TW202418740A - 諧振返馳式電源轉換器及其切換控制電路與方法 - Google Patents

Abstract

諧振返馳式電源轉換器包括： 第一及第二電晶體，用以切換變壓器及諧振電容，以產生輸出電壓；電流感測元件，用以感測半橋電路的切換電流以產生電流感測訊號；及控制電路，用以產生第一及第二驅動訊號，以分別控制第一及第二電晶體。第一驅動訊號的導通狀態控制半橋電路產生正電流，以激磁變壓器且將諧振電容充電。第二驅動訊號的導通狀態控制半橋電路產生負電流，以將諧振電容放電。當正電流的位準超過正值過電流閾值時，關斷第一電晶體，及/或，當負電流的位準超過負值過電流閾值時，關斷第二電晶體。

Description

諧振返馳式電源轉換器及其切換控制電路與方法

本發明係有關一種諧振返馳式電源轉換器，特別是指一種在輕載時，能夠高效率執行轉換功能的諧振返馳式電源轉換器。本發明亦有關一種具有過電流保護功能的諧振返馳式電源轉換器。此外，本發明亦有關一種用以控制諧振返馳式電源轉換器的切換控制電路與方法。

圖1係顯示習知返馳式電源轉換器的示意圖，其中圖1係揭露於美國專利文獻，其美國專利的公告號為US 5,959,850且其美國專利的題目為「非對稱占空比之返馳式電源轉換器」。圖1之先前技術旨在揭露一種具有零電壓切換 (zero voltage switching, ZVS)的半橋諧振返馳式電源轉換器900，其中圖1之先前技術能夠達成高效率的電源轉換。所謂的「零電壓切換」的定義指的是：「當某一電晶體的跨壓( 例如：汲-源極電壓)為零或趨近零時，此電晶體轉為導通」。然而，圖1所示的先前技術的缺點在於：在輕載時，圖1所示的先前技術之返馳式電源轉換器900的電源轉換效率是低的。

再者，圖1所示的先前技術的缺點在於： 先前技術之返馳式電源轉換器900的輸出電壓是無法更動的。具體而言，若諧振返馳式電源轉換器欲具有可變動的輸出電壓，則諧振返馳式電源轉換器必須藉由偵測變壓器的去激磁時間(demagnetizing time)的功能，以便控制變壓器的切換。

圖2A與圖2B係顯示在輸出負載為中載或輕載的狀況下，當習知半橋式電源轉換器操作於不連續導通模式 (discontinuous conduction mode, DCM)時，所對應的訊號操作波形圖。

圖2A係顯示習知半橋式電源轉換器操作於輸出負載為中載的狀況時，所對應的訊號操作波形圖。當習知半橋式電源轉換器操作於不連續導通模式時，關斷時間TOFF係指：始於第二驅動訊號SL的關斷時點至結束於下一個第二驅動訊號SL的導通時點的一段期間。一旦目前的第二驅動訊號SL的關斷時間TOFF結束，第二驅動訊號SL將再度被導通以使上橋開關達成零電壓切換。關斷時間TOFF與切換週期隨著輸出負載的減輕而延長 (在此情況下，切換頻率隨著輸出負載的減輕而降低)，藉此節省電源。

圖2B係顯示習知半橋式電源轉換器操作於輸出負載為輕載的狀況時，所對應的訊號操作波形圖。第一驅動訊號SH的脈波寬度TX隨著習知半橋式電源轉換器的輸出負載的減輕而縮短。因此，激磁電流IM隨著習知半橋式電源轉換器的輸出負載的減輕而降低。第二驅動訊號SL的脈波寬度TW需維持於一個固定的最短導通時間，其中此固定的最短導通時間相關於變壓器10的漏磁電感值Lr的與諧振電容 20的電容值Cr的諧振頻率Fr，其中Fr = ( )，此固定的最短導通時間用以將諧振電容 20放電。於期間TW1內，當激磁電流IM降低至零後，此固定的最短導通時間將於第二驅動訊號SL的部分導通期間TW’內，產生一個很大的循環電流，因此當習知半橋式電源轉換器操作於輸出負載為輕載的狀況時，不幸地，會有很高的電源損失的缺點。

相較於圖1、圖2A與圖2B所示的這些習知電源轉換器，本發明提供一種具有多種創新的節省電源的控制方法的諧振返馳式電源轉換器，藉此使得諧振返馳式電源轉換器操作於輸出負載為輕載或甚至毫無任何輸出負載的狀況時，提昇電源轉換效率。

此外，本發明亦提供具有正電流過電流保護功能及負電流過電流保護功能的一種切換控制電路。

於一觀點中，本發明提供一種諧振返馳式電源轉換器，包含：一第一電晶體及一第二電晶體，用以形成一半橋電路；一電流感測元件，其耦接於該半橋電路，其中該電流感測元件用以感測該半橋電路的一次側切換電流，以產生一電流感測訊號；一變壓器及一諧振電容，其中該變壓器及該諧振電容彼此相互串聯連接且該變壓器及該諧振電容耦接於該半橋電路；以及一切換控制電路，用以產生一第一驅動訊號及一第二驅動訊號，其中該第一驅動訊號及該第二驅動訊號用以分別控制該第一電晶體及該第二電晶體，藉此切換該變壓器及該諧振電容，以產生一輸出電壓；其中於該第一驅動訊號的一導通時間內，該切換控制電路控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一正電流，以激磁該變壓器並且將該諧振電容充電；其中於該第二驅動訊號的一導通時間內，該切換控制電路控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一負電流，以將該諧振電容放電；其中該切換控制電路用以感測該電流感測訊號，以於該正電流的一位準超過一正值過電流閾值 (positive-over-current threshold) 時，關斷該第一電晶體，及/或，於該負電流的一位準超過一負值過電流閾值 (negative -over-current threshold) 時，關斷該第二電晶體。

於另一觀點中，本發明提供一種切換控制電路，用以控制一諧振返馳式電源轉換器，其中該諧振返馳式電源轉換器包括：一第一電晶體及一第二電晶體，用以形成一半橋電路；一電流感測元件，其耦接於該半橋電路，其中該電流感測元件用以感測該半橋電路的一次側切換電流，以產生一電流感測訊號；一變壓器及一諧振電容，其中該變壓器及該諧振電容彼此相互串聯連接且該變壓器及該諧振電容耦接於該半橋電路；以及一切換控制電路，用以產生一第一驅動訊號及一第二驅動訊號，其中該第一驅動訊號及該第二驅動訊號用以分別控制該第一電晶體及該第二電晶體，藉此切換該變壓器及該諧振電容，以產生一輸出電壓；該切換控制電路包含：一激磁控制電路，用以產生一第一驅動訊號，以切換該第一電晶體；以及一諧振及零電壓切換控制電路，其耦接於該激磁控制電路，其中該諧振及零電壓切換控制電路用以產生一第二驅動訊號，以切換該第二電晶體；其中於該第一驅動訊號的一導通時間內，該切換控制電路控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一正電流，以激磁該變壓器並且將該諧振電容充電；其中於該第二驅動訊號的一導通時間內，該切換控制電路控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一負電流，以將該諧振電容放電；其中該切換控制電路用以感測該電流感測訊號，以於該正電流的一位準超過一正值過電流閾值 (positive-over-current threshold) 時，關斷該第一電晶體，及/或，於該負電流的一位準超過一負值過電流閾值 (negative -over-current threshold) 時，關斷該第二電晶體。

