TWI822091B

TWI822091B - 半橋返馳式轉換器及其控制方法

Info

Publication number: TWI822091B
Application number: TW111121179A
Authority: TW
Inventors: 楊大勇; 蘇英傑; 陳裕昌
Original assignee: 立錡科技股份有限公司
Priority date: 2021-09-06
Filing date: 2022-06-08
Publication date: 2023-11-11
Also published as: CN115776236A; TW202312644A

Abstract

一種半橋返馳式轉換器，包含：第一電晶體、第二電晶體及第三電晶體，其中第一電晶體、第二電晶體及第三電晶體用以構成半橋電路。第一電晶體導通以產生負循環電流以達成第二電晶體的零電壓切換。第二電晶體導通以激磁變壓器。第三電晶體於變壓器的去磁時段中導通以產生輸出電壓。第一電晶體之實際尺寸小於第三電晶體之實際尺寸。

Description

半橋返馳式轉換器及其控制方法

本發明係有關一種半橋返馳式轉換器，特別是指一種非對稱半橋返馳式轉換器。本發明也有關於用以控制非對稱半橋返馳式轉換器的控制方法。

請參閱圖1，圖1顯示先前技術美國專利US 5,959,850的非對稱占空比返馳式轉換器(Asymmetrical Duty Cycle Flyback Converter)，此先前技術揭露了具有零電壓切換(zero voltage switching,ZVS)的半橋返馳式轉換器，藉此達成較高的功率效率。零電壓切換可被定義為當電晶體的跨壓(例如：汲源極電壓)為零或接近於零時，將電晶體切換為導通。然而，本先前技術的缺點為，於輕負載狀態中，電源轉換器的功率轉換效率較低。

上述先前技術的另一個缺點在於，該電源轉換器的輸出電壓係不可變的，具體而言，上述先前技術若要改為具有可變輸出電壓的零電壓切換返馳式轉換器，必須藉由偵測其變壓器之去磁時段而控制變壓器的切換。

另一先前技術美國專利US 7,151,681為測量變壓器的反射電壓與放電時段的多重取樣電路(Multiple-sampling circuit for measuring reflected voltage and discharge time of a transformer)，此先前技術揭露一種偵測變壓器的輸出電壓與去磁時段的方法，然而，本先前技術無法達成電源轉換器的零電壓切換，其係用於不連續導通模式(discontinuous conduction mode,DCM)的操作。

圖2顯示先前技術之半橋返馳式轉換器於輕負載狀態中操作於不連續導通模式之波形圖。驅動訊號SH用以驅動半橋返馳式轉換器的上橋開關，以激磁變壓器，驅動訊號SL用以驅動半橋返馳式轉換器的下橋開關，激磁電流IM的訊號波形顯示變壓器操作於不連續導通模式。當半橋返馳式轉換器的輸出功率下降時，驅動訊號SH的脈寬PW因半橋返馳式轉換器的回授控制而降低，驅動訊號SL的脈寬亦對應降低，因此，半橋返馳式轉換器的切換頻率增加，切換損失也因而增加。當驅動訊號SH轉為低位準(關斷)後，於變壓器的去磁時段中，驅動訊號SL的第一個脈波被致能。驅動訊號SL的第二脈波被致能以產生循環電流，藉此達成上橋開關的零電壓切換。

上述先前技術的缺點在於，當操作於不連續導通模式時，驅動訊號SL於一個切換週期需切換導通/關斷兩次，因此大幅增加驅動訊號SL之平均切換頻率，造成大量的切換損失且導致下橋開關的能量耗損。

相較於先前技術美國專利US 7,151,681，本發明提供一種具有省略週期的諧振半橋返馳式轉換器，以改善中負載、輕負載之操作狀態中的功率效率。

相較於先前技術美國專利US 5,959,850，本發明提供一種產生去磁訊號的方法以及切換控制電路，其中去磁訊號的期間等於變壓器的去磁時段，本發明可用於具有可程式化輸出電壓的零電壓切換返馳式轉換器，例如：USB PD電源轉換器。

相較於圖2的先前技術，本發明提供一種非對稱半橋(asymmetrical half-bridge,AHB)返馳式轉換器的控制電路，以三個電晶體改善中負載與輕負載之操作狀態的功率轉換效率。

