分表示开关两端的电压的局部最小值，并且脉冲信号的第二部分包括通过时间上外推生成的第一部分的脉冲信号而获得的信号脉冲。
附图说明
下面参照附图说明示例。附图用于示出一些原理，因此仅示出了用于理解这些原理所必需的方面。这些附图不是按比例绘制的。在附图中，相同的附图标记表示相似的特征。
图1示出了电力转换器的一个示例；
图2示出了根据图1的电力转换器中的整流器电路的一个示例；
图3示出了被实现为反激式转换器的电力转换器的一个示例；
图4示出了被实现为升压转换器的电力转换器的一个示例；
图5示出了说明在准谐振模式下操作电力转换器的信号图；
图6A至图6D示出了电力转换器中的开关两端的电压的不同信号图；
图7示出了说明在扩展的跳谷模式下操作电力转换器的信号图；
图8示出了被配置成根据图7所示的方法操作电力转换器的控制电路的一个示例；
图9示出了图8所示的控制电路中的驱动电路的一个示例；
图10示出了图8所示的控制电路中的脉冲信号发生器的一个示例；
图11示出了图10所示的脉冲信号发生器中的内部信号发生器的一个示例；
图12示出了说明图11所示的内部信号发生器的功能的信号图；
图13示出了说明图10所示的脉冲信号发生器的功能的信号图；
图14示出了根据另一示例的脉冲信号发生器；
图15A至图15C示出了可以在图14所示的评估电路中实现的监测窗口；
图16示出了根据另一示例的脉冲信号发生器；以及
图17示出了用于实现图16所示的脉冲信号发生器中的电压限制器、电流传感器和评估电路的一个示例。
具体实施方式
在下面的详细描述中，参照附图。附图形成说明书的一部分，并且出于说明目的，示出了可以如何使用和实施本发明的示例。应当理解的是，除非另外特别指出，否则本文中所描述的各种实施方式的特征可以彼此组合。
图1示出了电力转换器的一个示例。该电力转换器包括被配置成接收输入电压VIN的输入端11、12和被配置成提供输出电压VOUT和输出电流IOUT的输出端13、14。电力转换器可以被配置成调节输出参数，例如输出电压VOUT、输出电流IOUT或输出功率(通过输出电压VOUT乘以输出电流IOUT给出输出功率)，使得输出参数具有预定值。
参照图1，电力转换器还包括连接至输入端11、12的开关电路2和连接在开关电路2与输出端13、14之间的整流器电路3。开关电路2包括电子开关22和耦接至电子开关22的电感器21。由在电子开关22的驱动输入端处接收的驱动信号SDRV来控制电子开关22，使得电子开关22依赖于驱动信号SDRV而导通或关断。可以使用任何类型的电子开关，例如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、HEMT(高电子迁移率晶体管)等来实现电子开关22。
在图1所示的电力转换器中，电感器21与开关22串联连接，并且通过电子开关22的开关模式操作来控制通过电感器21的电流I21。这在下文中进一步详细说明。可以以各种方式实现开关电路2。下面在下文中参照图2和图3进一步说明两个示例。
参照图1，电力转换器可选地包括变换器的辅助绕组23。该辅助绕组23与初级绕组和次级绕组感应地耦接。辅助绕组23两端的电压VAUX在下文中称为辅助电压。辅助电压VAUX基本上与电感器21两端的电压V21成比例，其中，辅助电压VAUX与电感器21两端的电压V21之间的比例因子取决于辅助绕组23的匝数与电感器的匝数之间的比率。根据一个示例，辅助电压VAUX是参考第二输入节点12的电压。该第二输入节点12在下文中也称为接地节点。电感器21两端的电压V21在下文中也称为电感器电压。
参照图1，电力转换器还包括反馈电路15。反馈电路15接收表示要被调节的输出参数的输出信号SOUT。即，输出信号SOUT可以表示输出电压VOUT、输出电流IOUT或输出功率POUT。根据一个示例，输出信号SOUT表示输出电压VOUT，并且基本上与输出电压VOUT成比例。根据一个示例，输出信号SOUT表示输出电流IOUT，并且基本上与输出电流IOUT成比例。可以通过使用任何种类的电压、电流或功率测量电路以常规方式测量相应的输出参数来获得输出信号SOUT。这样的电路是众所周知的，因此在这方面不需要进一步的说明。
反馈电路15被配置成基于输出信号SOUT生成反馈信号SFB。电力转换器还包括驱动电路4，该驱动电路4在第一输入端41处接收反馈信号SFB，并且被配置成基于反馈信号SFB在输出端40处生成驱动信号SDRV。参照图1，连接至输出端13、14的负载Z(以虚线示出)可以接收由电力转换器提供的输出电力。依赖于负载Z的电力消耗，经调节的输出参数例如输出电压VOUT或输出电流IOUT可以变化。反馈电路15被配置成生成反馈信号SFB使得反馈信号SFB抵消经调节的输出参数的这样的变化，基于该反馈信号SFB驱动电子开关22。更具体地，生成反馈信号SFB，使得在电力转换器的稳定状态下，通过电子开关22的开关模式操作控制的电力转换器的输入电力基本上等于由负载Z接收的输出电力。反馈电路15和驱动电路4形成控制回路，该控制回路被配置成调节输出参数。
通过反馈电路15生成反馈信号SFB可以包括将输出信号SOUT与参考信号SREF进行比较、基于将输出信号SOUT与参考信号SREF进行比较来计算误差信号以及基于误差信号生成反馈信号SFB。参考信号SREF表示输出参数的期望值。基于误差信号生成反馈信号SFB可以包括使用具有P(比例)特性、I(积分)特性、PI(比例-积分)特性或PID(比例-积分-微分)特性中的任一种的滤波器对误差信号进行滤波。基于误差信号在电力转换器中生成反馈信号是众所周知的，因此在这方面不需要进一步的说明。
参照图1，耦接器16可以连接在反馈电路15与驱动电路4之间。例如，当输入端11、12与输出端13、14之间存在电流隔离时，可以使用这样的耦接器16。可以通过连接在输入端11、12与输出端13、14之间的任何类型的变换器来形成输入端与输出断之间的电流隔离。耦接器16被配置成经由电流隔离将反馈信号SFB从反馈电路15传输至驱动电路4。耦接器16可以包括光耦接器、电感耦接器、电容耦接器等。