於又一觀點中，本發明提供一種方法，用以控制一諧振返馳式電源轉換器，其中該諧振返馳式電源轉換器包括：一第一電晶體及一第二電晶體，用以形成一半橋電路；一電流感測元件，其耦接於該半橋電路，其中該電流感測元件用以感測該半橋電路的一次側切換電流，以產生一電流感測訊號；一變壓器及一諧振電容，其中該變壓器及該諧振電容彼此相互串聯連接且該變壓器及該諧振電容耦接於該半橋電路；以及一切換控制電路，用以產生一第一驅動訊號及一第二驅動訊號，其中該第一驅動訊號及該第二驅動訊號用以分別控制該第一電晶體及該第二電晶體，藉此切換該變壓器及該諧振電容，以產生一輸出電壓；該方法包含下列步驟：產生一第一驅動訊號，以切換該第一電晶體；以及產生一第二驅動訊號，以切換該第二電晶體；其中於該第一驅動訊號的一導通時間內，該切換控制電路控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一正電流，以激磁該變壓器並且將該諧振電容充電；其中於該第二驅動訊號的一導通時間內，該切換控制電路控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一負電流，以將該諧振電容放電；其中該切換控制電路用以感測該電流感測訊號，以於該正電流的一位準超過一正值過電流閾值 (positive-over-current threshold) 時，關斷該第一電晶體，及/或，於該負電流的一位準超過一負值過電流閾值 (negative -over-current threshold) 時，關斷該第二電晶體。

於一實施例中，當該負電流的該位準超過該負值過電流閾值時，該第一驅動訊號與該第二驅動訊號皆被關斷一段預設關斷時間。

於一實施例中，該電流感測元件為一電流感測電阻，其中該電流感測電阻用以偵測該正電流的該位準與該負電流的該位準。

於一實施例中，該正電流與該負電流的極性彼此相反。

於一實施例中，於該諧振返馳式電源轉換器操作於一諧振期間內，該第二驅動訊號包括一最短諧振期間，其中該最短諧振期間隨著一輸出負載的減輕而縮短，其中該諧振期間相關於該諧振電容與該變壓器的一諧振。

於一實施例中，諧振返馳式電源轉換器或切換控制電路更包含：一偏壓電阻，其中該偏壓電阻耦接於該電流感測元件，藉此該偏壓電阻用以產生該電流感測訊號；其中該電流感測訊號用以與一第一電流閾值電壓相互比較，以判斷該正電流是否超過該正值過電流閾值，及/或，該電流感測訊號用以與一第二電流閾值電壓相互比較，以判斷該負電流是否超過該負值過電流閾值。

於一實施例中，當該諧振返馳式電源轉換器操作於一不連續導通模式 (discontinuous conduction mode, DCM)時，該第二驅動訊號更包括：一關斷時間，其中該第二驅動訊號的該關斷時間始於該變壓器被去磁 (demagnetized)後的時點，其中該第二驅動訊號的該關斷時間隨著該諧振返馳式電源轉換器的該輸出負載的減輕而延長；其中於該第二驅動訊號的該關斷時間內，該第一驅動訊號及該第二驅動訊號皆被關斷。

於一實施例中，該第二驅動訊號的一脈波寬度隨著一輸出負載的減輕而縮短。

於一實施例中，當該諧振返馳式電源轉換器操作於該不連續導通模式時，該第二驅動訊號更包括：一關斷時間，其中該第二驅動訊號的該關斷時間始於該第二驅動訊號的該諧振脈波被關斷的時點，其中該第二驅動訊號的該關斷時間隨著該諧振返馳式電源轉換器的該輸出負載的減輕而延長；其中於該第二驅動訊號的該關斷時間內，該第一驅動訊號及該第二驅動訊號皆被關斷。

以下將藉由具體實施例詳加說明，以更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。

本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。

圖3係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器之示意圖。諧振返馳式電源轉換器300包括：第一電晶體30及第二電晶體40，用以形成一半橋電路。彼此相互串聯連接的變壓器10及諧振電容20係耦接於半橋電路的一切換節點LX。變壓器10包括：一次側線圈WP、二次側線圈WS與輔助線圈WA。一次側線圈WP與二次側線圈WS之間具有匝數比n=Np/Ns、而輔助線圈WA與二次側線圈WS之間具有匝數比m=Na/Ns、而輔助線圈WA與一次側線圈WP之間具有匝數比k=Na/Np。值得注意的是，Np、Ns、Na分別為一次側線圈WP、二次側線圈WS與輔助線圈WA的匝數。

一次側控制器200產生第一驅動訊號SH與第二驅動訊號SL，其中驅動訊號SH與驅動訊號SL控制半橋電路以切換變壓器10，藉此於變壓器10的二次側產生輸出電壓VO。第一驅動訊號SH用以驅動第一電晶體30，以將激磁變壓器10激磁。第二驅動訊號SL於變壓器10的去磁時間內與變壓器10的諧振期間內，導通第二電晶體40。在一實施例中，第二驅動訊號SL亦用以導通第二電晶體40，藉此經由變壓器10而產生循環電流，進而使第一電晶體30達成零電壓切換。電阻60耦接於一次側線圈WP，用以根據變壓器10的一次側切換電流IP產生電流感測訊號VCS。

在一實施例中，第一驅動訊號SH與第二驅動訊號SL根據與諧振返馳式電源轉換器300的輸出電源(例如：輸出電壓VO)相關的反饋訊號VFB而產生。在一實施例中，二次側控制器100耦接於輸出電壓VO，藉此產生反饋訊號VFB。在一實施例中，反饋訊號VFB經由耦接於二次側控制器100的光耦合器90而耦接於一次側控制器200。二次側控制器100亦用以產生驅動訊號SG，其中驅動訊號SG用以於變壓器10的去磁時間TDS驅動同步整流器70。輔助線圈WA於變壓器10進行切換時，產生輔助線圈訊號VNA。電阻51與電阻52用以衰減輔助線圈訊號VNA以產生耦接於一次側控制器200的輔助訊號VAUX。