就其中一個觀點言，本發明提供了一種半橋返馳式轉換器，包含：一第一電晶體，經由一第一驅動訊號控制；一第二電晶體，經由一第二驅動訊號控制；一第三電晶體，經由一第三驅動訊號控制，其中該第一電晶體、該第二電晶體及該第三電晶體用以構成一半橋電路；以及一切換控制電路，用以根據該半橋返馳式轉換器的一輸入電壓而產生該第一驅動訊號，並根據該半橋返馳式轉換器的一輸出電壓而產生該第三驅動訊號，且根據一回授訊號而產生該第二驅動訊號，其中該回授訊號相關於該半橋返馳式轉換器的該輸出電壓；其中於一不連續導通模式(discontinuous conduction mode,DCM)的操作中，該切換控制電路操作於一第一切換週期，以控制該第一驅動訊號於一第一時段中導通該第一電晶體，其中經過該第一時段後，該切換控制電路控制該第一驅動訊號、該第二驅動訊號及該第三驅動訊號於一第一不導通時段中，關斷該第一電晶體、該第二電晶體及該第三電晶體，其中經過該第一不導通時段後，該切換控制電路控制該第二驅動訊號於一第二時段中，導通該第二電晶體，其中經過該第二時段後，該切換控制電路控制該第一驅動訊號、該第二驅動訊號及該第三驅動訊號於一第二不導通時段中，關斷該第一電晶體、該第二電晶體及該第三電晶體，其中經過該第二不導通時段後，該切換控制電路控制該第三驅動訊號於一第三時段中，導通該第三電晶體，其中經過該第三時段後，該切換控制電路控制該第一驅動訊號、該第二驅動訊號及該第三驅動訊號於一第三不導通時段中，關斷該第一電晶體、該第二電晶體及該第三電晶體。

在一較佳實施例中，該第一電晶體導通以產生一循環電流，其中該循環電流用以於該不連續導通模式的操作中達成該第二電晶體的零電壓切換(Zero Voltage Switching,ZVS)。

在一較佳實施例中，該第二電晶體導通以激磁該半橋返馳式轉換器之一變壓器。

在一較佳實施例中，該第三電晶體於該變壓器的一去磁時段中導通。

在一較佳實施例中，該第一電晶體與該第三電晶體配置為該半橋返馳式轉換器之下橋電晶體，且該第二電晶體配置為該半橋返馳式轉換器之上橋電晶體。

在一較佳實施例中，該半橋返馳式轉換器更包含一計時器，其中該計時器用以對該第三不導通時段計時；其中當該半橋返馳式轉換器的該輸出功率減少，該計時器所計時的該第三不導通時段對應增加。

在一較佳實施例中，該第一電晶體之實際尺寸小於該第三電晶體之實際尺寸。

在一較佳實施例中，，其中：該第一驅動訊號之振幅低於該第三驅動訊號之振幅；及/或該第一電晶體之閘極相關之一最大額定值(maximum rating)低於該第三電晶體之閘極相關之一最大額定值。

就另一個觀點言，本發明也提供了一種控制方法，用以控制一半橋返馳式轉換器，其中該半橋返馳式轉換器包括一第一電晶體、一第二電晶體及一第三電晶體，該控制方法包含：產生一第一驅動訊號，以根據該半橋返馳式轉換器的一輸入電壓而驅動該第一電晶體；產生一第二驅動訊號，以根據一回授訊號而驅動該第二電晶體，其中該回授訊號相關於該半橋返馳式轉換器的一輸出電壓；以及產生一第三驅動訊號，以根據該輸出電壓而驅動該第三電晶體；其中驅動該第一電晶體、該第二電晶體及該第三電晶體的步驟包括：於一不連續導通模式的操作中，控制該第一電晶體於一第一時段中導通；經過該第一時段後，控制該第一電晶體、該第二電晶體及該第三電晶體於一第一不導通時段中關斷；經過該第一不導通時段後，控制該第二電晶體於一第二時段中導通；經過該第二時段後，控制該第一電晶體、該第二電晶體及該第三電晶體於一第二不導通時段中關斷；經過該第二不導通時段後，控制該第三電晶體於一第三時段中導通；以及經過該第三時段後，控制該第一電晶體、該第二電晶體及該第三電晶體於一第三不導通時段中關斷。

在一較佳實施例中，該控制方法更包含：藉由導通該第一電晶體而產生一循環電流，以於該不連續導通模式的操作中達成該第二電晶體的零電壓切換(Zero Voltage Switching,ZVS)。