整流器电路3被配置成对由开关电路2提供的电压进行整流。可以以各种方式实现整流器电路3。在图2中示出了整流器电路3的一个示例。在该示例中，整流器电路3包括具有连接至次级绕组的整流器元件31和电容器32的串联电路。根据一个示例，输出电压VOUT是电容器32两端的电压。
参照以上，可以以各种方式实现开关电路2。在下文中，参照图3和图4说明两个示例。在图3所示的示例中，电力转换器被实现为反激式转换器，并且在图4所示的示例中，电力转换器被实现为升压转换器。
图3所示的反激式转换器包括具有初级绕组21和次级绕组24的变换器，其中，初级绕组21形成与电子开关22串联连接的电感器。包括初级绕组21电子开关22的串联电路连接至输入端11、12。即，包括初级绕组21和电子开关22的串联电路连接在输入端11、12的第一输入节点11与第二输入节点12之间。次级绕组24与初级绕组21电感地耦接并且次级绕组24连接至整流器电路3。根据一个示例，次级绕组24的绕组方向(winding sense)与初级绕组21的绕组方向相反。在该电力转换器中，通过电子开关22的开关模式操作来控制通过变换器的初级绕组21的电流I21。在该示例中，电感器电压V21是初级绕组21两端的电压。变换器在输入端11、12与输出端13、14之间提供电流隔离，使得输入电压VIN与输出电压VOUT可以参考不同的电势。
在图4所示的升压转换器中，电感器21是例如扼流圈，并且与开关22串联连接，其中，包括电感器21和电子开关22的串联电路连接至输入端11、12。整流器电路3连接在电感器21和开关22所连接的电路节点与输出端13、14之间。在该电力转换器中，输入电压VIN和输出电压VOUT可以参考相同的电势。
以开关模式的方式操作电子开关22包括在多个连续驱动周期中操作电子开关22，其中，在这些驱动周期中的每个驱动周期中，电子开关22导通达导通时间，并且关断达关断时间。这在下面参照图5进一步详细说明。
图5示出了通过电感器21的电流I21、电感器两端的电压V21、辅助电压VAUX、开关22两端的电压V22以及驱动信号SDRV的信号图。另外，图5还示出了在电力转换器被实现为反激式转换器时通过变换器的次级绕组的电流I3。图5说明了在一个驱动周期中操作电力转换器。由导通时间的持续时间TON加上关断时间的持续时间TOFF给出驱动周期的持续时间T。“导通时间”是电子开关22被导通的时间段，并且“关断时间”是电子开关22被关断的时间段。当驱动信号SDRV具有导通电平时，电子开关22导通，并且当驱动信号SDRV具有关断电平时，电子开关22断开。仅出于说明的目的，在图5中所示的示例中，导通电平是高信号电平并且关断电平是低信号电平。
参照图5，电感器电流I21在导通时间期间增加(其中，初级电流I21的增加基本上与输入电压VIN成比例，并且与电感器21的电感成反比)。在反激式转换器中，在导通时间期间，通过次级绕组24的电流I3为零。在每种情况下，电感器电压V21基本上等于输入电压VIN，并且开关电压V22基本上为零。在图5所示的示例中，辅助电压VAUX的绕组方向使得辅助电压VAUX在导通时间期间为负。辅助电压VAUX的幅值与电感器电压V21的幅值成比例。因此，在导通期间，辅助电压VAUX的幅值与输入电压VIN成比例。
当开关22关断时，(a)在反激式转换器中，电感器电流I21(以及通过开关22的电流I22)变为零，并且通过次级绕组24的电流I3跃升到初始值，其从初始值逐渐减小；以及(b)在升压转换器中，电感器电流I21从其在导通时间结束时已经达到的电平减小(并且通过开关22的电流I22变为零)。在两种情况下，电感器电压V21改变其极性，并且等效地辅助电压VAUX改变其极性。在反激式转换器中，(a)基本上由n·VOUT给出电感器电压V21的幅值，其中，n由初级绕组的匝数N1与次级绕组的匝数N2之间的比率给出(n＝N1/N2)；以及(b)在升压转换器中，基本上由VOUT-VIN给出电感器电压V21的幅值，其中，VOUT高于VIN。在关断时间期间，辅助电压VAUX的幅值再次与电感器电压成比例。此外，在关断时间期间，开关电压V22(a)在反激式转换器中基本上等于输入电压VIN加上电感器电压V21的幅值；以及在升压转换器中基本上等于输出电压VOUT。
在导通时间期间，能量被磁存储在电感器21中，并且在关断时间期间，该能量经由整流器电路3从电感器21传输至输出端13、14。在电感器21中存储能量与使电感器磁化相关联，并且将能量从电感器21传输至输出端13、14与使电感器去磁相关联。在图5所示的示例中，关断时间足够长以使电感器21完全去磁。当变换器完全去磁时，(负)电感器电压V21增大，并且(正)辅助电压VAUX减小。在图5中，tDEMAG表示电感器已经被去磁的时刻。此外，在图5所示的示例中，当开关22再次导通时，在去磁时刻tDEMAG与新的驱动周期的开始之间存在延迟时间TDEL。电力转换器的这种类型的工作模式通常被称为不连续电流模式(DCM)。
在延迟时间TDEL期间，即在变换器已经被完全去磁之后，可能会出现电感器电压V21和开关电压V22的寄生振荡。这些振荡可能是由于电感器的电感和寄生电容器例如开关22的寄生输出电容器引起的。在振荡期间，开关电压V22围绕由输入电压的电平给出的电压电平振荡。为了减少与导通开关22相关联的损耗，可能期望在开关电压V22已经达到局部最小值时导通开关22。开关22在开关电压V22已经达到最小值时导通的DCM通常被称为准谐振模式。