圖4係根據本發明之一實施例顯示圖3所示的諧振返馳式電源轉換器所對應的訊號操作波形圖。當第一驅動訊號SH導通 (即：第一驅動訊號SH被致能至例如一高位準狀態)時，變壓器10被激磁，且，激磁電流IM因而產生。當第一驅動訊號SH關斷(即：第一驅動訊號SH被禁能至例如一低位準狀態)。於變壓器10的去磁時間TDS內，產生二次側切換電流IS。第二驅動訊號SL的諧振脈波Pres具有諧振脈波寬度TW，諧振脈波寬度TW係相關於變壓器10的去磁時間TDS。在一實施例中，第二驅動訊號SL的諧振脈波寬度TW配置為等於或長於變壓器10的去磁時間TDS，藉此避免變壓器10操作於連續導通模式 (continuous conduction mode, CCM)。於變壓器10的去磁時間TDS內，反射電壓VX產生於諧振電容20，其中反射電壓VX 可以下列關係式表示： VX = VO*Np/Ns

當第一驅動訊號SH關斷時，第二驅動訊號SL可被導通。另一方面，當第二驅動訊號SL關斷時，第一驅動訊號SH可被導通。在第一驅動訊號SH與第二驅動訊號SL之間可包括：停滯期間(例如：TRH and TRL)。

如圖4所示的於不同期間所對應的操作將於下列的段落更清楚地闡明。

時間點t1至時間點t2的這段期間代表的是：激磁變壓器激磁期間。其中時間點t1至時間點t2的這段期間內，第一電晶體30是導通的，而第二電晶體40是關斷的。在此情況下，變壓器10中的電流IP增加，而諧振電容中的電壓亦增加。換言之，變壓器10被激磁，而諧振電容20被充電。另一方面，二次側的同步整流器70是關斷的，且，二次側的同步整流器70的本體二極體75被反向偏壓。因此，沒有任何能量傳輸到二次側。

時間點t2至時間點t3的這段期間指的是：第一循環電流期間。在時間點t2至時間點t3的這段期間內，第一電晶體30與第二電晶體40皆是關斷的。變壓器10的循環電流將驅使半橋電路的切換節點電壓VHB降低，進而使第二電晶體40的本體二極體45導通。時間點t2至時間點t3的這段期間係相關於準諧振 (quasi-resonant) 週期，其可使第二電晶體40達成零電壓切換。在此情況下，變壓器10的一次側在時間點t3時的電壓係相同於諧振電容20在時間點t3時的電壓。

時間點t3至時間點t4的這段期間指的是：一個諧振期間 (正電流)。其中時間點t3至時間點t4的這段期間內，在零電壓切換的情況下，第一電晶體30是關斷的，而第二電晶體40是導通的。在此情況下，輸出電壓VO等於諧振電容20的跨壓Vcr除以匝數比n所獲得的商數。因此，電流開始流經二次側的同步整流器70，如此一來，儲存於變壓器10的能量被轉移至輸出端，以產生輸出電壓VO。由於電感電容諧振腔 (LC tank)係由變壓器10的漏磁電感值Lr與諧振電容20之諧振電容值Cr所構成，因此二次側切換電流IS所具有的正弦波形之頻率，係由漏磁電感值Lr與諧振電容值Cr的諧振頻率而決定。如此一來，變壓器10的一次側切換電流IP係等於激磁電流IM與二次側切換電流之反射電流之差。在此情況下，所述的諧振腔中的電流仍然為正值，其中所述的諧振腔中的這個正值的電流主要是被激磁電感激磁所驅動，而流入諧振電容20。

時間點t4至時間點t5的這段期間指的是：一個諧振期間 (負電流)。其中時間點t4至時間點t5的這段期間內，第一電晶體30是關斷的，而第二電晶體40是持續導通的。儲存於變壓器10的能量仍然持續被轉移至二次側，但是，在此情況下，所述共振腔中的電流係被諧振電容20中的電壓所反向驅動。當第二電晶體40是持續導通時，諧振電容20中的能量不僅被轉移至二次側，並且，諧振電容20中的能量被用以將變壓器10的激磁電流IM變成具有負值位準的電流 (例如：時間點t4至時間點t5的這段期間內的負值電流)。

時間點t5至時間點t6的這段期間指的是：一個逆向激磁變壓器激磁期間 (backward magnetized transformer cycle) (負電流)。其中逆向激磁變壓器激磁期間係起始於變壓器10的去磁時間TDS的結束時點，且結束於第二電晶體40轉關斷時點。在此情況下，諧振電容20將變壓器10反向 (inversely)激磁且產生負電流。

時間點t6至時間點t7的這段期間指的是：第二循環電流期間。在此段期間，第一電晶體30與第二電晶體40皆是關斷的。於時間點t5至時間點t6的那段期間內，在變壓器10中所感應的負電流將驅使半橋電路的切換節點LX上的切換節點電壓VHB增加，直到切換節點電壓VHB導通第一電晶體30的本體二極體35。如此一來，當第一電晶體30在時間點t7再一次導通時能夠達成零電壓切換。

在時間點t7之後，另一個週期又再度開始，類似於時間點t1至時間點t2的這段期間內的其中第一電晶體30在零電壓切換的情況轉為導通，而第二電晶體40是關斷的。倘若在變壓器10中的所述的諧振腔的電流仍然是負電流，儲存於所述的諧振腔的過量的能量將被送回至輸入電壓VIN。

圖5A與圖5B係根據本發明之一實施例顯示當諧振返馳式電源轉換器分別操作於輸出負載為中載與輕載的狀況下，諧振返馳式電源轉換器所分別對應的訊號操作波形圖。請參閱圖5A。第二驅動訊號SL的關斷時間TOFF起始於第二驅動訊號SL的關斷時點，而結束於下一個第二驅動訊號SL的導通時點，其中一旦計時器350(如圖8所示) 計時結束，第二驅動訊號SL會轉為導通。在一實施例中，第二驅動訊號SL的關斷時間TOFF隨著諧振返馳式電源轉換器300的輸出負載的減輕而延長 (此時，切換頻率因而隨著諧振返馳式電源轉換器300的輸出負載的減輕而降低)，藉此節省電源。在一實施例中，如圖5A所示的中載的狀況下，去磁時間TDS趨近於諧振期間TWr，且，第二驅動訊號SL的諧振脈波寬度TW趨近於去磁時間TDS與諧振期間TWr。值得注意的是，去磁時間TDS指的是：激磁電流IM從其波形的峰值降低至零的那段期間。諧振期間TWr指的是：諧振電容20與變壓器10的漏磁電感值Lr的諧振期間加上一次側切換電流IP從其波形的峰值降低至零的那段期間。諧振脈波寬度TW指的是：當第一驅動訊號SH關斷之後，第二驅動訊號SL的第一個脈波 (即：諧振脈波Pres)的脈波寬度。