在一較佳實施例中，藉由導通該第二電晶體以激磁該半橋返馳式轉換器之一變壓器。

在一較佳實施例中，於該變壓器的一去磁時段中導通該第三電晶體。

在一較佳實施例中，該第一電晶體與該第三電晶體為該半橋返馳式轉換器之下橋電晶體，且該第二電晶體為該半橋返馳式轉換器之上橋電晶體。

在一較佳實施例中，該控制方法更包含：當該半橋返馳式轉換器的該輸出功率減少，對應增加該第三不導通時段。

在一較佳實施例中，該第一驅動訊號之振幅低於該第三驅動訊號之振幅。

底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。

10:變壓器

100:二次側控制器

20:諧振電容

200:一次側控制器

201:一次側控制器

205:時脈產生器

208:一次側控制器

22:計時器

230:電容

231:開關

240:控制元件

243:控制元件

248:控制元件

25:計時器

250:去磁仿擬器

255:電阻

260:週期計數器

271,272:電晶體

280:比較器

285:邏輯電路

30:第一電晶體

300:諧振半橋返馳式轉換器

35:本體二極體

40:第二電晶體

45:本體二極體

51,52,55,60:電阻

70:二次側同步整流器

75:本體二極體

90:光耦合器

900:諧振半橋返馳式轉換器

C:電容值

CPO:比較器輸出

DCM:不連續導通模式

ID:放電電流

IM:激磁電流

IP:一次側開關電流

IS:二次側開關電流

kn:膝點

Lr:漏電感

LX:切換節點

M1:第一電晶體

M2:第二電晶體

M3:第三電晶體

n,m:匝數比

NA:輔助繞組

NC:正整數

NNP:耦接節點

NP:一次側繞組

NS:二次側繞組

PW:脈寬

PZV:零電壓切換脈波

Rs:電阻值

Rt:電阻值

S1:第一驅動訊號

S2:第二驅動訊號

S3:第三驅動訊號

Sdmg:去磁訊號

SG:驅動訊號

SH:驅動訊號

SL:驅動訊號

SMP:取樣訊號

t1-t9:時點

t3’:時點

ta-te:時點

TA:第一時段

ta’,tc’:時點

TB:第二時段

TC:第三時段

Tcyc1:切換週期

Tcyc2:切換週期

Td1:第一不導通時段

Td2:第二不導通時段

TDS:去磁時段

TDSX:導通期間

TDSX’:導通期間

TRH:時段

TRL:時段

TSL:導通期間

TW:激磁時段

Tx:省略週期

TZ:第三不導通時段

VAUX:輔助訊號

VC:跨壓

Vcr:跨壓

VCS:電流感測訊號

VCSp:電壓位準

VDP:電壓降

VFB:回授訊號

Vg:電壓位準

VHB:切換節點電壓

VIN:輸入電壓

Vinx:電壓位準

VNA:輔助繞組訊號

VO:輸出電壓

VPK:電壓突波

Vref:參考電壓

Vth:電壓閾值

VX:反射電壓

圖1顯示先前技術之非對稱占空比返馳式轉換器。

圖2顯示先前技術之半橋返馳式轉換器於輕負載狀態中操作於不連續導通模式之波形圖。

圖3顯示本發明之諧振半橋返馳式轉換器之一實施例示意圖。

圖4顯示對應於圖3之實施例的操作波形圖。

圖5顯示降低驅動訊號SH與驅動訊號SL的切換頻率之操作波形圖。

圖6顯示本發明之具有省略週期的諧振半橋返馳式轉換器的一實施例之操作波形圖。

圖7顯示本發明之諧振半橋返馳式轉換器中一次側控制器之一實施例方塊圖。

圖8顯示本發明之諧振半橋返馳式轉換器中一次側控制器之一實施例方塊圖。

圖9顯示本發明之去磁仿擬器產生去磁訊號之操作波形圖。

圖10顯示本發明去磁仿擬器產生去磁訊號Sdmg之一具體實施例示意圖。

圖11顯示本發明之諧振半橋返馳式轉換器之一較佳實施例示意圖。

圖12顯示本發明之一次側控制器201操作於不連續導通模式之一較佳實施例操作波形圖。

圖13顯示本發明一次側控制器之一較佳實施例方塊圖。

本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。

圖3顯示本發明之諧振半橋返馳式轉換器之一實施例示意圖。諧振半橋返馳式轉換器300包含：第一電晶體30及第二電晶體40，用以構成半橋電路。變壓器10及諧振電容20彼此串聯並耦接於半橋電路的切換節點LX，變壓器10包括一次側繞組NP、二次側繞組NS以及輔助繞組NA，其中一次側繞組NP及二次側繞組NS具有匝數比n，二次側繞組NS及輔助繞組NA具有匝數比m。諧振半橋返馳式轉換器300更包含切換控制電路，其中切換控制電路包括一次側控制器200及/或二次側控制器100。一次側控制器200產生驅動訊號SH及驅動訊號SL，驅動訊號SH及驅動訊號SL經由半橋電路切換變壓器10，以於變壓器10的二次側產生輸出電壓VO。驅動訊號SH驅動第一電晶體30，以激磁變壓器10。驅動訊號SL於變壓器10的去磁與諧振時段中導通第二電晶體40，驅動訊號SL亦用於導通第二電晶體40以產生流經變壓器10的循環電流，以達成第一電晶體30的零電壓切換。電阻60藉由偵測變壓器10的一次側開關電流IP而產生電流感測訊號VCS。

驅動訊號SH及驅動訊號SL根據回授訊號VFB而產生，其中回授訊號VFB根據諧振半橋返馳式轉換器300的輸出功率而產生。二次側控制器100耦接於輸出電壓VO以產生回授訊號VFB，回授訊號VFB經由光耦合器90耦接於一次側控制器200。二次側控制器100亦用以產生驅動訊號SG，以於變壓器10的去磁時段TDS中驅動二次側同步整流器70。輔助繞組NA於變壓器10切換時產生輔助繞組訊號VNA，電阻51、電阻52用以將輔助繞組訊號VNA衰減以產生輔助訊號VAUX，輔助訊號VAUX耦接於一次側控制器200。在一實施例中，電阻55耦接於一次側控制器200，藉由電阻55以設定參數而產生去磁訊號Sdmg。