参照图5，开关电压V22在去磁时刻tDEMAG之后的寄生振荡的一个周期的持续时间的大约一半(50％)处达到第一最小值。基本上，去磁时刻tDEMAG与开关电压V22的局部最小值(谷)之间的时间差由(i-0.5)·TOSC给出，其中，TOSC是寄生振荡的一个周期的持续时间并且在下文中被简称为一个振荡周期，并且i为整数，其中i≥1。辅助电压VAUX在零附近振荡，并且可以用于检测开关电压V22达到局部最小值的那些时刻。基本上，在辅助电压VAUX已经沿预定方向过零之后在一个振荡周期TOSC的四分之一(25％)处出现开关电压V22的局部最小值。在图5所示的示例中，在辅助电压VAUX已经变为负值之后在一个振荡周期的四分之一(25％)处出现开关电压V22的局部最小值。在关断时间期间，在辅助电压VAUX的第一次过零之后在一个振荡周期的四分之一处出现开关电压V22的第一局部最小值。在图5所示的示例中，在开关22导通之前，允许经过若干局部最小值(谷)。这通常称为跳谷。在谷之外导通电子开关22可能导致开关损耗显著增加，特别是在开关电压V22高时。
特别地在负载Z的电力消耗低时，使用跳谷。基本上，随着负载的电力消耗降低，延迟时间TDEL增加，并且在开关22再次导通之前跳过的谷的数量增加。例如，根据输入电压VIN，开关电压V22可以具有不同的波形，并且因此辅助电压VAUX可以具有不同的波形。在图6A至图6D中示出开关电压V22的一些示例。图6A和图6B示出了当输入电压VIN相当高时的开关电压V22，并且在图6C和图6D所示的示例中，输入电压VIN相当低。在每种情况下，寄生振荡在延迟时间TDEL期间衰减，即，寄生振荡的幅度在延迟时间TDEL内减小。
寄生振荡在延迟时间TDEL期间的这种衰减通常使用准谐振工作模式来限制延迟时间，所述延迟时间足够短以可靠地检测辅助电压VAUX的过零。对于较长的延迟时间，可能无法检测到辅助电压VAUX的过零。在其中可以可靠地检测过零的延迟时间可能会根据各种参数例如输入电压VIN而变化。基本上，随着负载Z的电力消耗降低，跳过的谷的数量可能增加。在常规方法中，限定了允许跳过的谷的最大数量，并且当电力消耗降低到已经达到跳过的谷的最大数量的电力消耗以下时，电力转换器改变成另一种工作模式。然而，改变成另一种工作模式可能会导致由电力转换器输出到负载Z的电力的不连续性。
图7示出了用于操作电力转换器的方法的一个示例。在该方法中，通过人为生成脉冲信号SZCD信号的信号脉冲，将延迟时间TDEL扩展成超过延迟时间阈值TDEL_MAX。可以被称为扩展跳谷模式的该方法使得可以在宽输出电力范围内并且特别是在输出电力非常低时以相同的操作模式来操作电力转换器。下面说明人为生成脉冲信号SZCD的信号脉冲的示例。
在常规方法中，基于辅助电压VAUX生成脉冲信号SZCD。更具体地，可以通过将辅助电压VAUX与某个阈值例如零进行比较来生成脉冲信号。在图5中还示出了基于辅助电压VAUX生成的脉冲信号SZCD的一个示例。在这种情况下，脉冲信号SZCD指示辅助电压VAUX过零时的那些时刻，并且因此脉冲信号SZCD包括关于开关电压V22的谷的适时位置的信息。这种脉冲信号通常被称为过零检测信号。在图5所示的示例中，例如，在脉冲信号SZCD具有在第一方向上的边沿之后在一个振荡周期的大约四分之一处出现开关电压V22的谷，该第一方向在该示例中是从高信号电平到低信号电平。
当辅助电压VAUX的幅值下降到某个阈值以下时，可能无法可靠地检测到辅助电压的过零。在图7所示的方法中，SZCD信号的信号脉冲被外推至超出辅助电压VAUX已经下降到预定阈值以下时的时刻，其中，这些外推信号脉冲的频率基本上等于可以在常规方法中基于辅助电压VAUX生成的信号脉冲的频率。下面在下文中进一步说明详细信息。在图7所示的示例中，SZCD1表示基于将辅助电压VAUX与预定阈值进行比较而生成的脉冲信号SZCD的信号脉冲，并且SZCD2表示通过外推生成的脉冲信号SZCD的信号脉冲。
通过将辅助电压VAUX与预定阈值进行比较而生成的信号脉冲SZCD1表示开关电压V22的局部最小值。更具体地，在该示例中，这些信号脉冲的下降沿在开关电压V22的局部最小值之前在振荡周期的四分之一处出现。因此，使用这些信号脉冲的下降沿，限定了开关电压V22的局部最小值出现的时刻。
在图8中示出了被配置成以图7中所示的方法操作电力转换器的控制电路4的一个示例。参照图8，控制电路4包括连接至辅助绕组23的第二输入端42和连接至接地节点GND的第三输入端43，使得辅助电压VAUX可用在第二输入端42与第三输入端43之间。在下文中，第二输入端42也被称为辅助电压输入端，并且第三输入端43也被称为接地输入端。控制电路4还包括驱动电路5，该驱动电路5被配置成基于在第一输入端41处接收到的反馈信号SFB和脉冲信号SZCD来生成驱动信号SDRV。由脉冲信号发生器6基于辅助电压VAUX来提供脉冲信号SZCD。
在图9中示出了驱动电路5的一个示例。参照图9，驱动电路5包括锁存器51，其中，锁存器51提供驱动信号SDRV。可选地，驱动器(未示出)连接在锁存器51与开关22之间，并且被配置成基于锁存器51的输出信号生成适于驱动开关22的驱动信号SDRV。锁存器51接收导通时间开始信号SSTART和导通时间结束信号SEND，并且被配置成根据导通时间开始信号SSTART和导通时间结束信号SEND来生成驱动信号SDRV的导通电平。在下文中，导通时间开始信号SSTART简称为开始信号，并且导通时间结束信号SEND简称为结束信号。仅出于说明的目的，锁存器51在图9所示的示例中是SR触发器，并且在置位输入端S处接收开始信号SSTART以及在复位输入端R处接收结束信号SEND。
参照图9，驱动电路5还包括过零控制器或跳谷控制器53以及计数器54，过零控制器或跳谷控制器53接收反馈信号SFB并输出脉冲参考信号SZC_REF，计数器54接收脉冲参考信号SZC_REF和脉冲信号SZCD。计数器54被配置成当在关断时间期间已经出现由脉冲参考信号SZC_REF限定的脉冲数量时，生成开始信号SSTART。可选地，延迟元件连接在计数器54与锁存器之间，其中，延迟元件52可以将生成起始信号SSTART延迟达寄生振荡的一个周期的四分之一，如已经参照图5说明的。