在一實施例中，如圖5A所示，第二驅動訊號SL的諧振脈波寬度TW具有最短諧振期間Tres_min，其中最短諧振期間Tres_min等於具有固定期間的最短諧振子期間TW1加上具有可調整期間的最短諧振子期間TW2。在本實施例中，如圖5A所示，由於輸出負載處在中載的範圍之內，因此，諧振脈波寬度TW並未受到最短諧振期間Tres_min的限制。

在一實施例中，具有可調整期間的最短諧振子期間TW2隨著輸出負載的減輕而縮短。因此，最短諧振期間Tres_min亦隨著輸出負載的減輕而縮短。

請參閱圖5B。在一實施例中，當諧振返馳式電源轉換器300操作於輸出負載為輕載的狀況下，諧振脈波寬度TW會受到最短諧振期間Tres_min的限制。在本實施例中，由於較輕的輸出負載 (例如：較輕的輸出功率或較輕的輸出電流)，因此圖5B所示的具有可調整期間的最短諧振子期間TW2被調整成為短於圖5A所示的具有可調整期間的最短諧振子期間TW2。如此一來，相較於圖5A所示的諧振脈波寬度TW，圖5B所示的諧振脈波寬度TW較短。其中，相較於圖5A而言，圖5B所示的諧振脈波寬度TW短至一程度，使得循環電流(即：一次側切換電流IP的負電流)相較於圖5A而言較少的，或循環電流的存續期間相較於圖5A而言是較短的。

就一觀點而言，本實施例的第二驅動訊號SL的最短諧振期間Tres_min不會產生循環電流。或者，在激磁電流降低至零之後，本實施例的第二驅動訊號SL的最短諧振期間Tres_min將僅僅產生極度低的循環電流，藉此將能夠大幅地降低當諧振返馳式電源轉換器300操作於輸出負載為輕載的狀況下所造成的電源損耗。

請參閱圖5C。圖5C係根據本發明之一實施例顯示當諧振返馳式電源轉換器操作於輸出負載為極度輕載 (extremely light load)或甚至毫無任何輸出負載的狀況下，諧振返馳式電源轉換器所對應的訊號操作波形圖。在一實施例中，當諧振返馳式電源轉換器300操作於輸出負載為極度輕載 (extremely light load)或甚至毫無任何輸出負載的狀況下，脈波寬度TW會受到最短諧振期間Tres_min的限制。在本實施例中，如圖5C所示，隨著輸出負載不斷地減輕，具有可調整期間的最短諧振子期間TW2被調整成零。如此一來，圖5C所示的脈波寬度TW係等於具有固定期間的最短諧振子期間TW1 (即：Tres_min= TW1 + 0 )。

就一觀點而言，當諧振返馳式電源轉換器300操作於輸出負載為較重的狀況下，當具有可調整期間的最短諧振子期間TW2並非等於零時，第一最短諧振期間Tres_min1可以下列關係式表示：Tres_min1= TW1+TW2 。另一方面，當諧振返馳式電源轉換器300操作於輸出負載為較輕的狀況下，使得具有可調整期間的最短諧振子期間TW2等於零時，第二最短諧振期間Tres_min2可以下列關係式表示：Tres_min2=TW1+0 。基於上述，在此情況下，第一最短諧振期間Tres_min1長於第二最短諧振期間Tres_min2。

圖6A與圖6B係根據本發明之二實施例，分別顯示諧振返馳式電源轉換器的一次側控制器 200A與一次側控制器200B的方塊圖。在一實施例中，如圖6A所示，一次側控制器200A包括：激磁控制電路201與諧振及零電壓切換控制電路202A。激磁控制電路201用以根據電流感測訊號VCS、反饋訊號VFB與諧振及零電壓切換控制電路202A所產生的訊號，產生第一驅動訊號SH。諧振及零電壓切換控制電路202A用以根據激磁控制電路201所產生的訊號，產生第二驅動訊號SL。在一實施例中，如圖6B所示，一次側控制器200B包括：激磁控制電路201與諧振及零電壓切換控制電路202B。在一實施例中，諧振及零電壓切換控制電路202B用以更根據輔助訊號VAUX，產生第二驅動訊號SL。

圖7係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中，用以產生第一驅動訊號SH的激磁控制電路206之示意圖。在一實施例中，電晶體221用以偏移反饋訊號VFB而產生反饋訊號VCOM。在一實施例中，反饋訊號VFB的位準與諧振返馳式電源轉換器300的輸出負載的位準呈比例關係。零電壓切換控制訊號SZ的下降緣在經過延遲元件 (delay cell)210所提供的一段延遲時間之後，致能正反器215，進而致能第一驅動訊號SH，其中關於零電壓切換控制訊號SZ的產生，容後詳述。在一實施例中，延遲元件210所提供的延遲時間相關於零電壓切換的準諧振延遲 (quasi-resonant delay)，其中準諧振延遲相關於一次側線圈WP的激磁電感值的諧振期間與切換節點LX上的全部的等效寄生電容值。一旦第一驅動訊號SH導通，脈波產生器230決定第一驅動訊號SH的最短導通時間。電阻224與電阻225用以產生衰減過的反饋訊號VCOM’。當電流感測訊號VCS大於衰減過的反饋訊號VCOM’時，比較器220用以重置正反器215以關斷第一驅動訊號SH。正反器215的輸出 (即：第一切換控制訊號SWH)藉由上橋閘極驅動器240，產生第一驅動訊號SH。自舉電容242與自舉二極體241用以提供電源予上橋閘極驅動器240。

圖8係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中的諧振及零電壓切換控制電路207之示意圖。第二切換控制訊號SWL與零電壓切換控制訊號SZ藉由或閘313運算後，透過驅動器315緩衝處而產生第二驅動訊號SL。第一驅動訊號SH的下降緣在經過延遲元件 (delay cell)310所提供的一段準諧振延遲時間之後，觸發正反器312，使得正反器312致能第二切換控制訊號SWL。在一實施例中，延遲元件310用以提供準諧振延遲，以使第二電晶體40達成零電壓切換。電流源320、電容325、電晶體322、反相器321與比較器335用以構成計時電路301。當第一驅動訊號SH在邏輯上為低位準時 (becomes logic-low)，電容325開始透過電流源320而被充電。當電容325的電壓位準高於一閾值電壓VT時，比較器335產生重置訊號，以重置正反器312，進而關斷第二切換控制訊號SWL，藉此關斷第二電晶體40。在此情況下，第二切換控制訊號SWL的脈波寬度係透過閾值電壓VT的電壓位準而被決定，其中經由加法器330用以疊加閾值VT1與閾值VT2以決定閾值電壓VT的電壓位準(VT=VT1+VT2)。閾值VT1對應決定具有固定期間的最短諧振子期間TW1，而閾值VT2對應決定具有可調整期間的最短諧振子期間TW2。在一實施例中，閾值VT2相關於反饋訊號VCOM，使得閾值VT2的電壓位準隨著輸出負載的減輕而降低。閾值VT1為一固定值，在此情況下，閾值VT1用以提供第二切換控制訊號SWL中之具有固定期間的最短諧振子期間TW1，以於輕載時對諧振電容20放電。