圖4顯示對應於圖3之實施例的操作波形圖。當驅動訊號SH導通時，變壓器10被激磁並產生激磁電流IM，當驅動訊號SH不導通時，變壓器10被去磁。於去磁時段TDS中，變壓器10產生二次側開關電流IS，驅動訊號SL相關於變壓器10的去磁時段TDS。在一實施例中，驅動訊號SL之導通期間TSL(亦即脈寬)等於或長於變壓器10的去磁時段TDS，藉此避免變壓器10操作於連續導通模式(continuous conduction mode,CCM)。於變壓器10的去磁時段TDS中，諧振電容20上產生反射電壓VX，其中反射電壓VX與輸出電壓VO之關係為：VX=n*VO。

當驅動訊號SH不導通時，驅動訊號SL可被導通，而當驅動訊號SL不導通時，驅動訊號SH可被導通。驅動訊號SH與驅動訊號SL之間(即驅動訊號SH與驅動訊號SL皆不導通時)可包括空滯時間(例如時段TRH、時段TRL)。

圖4之不同時段中的操作細節詳見下列說明。

時點t1至時點t2之時段為激磁變壓器週期，本時段中第一電晶體30導通且第二電晶體40關斷，流經變壓器10中的一次側開關電流IP增加且諧振電容20之電壓亦增加，此時變壓器10被激磁而諧振電容20進行充電，二次側同步整流器70關斷且其本體二極體75具有逆向偏壓，因此，此時並無能量被轉換至二次側。

時點t2至時點t3之時段為第一循環電流週期，本時段中第一電晶體30與第二電晶體40均關斷，變壓器10的循環電流強制半橋電路的切換節點電壓VHB下降，直到第二電晶體40的本體二極體45導通為止。時點t2至時點t3之時段相關於準諧振時段(quasi-resonant period)，以達成第二電晶體40的零電壓切換，此時變壓器10的一次側電壓與諧振電容20於時點t3之電壓相同。

時點t3至時點t4之時段為諧振週期(正電流)，本時段中，在零電壓切換的狀態下，第一電晶體30關斷且第二電晶體40導通，此時輸出電壓VO等於諧振電容20的跨壓Vcr除以匝數比n，電流開始流經二次側同步整流器70，儲存於變壓器10的能量被轉換至輸出端而產生輸出電壓VO。由於變壓器10的漏電感Lr與諧振電容20(Cr)形成電感電容槽(LC tank)，因此二次側電流於諧振頻率Lr及Cr所決定的時段中為正弦波的形式。變壓器10的一次側電流為激磁電流IM與二次側開關電流IS之和。流經諧振槽(Lr,Cr)的電流仍為正電流，其主要由變壓器10的激磁電感驅動，並且流經諧振電容20。

時點t4至時點t5之時段為諧振週期(負電流)，本時段中第一電晶體30繼續關斷且第二電晶體40繼續導通，能量持續轉換至二次側，但諧振槽電流被諧振電容20的電壓反向驅動，諧振電容20的能量不僅被轉換至二次側，更於第二電晶體40持續導通(例如時點t4至時點t5)時，用以將變壓器10的激磁電流位準拉至負值。

時點t5至時點t6之時段為反向激磁變壓器週期(負電流)，本時段自變壓器10的去磁時段TDS結束時至第二電晶體40關斷時，諧振電容20反向激磁變壓器10，並產生負電流。

時點t6至時點t7之時段為第二循環電流週期，本時段中第一電晶體30與第二電晶體40均關斷，變壓器10的負電流於時點t5至時點t6被感應而產生，以強制半橋電路中切換節點LX上的切換節點電壓VHB增加，直到其導通第一電晶體30的本體二極體35為止。

時點t7之後，開始另一個與時點t1至時點t2之時段相似的週期，第一電晶體30在零電壓切換狀態下導通且第二電晶體40關斷，若變壓器諧振槽中的循環電流仍為負電流，則諧振槽中多餘的能量將被送回輸入端(供應輸入電壓VIN的節點)。

在輕負載的狀態下，當輸出功率降低時，驅動訊號SH與驅動訊號SL的脈寬將對應減少，故驅動訊號SH與驅動訊號SL的切換頻率於輕負載狀態下增加，由於鐵芯損失(core loss)、開關損耗(switching loss)等功率損耗增加，因此導致功率轉換器的功率轉換效率變差。

圖5顯示降低驅動訊號SH與驅動訊號SL的切換頻率之操作波形圖。一種改善功率效率的方式是，藉由延長驅動訊號SL關斷(例如時點t3)至驅動訊號SH導通(例如時點t5)之間的時間，可降低切換頻率，然而，驅動訊號SL的關斷將產生循環電流，進而導致切換節點電壓VHB的電壓突波VPK以及輔助訊號VAUX的電壓降VDP，電壓突波VPK與電壓降VDP將造成功率損耗與雜訊。

需注意的是，前述驅動訊號SH與驅動訊號SL的導通或關斷皆各自對應於第一電晶體30與第二電晶體40的導通或關斷。

請參閱圖6，在一實施例中，驅動訊號SH於激磁變壓器10的激磁週期中(例如時點t1至時點t2)導通，以激磁變壓器10。驅動訊號SH關斷後，驅動訊號SL於諧振週期中(例如時點t2至時點t3)導通，且具有諧振脈波(例如時點t2至時點t3)，一個激磁週期與一個諧振週期形成一個切換週期(例如時點t1至時點t3)。