参考上文，可以生成反馈信号SFB，使得其指示负载Z的电力消耗。此外，脉冲参考信号SZC_REF限定在开关22再次导通之前允许经过的脉冲信号SZCD的脉冲数量。因此，脉冲参考信号SZC_REF限定延迟时间TDEL。根据一个示例，跳谷控制器53被配置成根据反馈信号SFB生成脉冲参考信号SZC_REF，使得随着通过反馈信号SFB表示的电力消耗降低，允许经过的脉冲数量增加。以这种方式，延迟时间TDEL增加，并且因此，开关22的开关频率随着电力消耗的降低而降低。
参照图9，由导通时间控制电路55提供结束信号SEND，其中，导通时间控制电路55接收开始信号SSTART和反馈信号SFB。导通时间控制电路55控制导通时间的持续时间，并且在已经经过由导通时间控制电路55限定的时间段之后使锁存器51生成驱动信号SDRV的关断电平。该时间段取决于反馈信号SFB。该时间段还可以取决于电力转换器的其他参数，例如输入电压VIN。至少基于反馈信号例如反馈信号SFB控制电力转换器中的导通时间是众所周知的，因此在这方面不需要进一步说明。
图10更详细地示出了脉冲信号发生器6的一个示例。在该示例中，脉冲信号发生器6包括比较器电路61，该比较器电路61接收辅助电压VAUX，并且被配置成基于将辅助电压VAUX与由参考电压源612提供的参考电压VREF1进行比较来生成第一脉冲信号SZCD1。根据一个示例，参考电压VREF1为零。在这种情况下，可以省略参考电压源612。根据参考电压VREF1是零还是不同于零，在下文中将辅助电压VAUX与参考电压VREF1交叉的事件称为过零。
参照图10，脉冲信号发生器6还包括逻辑电路62，该逻辑电路62接收第一脉冲信号SZCD1、来自内部信号发生器63的第二脉冲信号SZCD2和来自评估电路64的选择信号SEL。由逻辑电路62基于第一脉冲信号SZCD1和第二脉冲信号SZCD2以及选择信号SEL来提供驱动电路5(图10中未示出)接收的脉冲信号SZCD。在下文中，由逻辑电路提供的脉冲信号SZCD也被称为输出脉冲信号或总脉冲信号。
逻辑电路62被配置成根据选择信号SEL基于根据辅助电压VAUX生成的第一脉冲信号SZCD1或根据选择信号SEL的内部生成的第二脉冲信号SZCD2，来输出脉冲信号SZCD。根据一个示例，当辅助电压VAUX的幅值已经减小到预定阈值以下时，逻辑电路62基于第二脉冲信号SZCD2生成输出脉冲信号SZCD。可以以各种方式实现对振荡幅度降低到预定阈值以下的检测。
在图10所示的示例中，第一脉冲信号SZCD1用于检测振荡幅度的这样的衰减。基本上，第一脉冲信号SZCD1的一个周期等于辅助电压VAUX的一个周期。然而，占空比可以在延迟时间TDEL内减小，占空比是第一脉冲信号SZCD1具有第一信号电平的时间段与第一脉冲信号SZCD1的一个周期的持续时间之间的比率。在延迟时间TDEL的开始处，占空比可以基本上为50％，并且然后减小。在该示例中，用于生成第一脉冲信号SZCD1的参考电压VREF1可以为零或者特别地高于零(VREF1>0)。在图7中示出了第一脉冲信号SZCD1的一个示例。
在图10所示的示例中，评估电路64被配置成评估第一脉冲信号SZCD1的占空比，并且在第一脉冲信号SZCD1的占空比大于最大阈值或小于最小阈值时，使逻辑电路62选择第二脉冲信号SZCD2以用于生成输出脉冲信号SZCD。根据一个示例，最大阈值在70％与90％之间，特别地在80％与90％之间，并且下限阈值在10％与30％之间，特别地在10％与20％之间。
在图11中示出了内部信号发生器63的一个示例。在该示例中，内部信号发生器63接收输出脉冲信号SZCD，并包括延迟元件631。延迟元件631接收输出脉冲信号SZCD，并且被配置成通过延迟输出脉冲信号SZCD来生成第二脉冲信号SZCD2。更具体地，当延迟元件631接收输出信号SZCD的信号脉冲时，其输出第二脉冲信号的信号脉冲，使得在输出信号SZCD的信号脉冲与第二脉冲信号SZCD2的信号脉冲之间存在预定的延迟时间。根据一个示例，“输出信号SZCD的信号脉冲与第二脉冲信号SZCD2的信号脉冲之间的预定的延迟时间”包括在输出信号SZCD的信号脉冲的预定边沿与第二脉冲信号SZCD2的信号脉冲的相应边沿之间存在预定的延迟时间。输出脉冲信号SZCD的信号脉冲和第二脉冲信号SZCD2的信号脉冲可以具有相同的脉冲长度，但是不一定具有相同的脉冲长度。
在图12中示出内部信号发生器63的功能，图12示出了输出脉冲信号SZCD和由内部信号发生器63提供的第二脉冲信号SZCD2的信号图。在该示例中，基于输出脉冲信号SZCD的信号脉冲生成第二脉冲信号SZCD2的每个信号脉冲，使得在输出脉冲信号SZCD的信号脉冲的预定边沿与由内部信号发生器63提供的第二脉冲信号SZCD2的信号脉冲的预定边沿之间存在预定时间段T2。仅出于说明的目的，在图11中示出的示例中，预定边沿是下降沿。由通过延迟元件631生成的延迟时间给出时间段T2。
图13示出了第一脉冲信号SZCD1、第二脉冲信号SZCD2和输出脉冲信号SZCD的信号图的示例，以说明图10中所示的脉冲信号发生器6的功能。在该示例中，在延迟时间的第一部分期间，由第一脉冲信号SZCD1限定输出脉冲信号SZCD，因为由评估电路64评估的占空比在预定范围内。在延迟时间的第二部分中，输出脉冲信号SZCD由内部生成的第二脉冲信号SZCD2限定，因为第一脉冲信号SZCD1的占空比在预定范围之外。在第一部分期间，输出脉冲信号SZCD的一个周期的持续时间T1由第一脉冲信号SZCD1限定并且因此由辅助电压VAUX限定。该持续时间在下文中被称为第一持续时间T1，并且基本上等于寄生振荡的一个周期TOSC的持续时间。因此，脉冲信号SZCD包括第一部分，在第一部分中，脉冲信号SZCD由第一脉冲信号SZCD1限定，并且表示开关电压V22的局部最小值。此外，脉冲信号SZCD包括第二部分，在第二部分中，脉冲信号SZCD由第二脉冲信号SZCD2限定，第二脉冲信号SZCD2通过时间上外推第一脉冲信号SZCD1，即通过时间上外推脉冲信号SZCD的第一部分而获得。