值得注意的是，在一實施例中，在等到輸出負載輕於一預設閾值的狀況前，閾值VT2不相關於輸出負載。換言之，在一實施例中，當輸出負載重於該預設閾值時，最短諧振期間Tres_min為一固定值。

請繼續參閱圖8。關斷第二切換控制訊號SWL將致能計時器350開始計時。反饋訊號VCOM決定計時器350的關斷時間TOFF。在一實施例中，由於關斷時間TOFF反比於反饋訊號VCOM，因此，關斷時間TOFF隨著輸出負載的減輕而延長。當計時器350結束其操作機制時，計時器350致能脈波產生器380以產生零電壓切換控制訊號SZ。於諧振返馳式電源轉換器300操作於不連續導通模式 (discontinuous conduction mode, DCM)的期間，零電壓切換控制訊號SZ用以產生循環電流，藉此使得第一電晶體30達成零電壓切換。零電壓切換控制訊號SZ的脈波寬度(在此稱為零電壓切換脈波寬度TZ)係藉由輸入電壓VIN的電壓位準、輸出電壓VO與變壓器10的電感值等而被決定。

總結上述，於諧振返馳式電源轉換器300操作於不連續導通模式的期間，第二驅動訊號SL包括：具有諧振脈波寬度TW的諧振脈波Pres (其中諧振脈波寬度TW係由第二切換控制訊號SWL決定)與具有零電壓切換脈波寬度TZ的零電壓切換脈波Pzv(其中零電壓切換脈波寬度TZ係由零電壓切換控制訊號SZ決定)。諧振脈波寬度TW具有：對應重的輸出負載的第一最短諧振期間Tres_min1=(TW1+TW2)與對應輕的輸出負載的第二最短諧振期間Tres_min2=(TW1)，其中第二最短諧振期間(TW1)短於第一最短諧振期間(TW1+TW2)。在一實施例中，第一最短諧振期間(TW1+TW2)隨著輸出負載的減輕而縮短。

圖9A係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器操作於變壓器激磁期間，此時一次側切換電流IP為正值激磁激磁。圖9A顯示正電流IPP，其為一次側切換電流IP的正值部分。正電流IPP產生於第一電晶體30轉為導通的且第二電晶體40是關斷的時候，此時諧振返馳式電源轉換器300係操作於激磁變壓器激磁期間，其中正電流IPP對應圖4所示的「時間點t1至時間點t2」的這段期間的電流。正電流IPP會激磁變壓器10並將諧振電容20充電。在此情況下，若諧振返馳式電源轉換器300的輸出端被短路，在經過少許切換週期之後，變壓器10的磁通量將會飽和。在此情況下，變壓器10的一次側線圈WP將等效於短路，如此一來，將會使第一電晶體30受到恆久性毀壞。因此，當一次側切換電流IP的正電流IPP超過一正值過電流閾值 (positive-over-current threshold)時，為了保護第一電晶體30，本發明需要針對第一電晶體30執行過電流保護機制，意即，本發明將立刻關斷第一電晶體30。

圖9B係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器操作於諧振期間，此時一次側切換電流IP為負值。圖9B顯示負電流IPN，其為一次側切換電流IP的負值部分。負電流IPN產生於第一電晶體30轉為關斷的且第二電晶體40是導通的時候，此時諧振返馳式電源轉換器300係操作於諧振期間，其中負電流IPN對應圖4所示的「時間點t4至時間點t5」的這段期間的電流。藉由變壓器10，諧振電容20中的能量被轉移至諧振返馳式電源轉換器300的輸出端。在此情況下，若諧振返馳式電源轉換器300的輸出端被短路，藉由變壓器10，諧振電容20將被等效地短路，如此一來，將可造成第二電晶體40受到恆久性毀壞。因此，當一次側切換電流IP的負電流IPN超過一負值過電流閾值 (negative -over-current threshold)時，為了保護第二電晶體40，本發明需要針對第二電晶體40執行過電流保護機制，意即，本發明將立刻關斷第二電晶體40。

圖10係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中，用以產生第一驅動訊號SH的激磁控制電路209之示意圖。圖10的激磁控制電路209相似於圖7的激磁控制電路206，差別在於：圖10的激磁控制電路209更包括：比較器231與替換或閘216的及閘235。比較器231用以產生正值過電流保護訊號 (positive-over-current protection signal) SOCPp，其中當電流感測訊號VCS的位準超過一第一電流閾值電壓VTP時，正值過電流保護訊號SOCPp透過及閘235重置正反器215，藉此關斷第一驅動訊號SH。

圖11係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中，用以產生第二驅動訊號SL的諧振及零電壓切換控制電路2010之示意圖。第二驅動訊號SL係由第二切換控制訊號SWL (其具有諧振脈波寬度TW)與零電壓切換控制訊號SZ(其具有零電壓切換脈波寬度TZ)所組成的。第二驅動訊號SL係藉由或閘313與及閘315’而產生，其中或閘313與及閘315’用以處理第二切換控制訊號SWL、零電壓切換控制訊號SZ與訊號SOFF。值得注意的是，藉由計時器350’所產生的訊號SOFF用以代表上述圖5A至圖5C所示的關斷時間TOFF。此外，藉由計時器350’所產生的訊號SOFF用以於關斷時間TOFF內，確保第一驅動訊號SH (圖10) 與第二驅動訊號SL (圖11)皆是關斷的。

請繼續參閱圖11。第一驅動訊號SH的下降緣在經過延遲元件 (delay cell)310所提供的一段準諧振延遲時間之後，觸發正反器312以致能第二切換控制訊號SWL。在一實施例中，延遲元件310用以提供準諧振延遲，以使第二電晶體40達成零電壓切換。當第二切換控制訊號SWL被致能時，脈波產生器320’用以根據反饋訊號VCOM的位準，決定第二切換控制訊號SWL的脈波寬度 (即：諧振脈波寬度TW)。第二切換控制訊號SWL的脈波寬度 (即：諧振脈波寬度TW)隨著輸出負載的減輕而縮短。在脈波產生器320’所產生的脈波的結束時點時，重置訊號將產生以重置正反器312，藉此關斷第二切換控制訊號SWL，此時第二切換控制訊號SWL之關斷係對應於上述的關斷時間TOFF的開始時點。與電阻65 (例如：如圖9B所示)相關的電流源331提供一偏壓予電流感測訊號VCS。比較器330’用以接收電流感測訊號VCS，以於電流感測訊號VCS的位準超過一第二電流閾值電壓VTN時，產生負值過電流保護訊號 (negative -over-current protection signal) SOCPn。負值過電流保護訊號SOCPn用以重置正反器312、計時器350’與脈波產生器380’，藉此確保透過及閘315’關斷第二驅動訊號SL，以達成負值過電流保護。