如圖6所示，在一實施例中，省略週期Tx起始於驅動訊號SH轉為不導通的不導通時點(例如時點t4)，且當省略週期Tx終止時(例如時點t6)，驅動訊號SL轉為導通。在一實施例中，當輸出功率因省電而降低時，省略週期Tx將對應增加(即切換頻率減少)。

請繼續參閱圖6，相較於無省略週期之時段，例如時點t1至時點t3，驅動訊號SL於省略週期中(例如Tx)不導通而無諧振脈波，舉例而言，在先前技術中，驅動訊號SL於時點t4至時點t5所存在的一個脈波，即驅動訊號SL之諧振脈波，在本實施例中已被省略，如圖6所示，因此，於省略週期中(時點t4至時點t6)，並無負循環電流產生。先前技術中，切換節點電壓VHB產生的電壓突波VPK以及輔助訊號VAUX產生的電壓降VDP，在本實施例中亦已被避免。在一實施例中，如圖6所示，驅動訊號SH於省略週期中(例如Tx)亦為不導通狀態。

在一實施例中，當驅動訊號SH關斷後，於省略週期的部分時間中(例如於時點t4至時點t5之間的一部份時間)，變壓器10的去磁電流的一部分流經第二電晶體40的本體二極體45。換言之，在一實施例中，驅動訊號SL中並無雙脈波(double pulses)。在一實施例中，驅動訊號SH中亦無雙脈波。就一觀點而言，於驅動訊號SH的單一脈波之後，接著產生驅動訊號SL的單一脈波，於驅動訊號SL的單一脈波之後，接著產生驅動訊號SH的單一脈波，即便諧振半橋返馳式轉換器操作於具有省略週期的狀態亦同。就另一觀點而言，於驅動訊號SH的兩個連續脈波之間，驅動訊號SL包括最多一個脈波，於驅動訊號SL的兩個連續脈波之間，驅動訊號SH包括最多一個脈波。

在一實施例中，於輸出功率低於預設閾值時，產生省略週期Tx。在一實施例中，省略週期Tx隨著輸出功率的降低而對應增加。在一實施例中，即使在驅動訊號SL無法達成第一電晶體30的零電壓切換的情況下，第二驅動訊號於第一驅動訊號的兩個連續脈波之間不包括第二個脈波，因而不以第二個脈波達成第一電晶體30的零電壓切換。

請繼續參閱圖6，在一實施例中，驅動訊號SL之零電壓切換脈波(例如PZV)於省略週期經過後導通第二電晶體40，以達成零電壓切換週期(例如時點t6至時點t7)。

如圖6所示，在一實施例中，於省略週期後的零電壓切換脈波PZV之後，接著產生至少一個切換週期(例如時點t7至時點t9)。

請繼續參閱圖6，在一實施例中，諧振週期可包括延續零電壓切換期間(例如時點t3’至時點t3)，延續零電壓切換期間用以達成第一電晶體30的零電壓切換。換言之，本實施例中，諧振脈波的第一部分(例如時點t2至時點t3’)用以達成變壓器10與諧振電容20之諧振，而諧振脈波的第二部分(例如時點t3’至時點t3)用以產生循環電流以達成第一電晶體30的零電壓切換。

圖7顯示本發明之諧振半橋返馳式轉換器中一次側控制器之一實施例方塊圖。在一實施例中，一次側控制器200包括計時器25以及控制元件240。在一實施例中，控制元件240用以根據輸入電壓VIN(經由輔助訊號VAUX)與回授訊號VFB而產生驅動訊號SH與驅動訊號SL，計時器25用以產生前述省略週期Tx。

如圖7所示，在一實施例中，計時器25根據相關於輸出功率之資訊，判斷輸出功率是否低於預設閾值，當輸出功率被判斷為低於預設閾值時，計時器25開始計算省略週期Tx，並控制控制元件240於省略週期Tx中省略驅動訊號SH與驅動訊號SL之脈波。

請再次參閱圖4，當諧振半橋返馳式轉換器處於中負載及輕負載的狀態時，時點t4至時點t5之諧振週期較短，無法產生足夠的負電流(能量)以達成零電壓切換，因此，負電流的主要部分係來自時點t5至時點t6所產生之電流。

然而，較高的負電流將導致較高的功率損耗，為了將達成零電壓切換的負電流控制在適當位準，去磁時段的控制必須準確，因此需產生去磁訊號Sdmg對應於變壓器10的去磁時段TDS。

圖8顯示本發明之諧振半橋返馳式轉換器中一次側控制器之一實施例方塊圖。在一實施例中，一次側控制器208包括去磁仿擬器250以及控制元件248。在一實施例中，控制元件248用以根據輸入電壓VIN(經由輔助訊號VAUX)與回授訊號VFB而產生驅動訊號SH與驅動訊號SL，去磁仿擬器250用以根據去磁相關訊號而產生去磁訊號Sdmg，以仿擬去磁時段TDS，其中去磁相關訊號例如變壓器10的反射電壓(經由輔助訊號VAUX)。