在延迟时间的第二部分期间，输出脉冲信号SZCD的一个周期的持续时间T2由内部信号发生器63限定。更具体地，在下文中被称为第二持续时间的该持续时间T2由内部信号发生器63中的延迟元件的延迟时间限定。该第二持续时间T2适配第一持续时间T1，即，寄生振荡的一个周期TOSC的持续时间。可以通过测量或模拟获得寄生振荡的一个周期的持续时间，使得可以相应地实现内部信号发生器63。“适配”可以包括第二持续时间T2基本上等于第一持续时间T1或者比第一持续时间长。“更长”可以包括长5％至40％。
参考以上，基于延迟时间TDEL的第一部分中的第一脉冲信号SZCD1生成输出脉冲信号SZCD。在该第一部分中，辅助电压的幅值相对高，使得在谷之外导通开关22可能会引起高开关损耗。在该部分延迟时间中，脉冲信号SZCD由辅助电压VAUX控制，使得可以精确地检测谷的位置。在第二部分中，寄生振荡已经衰减，使得可能由于未在谷中正确导通而引起小的开关损耗变化。在第二部分中，寄生振荡甚至可能已经衰减到零，使得可能不存在开关电压V22的谷。因此，在该第二部分中，第二持续时间T2与第一持续时间T1的偏差可以被认为是可接受的。
参照图6D，寄生振荡可以是不对称的。出于比较的原因，在图6C中示出了相当对称的寄生振荡。特别地，当在电力转换器中使用的开关22具有根据开关电压V22而显著变化的输出电容时，可能发生不对称的寄生振荡。例如可以用作电子开关22的超结MOSFET具有这样的电压相关的输出电容。在这种情况下，评估第一脉冲信号SZCD1的占空比可能不适于检测寄生振荡已经衰减到一定程度的时刻。因此，根据图14所示的另一示例，脉冲信号发生器6包括评估电路65，该评估电路65被配置成直接评估辅助电压VAUX。根据一个示例，该评估电路65被配置成在辅助电压VAUX已经下降到预定阈值以下达预定时间段或者在预定信号范围内达预定时间段时，使逻辑电路62选择第二脉冲信号SZCD2。该信号范围可以以各种方式实现。下面参照图15A至图15C说明一些示例。
根据图15A中所示的一个示例，信号范围是恒定的。即，评估电路65监测辅助电压VAUX是否低于第一阈值(上限阈值)VAUX_TH1并且高于第二阈值(下限阈值)达预定的监测时间段TM。第一阈值VAUX_TH1和第二阈值VAUX_TH2可以相对于零是对称的。然而，这仅是一个示例。还可以实现第一阈值VAUX_TH1和第二阈值VAUX_TH2，使得这些阈值中的一个例如第一阈值VAUX_TH1具有比这些阈值中的另一个高的幅值。
使用如图15A所示的评估方案，脉冲信号发生器6从基于第一脉冲信号SZCD1生成输出脉冲信号SZCD切换到基于第二脉冲信号SZCD2生成输出脉冲信号SZCD，其中，切换仅基于辅助电压VAUX并且与第一脉冲信号SZCD1无关。这可能会导致输出脉冲信号SZCD中出现毛刺。根据另一示例，信号范围使得第一阈值VAUX_TH1和第二阈值VAUX_TH2中的至少一个的幅值在监测时间段TM期间减小。在图15B所示的示例中，第一阈值VAUX_TH1的幅值减小，并且第二阈值的幅值恒定。此外，在该示例中，第一阈值VAUX_TH1的幅值的减小包括一个阶梯式减小。根据一个示例，减小的第一阈值VAUX_TH1的信号电平等于或低于用于生成第一脉冲信号SZCD1的参考电压VREF1。在该示例中，仅当辅助电压VAUX低于参考电压VREF1达预定时间段时，脉冲信号发生器6才切换成基于第二脉冲信号SZCD2生成输出脉冲信号SZCD。在该预定时间段内，不生成第一脉冲信号SZCD1的信号脉冲，这可以有助于避免输出脉冲信号SZCD中的毛刺。
根据图15C所示的另一示例，两个阈值VAUX_TH、VAUX_TH2的幅值均减小。此外，这些阈值VAUX_TH、VAUX_TH2中的每一个在一定时间范围内连续减小。
根据一个示例，监测时间段TM等于或长于寄生振荡的一个周期的持续时间TOSC。如从图6D可以看出的，寄生振荡的一个周期的持续时间TOSC可以变化。因此，可以选择监测时间段TM，使得其等于或长于寄生振荡的一个周期的最大预期持续时间。
基于内部生成的第二脉冲信号SZCD2提供输出脉冲信号SZCD在寄生振荡已经衰减到无法再基于辅助电压VAUX检测到过零的程度之前开始。在下文中，低于该幅度不再能够检测到过零的寄生振荡的幅度称为可检测极限，其中，可检测极限可以具有与辅助电压VAUX的负信号电平相关联的第一极限和与辅助电压VAUX的正信号电平相关联的第二极限。根据一个示例，第一阈值VAUX_TH1和第二阈值VAUX_TH2使得它们对应于可检测极限的至少5倍。根据一个示例，选择第一阈值VAUX_TH1和第二阈值VAUX_TH2使得它们在可检测极限的5倍与10倍之间。
在图16中示出了脉冲信号发生器6的另一个示例。在该示例中，脉冲信号发生器6包括串联连接在控制电路4的辅助电压输入端42与接地输入端43之间的电压限制器68和电阻器67。控制电路4可以被实现为集成电路(IC)。在这种情况下，电阻器67可以是连接在辅助绕组23与IC的相应输入端之间的外部电阻器。
参照图16，脉冲信号发生器6还包括电流传感器69，电流传感器69被配置成测量从辅助绕组23经由电阻器67和电压限制器68至接地输入端43的电流IAUX。电流IAUX在下文中也被称为辅助电流。评估电路66从电流传感器接收表示辅助电流IAUX的电流测量信号S69，并输出选择信号SEL。