在一實施例中，關斷第二切換控制訊號SWL(即：第二切換控制訊號SWL處在低位準)將導致計時器350’開始計時以產生關斷訊號SOFF (其為一低位準為真的訊號)。在一實施例中，計時器350’的關斷時間TOFF反比於反饋訊號VCOM的位準。於諧振返馳式電源轉換器300操作於不連續導通模式的期間，關斷時間TOFF隨著輸出負載的減輕而延長 (因而使得切換頻率降低)。一旦計時器350’計時結束，計時器350’致能脈波產生器380’，以產生零電壓切換控制訊號SZ。當諧振返馳式電源轉換器 300操作於輸出負載為重載的狀況時，計時器350’的關斷時間TOFF為零。當計時器350’被負值過電流保護訊號SOCPn所重置時，一預設關斷時間因而產生。於諧振返馳式電源轉換器300操作於不連續導通模式的期間，零電壓切換控制訊號SZ用以產生循環電流，藉此使得第一電晶體30達成零電壓切換。

請回頭參閱圖5B，在一實施例中，第一驅動訊號SH的脈波寬度TX隨著輸出負載的減輕而縮短。第二驅動訊號SL的諧振脈波寬度TW亦隨著第一驅動訊號SH的脈波寬度TX的縮短而縮短。然而，第二驅動訊號SL仍然具有最短導通時間，其中第二驅動訊號SL所具有的最短導通時間係用以將諧振電容20放電。在一實施例中，當諧振返馳式電源轉換器 300操作於輸出負載為中載或輕載的狀況時，一旦電流感測訊號VCS超過第二電流閾值電壓VTN的狀況發生時，第二驅動訊號SL即會被關斷 (即：關斷第二切換控制訊號SWL或零電壓切換控制訊號SZ)。此外，當負電流IPN的位準超過負值過電流閾值時，第一驅動訊號SH與第二驅動訊號SL皆被關斷一段預設關斷時間。

總結上述，第一驅動訊號SH與第二驅動訊號SL分別用以控制第一電晶體30與第二電晶體40之切換。第一電晶體30與第二電晶體40構成半橋電路，半橋電路透過諧振電容20與電流感測元件60，切換變壓器10，以產生輸出電壓VO。第一驅動訊號SH的導通狀態產生一次側切換電流IP的正電流IPP，藉此激磁變壓器10並且藉此將諧振電容20充電。第二驅動訊號SL的導通狀態產生一次側切換電流IP的負電流IPN，藉此將諧振電容20放電。當正電流IPP的位準超過正值過電流閾值時，關斷第一電晶體30。當負電流IPN的位準超過負值過電流閾值時，關斷第二電晶體40。在一實施例中，電流感測元件60為一電流感測電阻，其中電流感測電阻用以偵測一次側切換電流IP的正電流IPP的位準與一次側切換電流IP的負電流IPN的位準。正電流IPP與負電流IPN的極性彼此相反。電阻65與電流源331耦接於電流感測元件60，藉此產生電流感測訊號VCS。電流感測訊號VCS用以分別與第一電流閾值電壓VTP或第二電流閾值電壓VTN相互比較。

圖12係根據本發明之一實施例顯示，當諧振返馳式電源轉換器 300操作於輸出負載為輕載的狀況時且操作於低輸出電壓時，諧振返馳式電源轉換器所對應的訊號操作波形圖。在一實施例中，當輸出電壓VO低於一低電壓閾值，第二驅動訊號SL被控制，以略過而不產生上述的第二驅動訊號SL的諧振脈波Pres。換言之，在此情況下，諧振返馳式電源轉換器 300將操作於一非諧振返馳式模式或一非同步模式，藉此當諧振返馳式電源轉換器 300操作於輸出負載為輕載的狀況時，能夠更多地節省電源。

圖13係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中的諧振及零電壓切換控制電路2012之示意圖。諧振及零電壓切換控制電路2012相似於諧振及零電壓切換控制電路207，差別在於：圖13之實施例的第二驅動訊號SL更根據電源指示訊號PM而被決定。

在一實施例中，第二驅動訊號SL係由第二切換控制訊號SWL與零電壓切換控制訊號SZ所組成的，具體而言，第二驅動訊號SL係藉由及閘319、或閘313與驅動器315而產生。電源指示訊號PM的產生係用以遮蔽第二驅動訊號SL中的第二切換控制訊號SWL。在一實施例中，電源指示訊號PM係於輸出電壓VO低於一低電壓閾值時產生。

在諧振返馳式電源轉換器 300符合通用串列匯流排電源傳輸(Universal Serial Bus Power Delivery, USB PD) 型的規範的實施例中，輸出電壓VO低於低電壓閾值的狀況，可示意諧振返馳式電源轉換器 300係操作於輸出負載為相對地輕的狀況。在此狀況下，輸出電壓VO低於低電壓閾值時，第二切換控制訊號SWL受控制被遮蔽，進而使得第二驅動訊號SL被關斷。如此一來，諧振返馳式電源轉換器 300將操作於所述非同步模式，藉此能夠更多地節省電源。

圖14係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中，用以產生電源指示訊號PM的電源指示電路之示意圖。反射輸出電壓a*VO藉由取樣維持輔助訊號VAUX的電壓而被產生。其中係數「a」可以下列關係式表示：

a = (R52 / (R51 + R52)) * m

脈波產生器410根據第一驅動訊號SH的下降緣，產生第一取樣訊號SH1。第一取樣訊號SH1用以取樣維持輔助訊號VAUX的電壓，而將輔助訊號VAUX的電壓儲存至電容435。脈波產生器420根據第一取樣訊號SH1的結束時點，產生第二取樣訊號SH2。第二取樣訊號SH2用以取樣維持電容435中的電壓，而將電容435中的電壓儲存至電容445，藉此產生反射輸出電壓a*VO。反射輸出電壓a*VO的電壓位準相關於輸出電壓VO的電壓位準。當反射輸出電壓a*VO的電壓位準低於低電壓閾值VTL時，電源指示訊號PM藉由比較器450產生。

以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及／或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。