請同時參閱圖9，圖9顯示本發明之去磁仿擬器產生去磁訊號之操作波形圖。

於切換週期中，諧振半橋返馳式轉換器週期性地操作於非不連續導通模式(例如時點ta至時點tc’)，驅動訊號SH首先導通第一電晶體30，以激磁變壓器10進而產生一次側開關電流IP(例如時點ta’至時點tb)，於第一電晶體30關斷後，驅動訊號SL用以於諧振週期中(時點tb至時點tc)導通(例如時點tb至時點tc’)第二電晶體40，並用以產生循環電流(例如時點tc至時點tc’)以達成第一電晶體30的零電壓切換。於非不連續導通模式的切換週期中，驅動訊號SL的導通期間TSL(例如時點tb至時點tc’)由去磁訊號Sdmg的脈寬(例如TDSX’)決定，其中去磁訊號Sdmg係由去磁仿擬器250根據先前強制插入的不連續導通模式中的校正而產生。在一實施例中，去磁訊號Sdmg的導通期間TDSX’於先前主動強制之不連續導通模式期間中被校正，並用以使得控制元件248控制第二電晶體40的最小導通時間，藉此於第一電晶體30關斷後的非不連續導通模式期間，去磁變壓器10。在一實施例中，如圖9所示，驅動訊號SL的導通期間TSL(例如時點tb至時點tc’)可為去磁訊號Sdmg的導通期間TDSX’加上一延遲時間(例如時點tc至時點tc’)，以於去磁時段後，在一次側開關電流IP上建立負循環電流，以達成第一電晶體30的零電壓切換。

需注意的是，非不連續導通模式係指不是不連續導通模式的操作模式，例如：連續導通模式(continuous conduction mode,CCM)，或準諧振模式(quasi-resonant mode,QRM)之操作，準諧振模式又稱為邊界導通模式(boundary conduction mode,BCM)。

在一實施例中，當一次側開關電流IP已有預設數量(例如一正整數NC)之切換週期(例如時點ta至時點t1)係操作於非不連續導通模式(例如準諧振模式)時，至少一個切換週期被主動強制操作於不連續導通模式(例如時點t1至時點t3)。因此，去磁仿擬器250用以於強制插入的不連續導通模式中，根據變壓器10的去磁時段TDS而校正去磁訊號Sdmg的導通期間TDSX。

如圖9所示，於強制插入的不連續導通模式中，變壓器10的去磁時段TDS從輔助訊號VAUX之上升緣(rising edge)開始，並於輔助訊號VAUX(例如時點t2至時點t3)之下降緣(falling edge，即膝點kn)結束。具體而言，本實施例中，可藉由感測輔助訊號VAUX而偵測反射電壓，輔助訊號VAUX來自第一電晶體30的關斷期間中，變壓器10的輔助繞組NA。反射電壓出現之時間長度，即輔助訊號VAUX自上升緣至膝點kn的脈寬，相關於變壓器10的去磁時段TDS。

在一實施例中，一次側控制器208更包括週期計數器260，週期計數器260用以根據一次側開關電流IP而計算切換週期操作於非不連續導通模式的數量，且當一次側開關電流IP被判斷為已有預設數量之切換週期非操作於不連續導通模式時，週期計數器260用以控制控制元件248主動強制操作於不連續導通模式。在一實施例中，週期計數器260可經由電流感測訊號VCS而感測一次側開關電流IP，藉此判斷操作於非不連續導通模式。

在一實施例中，如圖9所示，於強制不連續導通模式切換週期中，驅動訊號SL持續控制第二電晶體40為不導通，使得半橋電路不僅操作於不連續導通模式，亦操作於非同步切換模式，其中於強制不連續導通模式切換週期中，變壓器10的去磁電流(例如時點t2至時點t2’之IP)的一部分流經第二電晶體40的本體二極體45。

請繼續參閱圖9，在不連續導通模式DCM之後(例如時點t4至時點t5)，驅動訊號SL的第一脈波導通第二電晶體40，以自諧振電容20至變壓器10激磁變壓器10，進而產生負循環電流(時點t4至時點t5之IP)以達成第一電晶體30的零電壓切換。

圖10顯示本發明產生去磁訊號Sdmg之去磁仿擬器的一具體實施例示意圖。在一實施例中，去磁仿擬器250包括計時產生器205、比較器280以及邏輯電路285。

在一實施例中，計時產生器205包括積分器，積分器由開關231及電容230組成，開關231由取樣訊號SMP所控制，取樣訊號SMP相關於驅動訊號SH以對電流感測訊號VCS取樣。放電電流ID相關於n*VO，用以將電容230的跨壓VC放電。跨壓VC藉由比較器280而與參考電壓Vref進行比較。邏輯電路285根據比較器輸出CPO與相關於驅動訊號SH的取樣訊號SMP而產生去磁訊號Sdmg。在一實施例中，參考電壓Vref為0伏特，當一次側開關電流IP為0時，電流感測電壓VCS為0。