当如图16所示实现脉冲信号发生器6时，比较器电路61可以监测电压限制器68两端的电压VZCD，而不是监测辅助电压VAUX。电压限制器68被配置成当辅助电压VAUX为正时将电压VZCD箝位(clamp)到第一(正)电平，并且当辅助电压VAUX为负时将电压VZCD箝位到第二(负)电平。根据一个示例，这些电压电平高于参考电压VREF1。可以被称为箝位的辅助电压或交叉检测电压的电压限制器68两端的电压VZCD与辅助电压VAUX不成比例。然而，每当辅助电压VAUX低于参考电压VREF1时，箝位的辅助电压VZCD低于参考电压VREF1。因此，电压限制器两端的电压VZCD可以用于检测辅助电压VAUX与参考电压VREF1交叉时的时刻。在每种情况下，由比较器电路61输出的第一脉冲信号SZCD1表示辅助电压VAUX与参考电压VREF1(例如零)交叉的那些时刻。
当辅助电压VAUX高于由电压限制器68限定的电压极限(limit)时，辅助电流IAUX流过电压限制器68。在图16所示的示例中，辅助电流IAUX的幅值基本上由下式给出：
Figure BDA0002552940020000161
其中，R67是电阻器67的电阻，并且VZCD是电压限制器68两端的电压。根据一个示例，电压限制器68被实现为使得交叉检测电压VZCD显著低于辅助电压VAUX，使得与辅助电压VAUX相比，交叉检测电压VZCD是可以忽略的。在这种情况下，由电流传感器69测量的辅助电流IAUX基本上与辅助电压VAUX成比例。因此，通过测量辅助电流IAUX并监测辅助电流IAUX，可以监测辅助电压VAUX。
图17示出了电压限制器68、电流传感器69和评估电路66的一个示例。参照图17，电压限制器68包括连接在驱动电路4的辅助电压输入端42与接地输入端43之间的第一晶体管N1。第一晶体管N1箝位交叉检测电压VZCD。下面在下文中进一步详细说明在导通状态下驱动第一晶体管N1使得其箝位交叉检测电压VZCD。
电压限制器68还包括连接在第一电路节点M1与接地节点43之间的第二晶体管N2和连接在第一电路节点M1与辅助电压输入端42之间的第三晶体管N3。此外，电流调节器被配置成根据辅助电压VAUX的极性，以两种不同方式控制流入第一电路节点M1的电流IM1。流入第一电路节点的电流IM1是从可获得电源电压VDD的电源节点M3提供的。可以通过控制电路4中的电源电路(图中未示出)来提供电源电压。该电源可以基于辅助电压VAUX或基于由控制电路4接收的任何其他输入电压来生成电源电压VDD。
当辅助电压VAUX为正时，调节器控制流入第一电路节点M1的电流IM1，使得第一晶体管N1和第二晶体管N2在相同的工作点工作，并且通过第三晶体管N3的电流IN3为零。在这种情况下，通过第二晶体管N2的电流IN2的电流电平与通过第一晶体管N1的电流IN1成比例，其中，通过第一晶体管N1的电流IN1等于辅助电流IAUX。根据一个示例，第一晶体管N1和第二晶体管N2具有相同的长度和相同的宽度。在这种情况下，通过第二晶体管N2的电流IN2和辅助电流IAUX具有相同的电流电平。
根据一个示例，调节器包括运算放大器OP1，该运算放大器OP1具有连接至第一电路节点M1的第一输入端和连接至第二电路节点M2的第二输入端。当辅助电压VAUX具有第一极性时，由比较器K1控制的开关S2将第二电路节点M2连接至第二输入端42。在这种情况下，运算放大器OP1控制流入第一电路节点M1的电流IM1，使得第一电路节点M1处的电势等于第二输入端42处的电势，以使第三晶体管N3两端的电压为零。因此，如上面提到的，通过第三晶体管N3的电流IN3为零。
调节器还包括由运算放大器OP1驱动并连接在电源节点M3与接地节点43之间的可变电阻器N7以及电流镜P1、P2、P3。根据一个示例，可变电阻器N7包括由运算放大器驱动的晶体管。可选地，在运算放大器OP1的输出端与可变电阻器N7的晶体管之间连接滤波器。该滤波器可以包括具有电阻器R和电容器C1的串联电路。
电流镜P1、P2、P3被配置成镜像通过可变电阻器N7的电流IN7，使得流入第一电路节点M1的电流IM1与通过可变电阻器N7的电流IN7成比例，其中，由电流镜的电流镜比率给出通过可变电阻器N7的电流与流入第一电路节点M1的电流IM1之间的比例因子。根据一个示例，电流镜比率为1：1，使得流入第一电路M1的电流IM1等于通过可变电阻器N7的电流IN7。调节器经由可变电阻器N7和电流镜P1、P2、P3调整流入第一电路节点M1的电流IM1，使得通过第三晶体管N3的电流IN3为零，以使得在调节器的稳定状态下流入第一电路节点M1的电流IM1等于通过第二晶体管N2的电流IN2，其中，通过第二晶体管N2的电流IN2与辅助电流IAUX成比例。因此，给定流入第一电路节点M1的电流IM1与通过可变电阻器N7的电流IN7之间的比例，通过可变电阻器N7的电流IN7与辅助电流IAUX成比例。
参照图17，电压限制器68还包括连接在电流镜P1、P2、P3中的输出晶体管P2与第一电路节点M1之间的另一晶体管N5。该另一晶体管N5作为二极管连接。即，另一晶体管N5的漏极节点连接至其栅极节点。此外，第一晶体管N1、第二晶体管N2和第三晶体管N3的栅极节点连接至另一晶体管的漏极/栅极节点，使得这些晶体管N1、N2、N3在它们各自的栅极节点处具有相同的电势。第一晶体管N1和第二晶体管N2被激活，使得一旦它们各自的栅极节点处的电势达到以下电平时，它们就可以传导电流，在所述电平处，这些晶体管N1、N2的栅极-源极电压变得高于各自的阈值电压。根据一个示例，第一晶体管、第二晶体管和第三晶体管N1-N3具有相同的阈值电压。第五晶体管N5的阈值电压可以低于第一晶体管N1、第二晶体管N2和第三晶体管N3的阈值电压。
当辅助电压VAUX为负时，由比较器K1控制的开关S2将第二电路节点M2连接至接地输入端43，并且调节第三晶体管N3使得第一电路节点M1处的电势等于接地电势GND。辅助电流IAUX为负，即，辅助电流IAUX沿与图17所示的方向相反的方向流动。此外，在该工作状态下，辅助电流IAUX由通过第三晶体管N3的电流IN3减去通过第一晶体管N1的电流IN1给出。通过第二晶体管N2的电流IN2为零，并且流入第一电路节点M1的电流IM1等于通过第三晶体管N3的电流IN3。通过可变电阻器N7的电流IN7再次与流入第一电路节点的电流IM1成比例。当第一晶体管N1和第三晶体管N3在相同的工作点工作时，通过第三晶体管N3的电流IN3与辅助电流IAUX成比例，其中，比例因子取决于第一晶体管N1的尺寸和第三晶体管N3的尺寸。