900:習知諧振返馳式電源轉換器 100’:二次側控制器 200’:一次側控制器 100:二次側控制器 10:變壓器 2010:諧振及零電壓切換控制電路 2012:諧振及零電壓切換控制電路 2014:電源指示電路 200、200A、200B:一次側控制器 201:激磁控制電路 202A、202B:諧振及零電壓切換控制電路 206、209:激磁控制電路 207:諧振及零電壓切換控制電路 210、310:延遲元件 (delay cell) 211:反相器 215、312:正反器 216:或閘 220、231、232:比較器 221:電晶體 223、224、225、51、52、60、65:電阻 230、320’、380、380’、410、420:脈波產生器 235:及閘 240:上橋閘極驅動器 241:自舉二極體 242:自舉電容 20:諧振電容 300:諧振返馳式電源轉換器 301:計時電路 311、321、351、352:反相器 313:或閘 315’:及閘 315:驅動器 319:及閘 320、331:電流源 322:電晶體 325:電容 330:加法器 330’、335、450:比較器 350、350’:計時器 30:第一電晶體 35、45、75:本體二極體 435、445:電容 40:第二電晶體 60:電流感測元件 70:同步整流器 90:光耦合器 Cr:諧振電容 IM:激磁電流 IP:一次側切換電流 IPP:正電流 IPN:負電流 IS:二次側切換電流 LX:切換節點 Lr:漏磁電感值 PM:電源指示訊號 Pres:諧振脈波 Pzv:零電壓切換脈波 SG:驅動訊號 SH:第一驅動訊號 SH1:第一取樣訊號 SL:第二驅動訊號 SH2:第二取樣訊號 SOCPp:正值過電流保護訊號 SOCPn:負值過電流保護訊號 SOFF:關斷訊號 SWH:第一切換控制訊號 SWL:第二切換控制訊號 SZ:零電壓切換控制訊號 t1~t7:時間點 TDS:去磁時間 TOFF:關斷時間 Tres_min:最短諧振期間 Tres_min1:第一最短諧振期間 Tres_min2:第二最短諧振期間 TRH、TRL:停滯期間 TX:脈波寬度 TW:諧振脈波寬度 TW1 、TW2、TW’:期間 (最短諧振子期間) TWr:諧振期間 TZ:零電壓切換脈波寬度 VAUX:輔助訊號 VCC:電源 Vcr:跨壓 VCOM、VCOM’:反饋訊號 VCS:電流感測訊號 VFB:反饋訊號 VHB:切換節點電壓 VIN:輸入電壓 VNA:輔助線圈訊號 VO:輸出電壓 VT:閾值電壓 VT1、VT2:閾值 VTL:低電壓閾值 VTN:第二電流閾值電壓 VTP:第一電流閾值電壓 VX:反射電壓 WA:輔助線圈 WP:一次側線圈 WS:二次側線圈

圖1係顯示習知返馳式電源轉換器的示意圖。

圖2A與圖2B係顯示在輸出負載為中載或輕載的狀況下，當習知半橋式電源轉換器操作於不連續導通模式 (discontinuous conduction mode, DCM)時，所對應的訊號操作波形圖。

圖3係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器之示意圖。

圖4係根據本發明之一實施例顯示圖3所示的諧振返馳式電源轉換器所對應的訊號操作波形圖。

圖5A與圖5B係根據本發明之一實施例顯示當諧振返馳式電源轉換器分別操作於輸出負載為中載與輕載的狀況下，諧振返馳式電源轉換器所分別對應的訊號操作波形圖。

圖5C係根據本發明之一實施例顯示當諧振返馳式電源轉換器操作於輸出負載為極度輕載 (extremely light load)或甚至毫無任何輸出負載的狀況下，諧振返馳式電源轉換器所對應的訊號操作波形圖。

圖6A與圖6B係根據本發明之二實施例，分別顯示諧振返馳式電源轉換器的一次側控制器 200A與一次側控制器200B的方塊圖。

圖7係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中的激磁控制電路之示意圖。

圖8係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中的諧振及零電壓切換控制電路之示意圖。

圖9A係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器操作於變壓器激磁期間，此時一次側切換電流為正值。

圖9B係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器操作於諧振期間的狀況。

圖10係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中的激磁控制電路之示意圖。

圖11係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中的諧振及零電壓切換控制電路之示意圖。

圖12係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器所對應的訊號操作波形圖。

圖13係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中的諧振及零電壓切換控制電路之示意圖。

圖14係根據本發明之一實施例顯示諧振返馳式電源轉換器中的電源指示電路之示意圖。

2010:諧振及零電壓切換控制電路

310:延遲元件(delay cell)

311、321、351、352:反相器

312:正反器

313:或閘

315’:及閘

320’、380’:脈波產生器

330’:比較器

331:電流源

350’:計時器

SH:第一驅動訊號

SL:第二驅動訊號

SOCPn:負值過電流保護訊號

SOFF:關斷訊號

SWL:第二切換控制訊號

SZ:零電壓切換控制訊號

VCC:電源

VCOM:反饋訊號

VCS:電流感測訊號

VTN:第二電流閾值電壓

Claims (19)