在一實施例中，去磁訊號Sdmg的時間長度相關於變壓器10的輸入電壓之電壓位準(Vinx)，亦即如圖3所示，一次側繞組NP與諧振電容20之耦接節點NNP上的電壓，去磁訊號Sdmg的時間長度也相關於變壓器10的輸出電壓之電壓位準(例如n*VO)及變壓器10於第一電晶體30導通時的激磁時段(TW)。需注意的是，變壓器10的輸入電壓之電壓位準Vinx等於輸入電壓VIN減去諧振電容20的跨壓Vcr。

根據變壓器10被去磁的磁通量等於變壓器10被激磁的磁通量，可列出以下式1：Vinx*TW=n*VO*TDS (式1)

其中TW為在變壓器10的激磁時段中，變壓器10的輸入電壓之電壓位準Vinx之出現時間；n*VO為在變壓器10的去磁時段TDS中，變壓器10的電壓。n為一次側繞組NP及二次側繞組NS之匝數比，VO為二次側繞組NS之電壓(即輸出電壓)。

在變壓器10被激磁後，電流感測訊號VCS之位準VCSp相關於一次側開關電流IP於激磁過程結束之峰值，且於圖3所示之電阻60上產生，其可以下列式2表示：VCSp=(Vinx/L)*TW*Rs (式2)

其中L為變壓器10之一次側繞組NP之電感，Rs為電阻60之電阻值，VCSp為變壓器10於激磁過程結束之電壓位準。

設ID=n*VO/Rt，其中Rt為電阻55之電阻值。

去磁訊號Sdmg之脈寬TDSX可被表示為：TDSX=(C*VCSp)/ID，其中C為電容230之電容值。

TDSX=(Rt*C*VCSp)/(n*VO)TDSX=(Rt*C/(n*VO))*(Rs/L)*Vinx*TW設Rt=L/(Rs*C) (式3)

TDSX=(Vinx*TW)/(n*VO) (式4)

當式3之條件滿足時，式4所示之去磁訊號Sdmg之導通期間TDSX等於變壓器10之去磁時段TDS。

請繼續參閱圖10，開關231導通以對電流感測訊號VCS取樣至電容230，且於開關231關斷時(即激磁結束時)，電流感測訊號VCS之位準VCSp被保持在電容230，開關231由取樣訊號SMP控制。當開關231關斷時，去磁訊號Sdmg被致能(例如藉由邏輯電路285)，換言之，當去磁訊號Sdmg開始致能時，電容230之跨壓VC為電流感測訊號VCS的峰值。在開關231關斷之後，放電電流ID開始將電容230放電，當電容230經由放電電流ID(ID=n*VO/Rt)完全放電完成時(VC=0V)，去磁訊號Sdmg禁能。圖10及圖3所示之電阻55用以設定去磁訊號Sdmg的預設脈寬。

在一實施例中，於強制插入的不連續導通模式切換週期中，去磁訊號Sdmg的脈寬TDSX可藉由去磁仿擬器250而與輔助訊號VAUX的脈寬所示意的去磁時段TDS做比較，因此去磁訊號Sdmg的脈寬TDSX可被校正而用於接下來的非不連續導通模式切換週期。在一實施例中，去磁仿擬器250更用以根據不連續導通模式中所偵測到的去磁時段TDS而調整電阻255之電阻值，以校正去磁訊號Sdmg的脈波期間TDSX。

在其他實施例中，除了調整電阻255之電阻值外，去磁仿擬器250亦可藉由以下方式校正去磁訊號Sdmg的脈波期間TDSX：調整電壓閾值Vth以決定去磁訊號Sdmg之結束，或調整電容230的電容值，或調整例如圖10中電晶體271與電晶體272所組成的電流鏡之比值。

圖11顯示本發明之諧振半橋返馳式轉換器之一較佳實施例示意圖。諧振半橋返馳式轉換器900相似於圖3之諧振半橋返馳式轉換器300。在本實施例中，諧振半橋返馳式轉換器900包括第一電晶體M1、第二電晶體M2及第三電晶體M3，第一電晶體M1、第二電晶體M2及第三電晶體M3用以構成半橋電路。就一觀點而言，第一電晶體M1與第三電晶體M3配置為諧振半橋返馳式轉換器900之下橋電晶體，且第二電晶體M2配置為諧振半橋返馳式轉換器900之上橋電晶體。

根據回授訊號VFB及輸入電壓VIN，一次側控制器201用以產生第一驅動訊號S1、第二驅動訊號S2及第三驅動訊號S3，第一驅動訊號S1、第二驅動訊號S2及第三驅動訊號S3耦接以經由半橋電路而切換變壓器10，藉此於變壓器10之二次側產生輸出電壓VO。第二驅動訊號S2驅動第二電晶體M2以激磁變壓器10，第三驅動訊號S3於變壓器10之去磁與諧振時段中導通第三電晶體M3，第三驅動訊號S3也用於導通第三電晶體M3以產生流經變壓器10的循環電流，並於重負載狀態中達成第二電晶體M2的零電壓切換。換言之，第二電晶體M2為諧振半橋返馳式轉換器900之一次側上橋開關且可對應於圖3之第一電晶體30，第三電晶體M3為諧振半橋返馳式轉換器900之一次側下橋開關且可對應於圖3之第二電晶體40。就一觀點而言，第一電晶體M1用以並聯於第三電晶體M3且作為輔助一次側下橋開關，具有獨立的控制訊號(即第一驅動訊號S1)。