参照上文，当辅助电压VAUX为正时，通过第二晶体管N2的电流IN2与辅助电流IAUX成比例，其中，比例因子取决于第一晶体管N1的尺寸和第二晶体管N2的尺寸。此外，当辅助电压VAUX为负时，通过第三晶体管N3的电流IN3与辅助电流IAUX成比例，其中，比例因子取决于第一晶体管N1的尺寸和第三晶体管N3的尺寸。第一晶体管N1、第二晶体管N2和第三晶体管N3的尺寸可以彼此适配，使得当辅助电压VAUX(和辅助电流IAUX)为正时以及当辅助电压VAUX(和辅助电流IAUX)为负时辅助电流IAUX的幅值和流入第一电路节点M1的电流IM1的幅值之间的比例因子相同。在这种情况下，这些晶体管N1、N2、N3以不同的尺寸实现。
根据另一示例，第一晶体管N1、第二晶体管N2和第三晶体管N3具有相同的尺寸，并且电流传感器另外包括另一晶体管N6。仅当辅助电压VAUX为正时，该另一晶体管N6与第一晶体管N1并联连接。这通过与另一晶体管N6串联连接并且由比较器K1控制的另一开关S3来实现。通过第三电路节点M3处的电势以与第一晶体管N1相同的方式控制另一晶体管N6。在该电路中，当辅助电压VAUX为正时，通过第一晶体管N1的电流IN1和通过另一晶体管N6的电流IN6均等于辅助电流IAUX的50％。此外，通过第二晶体管N2的电流IN2和流入第一电路节点M1的电流IM1均等于辅助电流IAUX的50％。当辅助电压VAUX为负时，通过第三晶体管的电流IN3等于辅助电流的50％并且因此流入第一电路节点M1的电流也等于辅助电流的50％，使得当辅助电压VAUX为正时以及当辅助电压VAUX为负时，辅助电流IAUX的幅值与流入第一电路节点M1的电流IM1的幅值之间的比例因子相同，并且由此，辅助电流IAUX的幅值与通过可变电阻器N7的电流IN7的幅值之间的比例因子相同。
箝位电压是预定的，但不是固定的，箝位电压是交叉检测电压VZCD被电压限制器61箝位时所处的电压电平。该箝位电压由第一晶体管N1的特性曲线限定，并且取决于辅助电流IAUX的电流电平。因此，在辅助电压VAUX的每个电压电平处，由第一晶体管N1来限定箝位电压，但该箝位电压不是固定的。基本上，辅助电流IAUX越高，箝位电压越高。然而，在箝位电压与辅助电流IAUX之间存在平方关系，使得取决于辅助电流IAUX的箝位电压的变化基本上可以忽略。
根据一个示例，实现第一晶体管N1使得在去磁阶段期间第一晶体管N1两端的电压降小于辅助电压VAUX的5％或者甚至小于辅助电压VAUX的2％。在这种情况下，尽管有变化，但与辅助电压VAUX的幅值相比，交叉检测电压VZCD的幅值几乎可以忽略，使得在每种情况下，辅助电流IAUX基本上与辅助电压VAUX成比例。
在图17所示的电流传感器69中，通过形成可变电阻器N7的晶体管的电流IN7的幅值与辅助电流IAUX的幅值成比例，其中，电流IN7始终沿相同的方向流动，而与辅助电流IAUX的电流流动方向无关。
图17所示的评估电路66被配置成通过监测辅助电流IAUX来监测辅助电压VAUX。更具体地，评估电路监测通过电流镜P1、P2、P3中的另一输出晶体管P3的电流IP3。电流IP3与通过可变电阻器N7的电流IN7成比例，并且因此，与辅助电流IAUX的幅值成比例。评估电路包括电容器C2、耦接至电容器的施密特触发器ST以及耦接至电容器的电流源661。由施密特触发器ST根据电容器C2两端的电压VC2生成选择信号SEL。根据一个示例，生成选择信号SEL，使得当电容器电压VC2下降到预定阈值以下时，逻辑电路62(图17中未示出)选择第二脉冲信号SZCD2以用于生成输出脉冲信号SZCD。
通过电流镜P1、P2、P3提供的电流IP3对电容器C2充电，并且通过电流源662对电容器C2进行放电，其中，电容器C2两端的电压在电流镜电流IP3高于电流源电流I661时增加(并受电源电压VDD的限制)，并且在电流镜电流IP3低于电流源电流I661时减小。更具体地，当在辅助电压VAUX的每个相应周期上的辅助电流IAUX的幅值的平均值低于电流源电流I661时，电容器电压VC2减小。特别地，在导通时间结束时，电容器电压VC2可以等于电源电压VDD，并且然后在延迟时间内变化，其中，在电容器电压VC2减小并下降到低于由施密特触发器限定的阈值以前，根据辅助电压VAUX和辅助电流IAUX的特定波形，电容器电压VC2可以下降到电源电压VDD以下并且再次达到电源电压VDD若干次。电容器电压VC2下降到施密特触发器阈值以下等效于辅助电压VAUX的幅值在预定范围内达一定时间段。
以上说明的扩展跳谷模式使得可以在宽输出电力范围内以相同类型的操作模式来操作电力转换器。参考上文，在开关22再次导通之前允许通过的脉冲信号SZCD的信号脉冲的数量取决于负载的电力消耗，其中，可以由反馈信号SFB来表示负载的电力消耗。更具体地，上述扩展跳谷模式可以被认为是跳谷准谐振模式针对负载的非常低的电力消耗的扩展。然而，电力转换器不限于在扩展跳谷模式下工作。在负载的电力消耗较高时，电力转换器可以在准谐振跳谷模式下工作或者甚至在准谐振模式下工作。在这种情况下，脉冲参考信号SZC_REF使得脉冲信号SZCD的生成仅由第一脉冲信号SZCD1控制并且由此由辅助电压VAUX控制。在准谐振模式下，脉冲参考信号SZC_REF使得开关22在去磁时刻tDEMAG之后的第一个谷中导通。
参考上文，在延迟时间TDEL的第一部分中，生成脉冲信号SZCD使得它表示开关电压V22的局部最小值。即，基于在延迟时间TDEL的第一部分中生成的脉冲信号SZCD，可以至少大致确定开关电压V22的局部最小值出现的时刻。如上面所述，基于将辅助电压VAUX与预定阈值进行比较而在延迟时间TDEL的第一部分中生成脉冲信号SZCD，这仅是示例。也可以使用适于检测开关电压的局部最小值的时刻的任何其他信号。