1. 一種諧振返馳式電源轉換器，包含： 一第一電晶體及一第二電晶體，用以形成一半橋電路； 一電流感測元件，其耦接於該半橋電路，其中該電流感測元件用以感測該半橋電路的一次側切換電流，以產生一電流感測訊號； 一變壓器及一諧振電容，其中該變壓器及該諧振電容彼此相互串聯連接，且該變壓器及該諧振電容耦接於該半橋電路；以及 一切換控制電路，用以產生一第一驅動訊號及一第二驅動訊號，其中該第一驅動訊號及該第二驅動訊號用以分別控制該第一電晶體及該第二電晶體，藉此切換該變壓器及該諧振電容，以產生一輸出電壓； 其中於該第一驅動訊號的一導通時間內，該切換控制電路控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一正電流，以激磁該變壓器並且將該諧振電容充電； 其中於該第二驅動訊號的一導通時間內，該切換控制電路控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一負電流，以將該諧振電容放電； 其中該切換控制電路用以感測該電流感測訊號，以於該正電流的一位準超過一正值過電流閾值 (positive-over-current threshold) 時，關斷該第一電晶體，及/或，於該負電流的一位準超過一負值過電流閾值 (negative -over-current threshold) 時，關斷該第二電晶體。
2. 如請求項1所述之諧振返馳式電源轉換器，其中當該負電流的該位準超過該負值過電流閾值時，該第一驅動訊號與該第二驅動訊號皆被關斷一段預設關斷時間。
3. 如請求項1所述之諧振返馳式電源轉換器，其中該電流感測元件為一電流感測電阻，其中該電流感測電阻用以偵測該正電流的該位準與該負電流的該位準。
4. 如請求項1所述之諧振返馳式電源轉換器，其中該正電流與該負電流的極性彼此相反。
5. 如請求項1所述之諧振返馳式電源轉換器，其中於該諧振返馳式電源轉換器操作於一諧振期間內，該第二驅動訊號包括一最短諧振期間，其中該最短諧振期間隨著一輸出負載的減輕而縮短，其中該諧振期間相關於該諧振電容與該變壓器的一諧振。
6. 如請求項1所述之諧振返馳式電源轉換器，更包含：一偏壓電阻，其中該偏壓電阻耦接於該電流感測元件，藉此該偏壓電阻用以產生該電流感測訊號； 其中該電流感測訊號用以與一第一電流閾值電壓相互比較，以判斷該正電流是否超過該正值過電流閾值，及/或，該電流感測訊號用以與一第二電流閾值電壓相互比較，以判斷該負電流是否超過該負值過電流閾值。
7. 如請求項1所述之諧振返馳式電源轉換器，其中當該諧振返馳式電源轉換器操作於一不連續導通模式 (discontinuous conduction mode, DCM)時，該第二驅動訊號更包括：一關斷時間，其中該第二驅動訊號的該關斷時間始於該變壓器被去磁 (demagnetized)後的時點，其中該第二驅動訊號的該關斷時間隨著該諧振返馳式電源轉換器的該輸出負載的減輕而延長；其中於該第二驅動訊號的該關斷時間內，該第一驅動訊號及該第二驅動訊號皆被關斷。
8. 如請求項1所述之諧振返馳式電源轉換器，其中該第二驅動訊號的一脈波寬度隨著一輸出負載的減輕而縮短。
9. 一種切換控制電路，用以控制一諧振返馳式電源轉換器，其中該諧振返馳式電源轉換器包括：一第一電晶體及一第二電晶體，用以形成一半橋電路；一電流感測元件，其耦接於該半橋電路，其中該電流感測元件用以感測該半橋電路的一次側切換電流，以產生一電流感測訊號；一變壓器及一諧振電容，其中該變壓器及該諧振電容彼此相互串聯連接，且該變壓器及該諧振電容耦接於該半橋電路；以及一切換控制電路，用以產生一第一驅動訊號及一第二驅動訊號，其中該第一驅動訊號及該第二驅動訊號用以分別控制該第一電晶體及該第二電晶體，藉此切換該變壓器及該諧振電容，以產生一輸出電壓；該切換控制電路包含： 一激磁控制電路，用以產生一第一驅動訊號，以切換該第一電晶體；以及 一諧振及零電壓切換控制電路，其耦接於該激磁控制電路，其中該諧振及零電壓切換控制電路用以產生一第二驅動訊號，以切換該第二電晶體； 其中於該第一驅動訊號的一導通時間內，該切換控制電路控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一正電流，以激磁該變壓器並且將該諧振電容充電； 其中於該第二驅動訊號的一導通時間內，該切換控制電路控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一負電流，以將該諧振電容放電； 其中該切換控制電路用以感測該電流感測訊號，以於該正電流的一位準超過一正值過電流閾值 (positive-over-current threshold) 時，關斷該第一電晶體，及/或，於該負電流的一位準超過一負值過電流閾值 (negative -over-current threshold) 時，關斷該第二電晶體。
10. 如請求項9所述之切換控制電路，其中當該負電流的該位準超過該負值過電流閾值時，該第一驅動訊號與該第二驅動訊號皆被關斷一段預設關斷時間。
11. 如請求項9所述之切換控制電路，其中該電流感測元件為一電流感測電阻，其中該電流感測電阻用以偵測該正電流的該位準與該負電流的該位準。
12. 如請求項9所述之切換控制電路，其中該正電流與該負電流的極性彼此相反。
13. 如請求項9所述之切換控制電路，其中於該諧振返馳式電源轉換器操作於一諧振期間內，該第二驅動訊號包括一最短諧振期間，其中該最短諧振期間隨著一輸出負載的減輕而縮短，其中該諧振期間相關於該諧振電容與該變壓器的一諧振。
14. 如請求項9所述之切換控制電路，更包含：一偏壓電阻，其中該偏壓電阻耦接於該電流感測元件，藉此該偏壓電阻用以產生該電流感測訊號； 其中該電流感測訊號用以與一第一電流閾值電壓相互比較，以判斷該正電流是否超過該正值過電流閾值，及/或，該電流感測訊號用以與一第二電流閾值電壓相互比較，以判斷該負電流是否超過該負值過電流閾值。
15. 如請求項9所述之切換控制電路，其中當該諧振返馳式電源轉換器操作於一不連續導通模式時，該第二驅動訊號更包括：一關斷時間，其中該第二驅動訊號的該關斷時間始於該變壓器被去磁 (demagnetized)後的時點，其中該第二驅動訊號的該關斷時間隨著該諧振返馳式電源轉換器的該輸出負載的減輕而延長；其中於該第二驅動訊號的該關斷時間內，該第一驅動訊號及該第二驅動訊號皆被關斷。
16. 如請求項9所述之切換控制電路，其中該第二驅動訊號的一脈波寬度隨著一輸出負載的減輕而縮短。
17. 一種方法，用以控制一諧振返馳式電源轉換器，其中該諧振返馳式電源轉換器包括：一第一電晶體及一第二電晶體，用以形成一半橋電路；一電流感測元件，其耦接於該半橋電路，其中該電流感測元件用以感測該半橋電路的一次側切換電流，以產生一電流感測訊號；以及一變壓器及一諧振電容，其中該變壓器及該諧振電容彼此相互串聯連接，且該變壓器及該諧振電容耦接於該半橋電路；該方法包含下列步驟： 產生一第一驅動訊號； 產生一第二驅動訊號，其中該第一驅動訊號及該第二驅動訊號用以分別控制該第一電晶體及該第二電晶體，藉此切換該變壓器及該諧振電容，以產生一輸出電壓； 於該第一驅動訊號的一導通時間內，控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一正電流，以激磁該變壓器並且將該諧振電容充電； 於該第二驅動訊號的一導通時間內，控制該半橋電路產生該一次側切換電流的一負電流，以將該諧振電容放電；以及 根據該電流感測訊號，以於該正電流的一位準超過一正值過電流閾值 (positive-over-current threshold) 時，關斷該第一電晶體，及/或，於該負電流的一位準超過一負值過電流閾值 (negative -over-current threshold) 時，關斷該第二電晶體。
18. 如請求項17所述之方法，其中當該負電流的該位準超過該負值過電流閾值時，該第一驅動訊號與該第二驅動訊號皆被關斷一段預設關斷時間。
19. 如請求項17所述之方法，其中該正電流與該負電流的極性彼此相反。

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