在一實施例中，在輕負載狀態且操作於不連續導通模式時，藉由導通第二電晶體M2而激磁變壓器10之後，第三電晶體M3於變壓器10之去磁與諧振時段中被控制為導通。於去磁之後，當第三電晶體M3持續關斷，第一驅動訊號S1用以導通第一電晶體M1，以產生流經變壓器10的循環電流而達成第二電晶體M2的零電壓切換。因此，第三電晶體M3在不連續導通模式之一個切換週期中可避免切換兩次。

由於第一電晶體M1只用以產生循環電流以達成零電壓切換，在一實施例中，第一電晶體M1之實際尺寸(例如長寬比)可配置為遠小於第三電晶體M3之實際尺寸。因此，第一電晶體M1的驅動能力及寄生電容(例如閘極電容)低於第三電晶體M3的寄生電容，第一電晶體M1的切換損耗也因此低於第三電晶體M3的切換損耗。

舉例而言，電晶體的閘極切換損耗Pg可被表示為：Pg=0.5*Ciss*Vg*Vg*Freq

其中Ciss為電晶體之輸入電容，Vg為閘極驅動訊號之電壓位準，Freq為閘極驅動訊號之切換頻率。

如上述開關功率損耗方程式，實際尺寸較小的第一電晶體M1用以專用於不連續導通模式中達成第二電晶體M2的零電壓切換，因此第一電晶體M1的閘極切換損耗低於實際尺寸較大的第三電晶體M3。

此外，在一實施例中，第一驅動訊號S1的電壓位準(即Vg)之振幅低於第三驅動訊號S3的電壓位準之振幅，因此更可降低第一電晶體M1之切換損耗，且在一實施例中，第一電晶體M1之閘極最大額定值(例如閘源極電壓)也可低於第三電晶體M3之閘極最大額定值。

電阻60藉由偵測變壓器10的一次側開關電流IP而產生電流感測訊號VCS，一次側控制器201用以根據輸入電壓VIN而產生第一驅動訊號S1，並根據輸入電壓VIN及/或輸出電壓VO而產生第三驅動訊號S3。一次側控制器201更用以根據回授訊號VFB而產生第二驅動訊號S2。

圖12顯示本發明之一次側控制器201操作於不連續導通模式之一較佳實施例操作波形圖。於不連續導通模式之操作中，一次側控制器201操作於第一切換週期Tcyc1並控制第一驅動訊號S1於第一時段TA中導通第一電晶體M1，藉此產生循環電流以達成第二電晶體M2導通時的零電壓切換。經過第一時段TA後，第一驅動訊號S1、第二驅動訊號S2及第三驅動訊號S3用以於第一不導通時段Td1(即空滯時段)中，關斷第一電晶體M1、第二電晶體M2及第三電晶體M3。在一實施例中，第一不導通時段Td1相關於用以達成第二電晶體M2之零電壓切換的準諧振時段。經過第一不導通時段Td1後，第二驅動訊號S2於第二時段TB中，導通第二電晶體M2，第二電晶體M2之導通用以激磁變壓器10。經過第二時段TB後，第一驅動訊號S1、第二驅動訊號S2及第三驅動訊號S3用以於(即空滯時段)中，關斷第一電晶體M1、第二電晶體M2及第三電晶體M3。在一實施例中，第二不導通時段Td2相關於用以達成第三電晶體M3之零電壓切換的另一準諧振時段。經過第二不導通時段Td2後，第三驅動訊號S3於第三時段TC中，導通第三電晶體M3，第三電晶體M3於變壓器10之去磁時段中導通。經過第三時段TC後，第一驅動訊號S1、第二驅動訊號S2及第三驅動訊號S3用以於第三不導通時段TZ中，關斷第一電晶體M1、第二電晶體M2及第三電晶體M3，其中激磁電流IM於第三不導通時段TZ中(即不連續導通模式)維持在零。經過第三不導通時段TZ後，開始另一切換週期Tcyc2。

圖13顯示本發明一次側控制器之一較佳實施例方塊圖。在一實施例中，一次側控制器213包括計時器22及控制元件243。控制元件243用以根據輸入電壓VIN(經由VAUX)及回授訊號VFB而產生第一驅動訊號S1、第二驅動訊號S2及第三驅動訊號S3。

計時器22用以計時而產生第三不導通時段TZ，第三不導通時段TZ起始於第三驅動訊號S3脈波結束時(例如下降緣)。在一實施例中，當諧振半橋返馳式轉換器的輸出功率減少時，第三不導通時段TZ對應增加，因此，諧振半橋返馳式轉換器的切換頻率亦能因諧振半橋返馳式轉換器的輸出功率減少而對應減少，藉此改善輕負載操作狀態中的效能。

以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及/或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。