根据另一示例，基于将电感器电压V21与预定阈值(例如零)进行比较或者基于将开关电压V22与预定阈值(例如输入电压的电压电平)进行比较，来生成脉冲信号SZCD。在这些示例中，相应的电压与相应的阈值交叉的时刻偏移到开关电压V22出现局部最小值的时刻。
根据另一示例，评估电路接收开关电压V22，并且被配置成例如基于对开关电压V22进行差分并检测差分开关电压过零的时刻来检测开关电压V22出现局部最小值的时刻。然后，可以生成在延迟时间TDEL的第一部分中的脉冲信号SZCD，使得其直接表示开关电压V22的局部最小值出现的时刻。

Claims (13)

1.一种用于驱动电力转换器中的电子开关的方法，包括：
在连续驱动周期中驱动电力转换器中的耦接至电感器(21)的所述电子开关(22)，每个驱动周期包括导通时间和关断时间，
其中，所述关断时间包括延迟时间(TDEL)和所述电感器(21)被去磁的去磁时间段，
其中，所述延迟时间(TDEL)的结束取决于脉冲信号(SZCD)的预定数量的信号脉冲的出现，
其中，所述脉冲信号(SZCD)包括第一部分和第二部分，所述脉冲信号的所述第一部分表示所述开关(22)两端的电压(V22)的局部最小值，所述脉冲信号的所述第二部分包括通过时间上外推所述脉冲信号的所述第一部分而获得的信号脉冲，
其中，生成所述脉冲信号(SZCD)使得所述脉冲信号的所述第一部分表示所述开关(22)两端的电压(V22)的局部最小值包括：基于感应地耦接至所述电感器(21)的辅助绕组(23)两端的辅助电压(VAUX)生成所述脉冲信号(SZCD)，
所述方法还包括：
监测所述辅助电压(VAUX)；以及
基于所述监测开始所述延迟时间(TDEL)的第二部分。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，基于所述辅助电压(VAUX)生成所述脉冲信号包括：
将所述辅助电压(VAUX)的信号电平与预定阈值(VREF1)进行比较；以及
基于所述比较生成所述脉冲信号。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，基于所述比较生成所述脉冲信号包括：
当所述辅助电压(VAUX)沿预定方向与所述预定阈值(VREF1)交叉时，生成所述脉冲信号(SZCD)的信号脉冲。
4.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，时间上外推在所述延迟时间的第一部分中生成的脉冲信号包括：
在所述延迟时间的第二部分中，在所述脉冲信号(SZCD)的前一信号脉冲之后的预定时间段(T2)以后，生成每个信号脉冲。
5.根据权利要求1所述的方法，
其中，监测所述辅助电压(VAUX)包括监测在所述延迟时间(TDEL)的第一部分中生成的脉冲信号的占空比，以及
其中，在所述占空比在给定占空比范围之外时所述延迟时间的所述第二部分开始。
6.根据权利要求1所述的方法，
其中，监测所述辅助电压(VAUX)包括监测所述辅助电压(VAUX)的信号电平；以及
其中，所述延迟时间的所述第二部分在所述辅助电压(VAUX)的信号电平满足预定标准时开始。
7.根据权利要求6所述的方法，
其中，当所述辅助电压(VAUX)的信号电平在预定信号范围内达预定时间段时，所述辅助电压(VAUX)的所述信号电平满足所述预定标准。
8.根据权利要求7所述的方法，
其中，所述预定信号范围在所述预定时间段内变化。
9.根据权利要求6至7中任一项所述的方法，
其中，监测所述辅助电压(VAUX)包括监测在所述辅助绕组(23)与耦接至所述辅助绕组(23)的电压限制器(68)之间流动的辅助电流(IAUX)的信号电平。
10.根据权利要求9所述的方法，
其中，监测所述辅助电流(IAUX)的信号电平包括使用与所述辅助电流(IAUX)的幅值成比例的电流(IP3)对电容器(C2)充电以及使用恒定电流(I661)对所述电容器放电，以及
其中，当所述电容器(C2)两端的电压(VC2)与预定阈值交叉时，所述辅助电压(VAUX)满足所述预定标准。
11.根据前述权利要求中任一项所述的方法，还包括：
基于所述电力转换器的输出信号(SOUT)生成反馈信号(SFB)；以及
其中，根据所述反馈信号(SFB)来选择所述脉冲信号的预定数量的信号脉冲。
12.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述电力转换器是反激式转换器和升压转换器中的一种。
13.一种控制电路，其被配置成在连续驱动周期中驱动电力转换器中的耦接至电感器(21)的电子开关(22)，每个驱动周期包括导通时间和关断时间，其中，所述关断时间包括延迟时间(TDEL)和所述电感器(21)被去磁的去磁时间段，
其中，所述控制电路(4)被配置成：
根据包括多个连续信号脉冲的脉冲信号(SZCD)的预定数量(SZC_REF)的信号脉冲的出现，结束所述延迟时间(TDEL)，以及
生成所述脉冲信号(SZCD)使得所述脉冲信号的第一部分表示所述开关(22)两端的电压(V22)的局部最小值，并且所述脉冲信号的第二部分包括通过时间上外推所述脉冲信号的所述第一部分而获得的信号脉冲，
其中，生成所述脉冲信号(SZCD)使得所述脉冲信号的所述第一部分表示所述开关(22)两端的电压(V22)的局部最小值包括：基于感应地耦接至所述电感器(21)的辅助绕组(23)两端的辅助电压(VAUX)生成所述脉冲信号(SZCD)，
所述控制电路(4)还被配置成：
监测所述辅助电压(VAUX)；以及
基于所述监测开始所述延迟时间(TDEL)的第二部分。
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