CN114094832A - 一种变换器及变换器的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请实施例公开了一种变换器，应用于电源技术领域，包括：直流电源、第一开关管、第二开关管、谐振电容、变压器、副边电路和控制电路。副边电路与变压器的副边绕组连接，包括整流管和与所述整流管对应的寄生二极管。直流电源、第一开关管和第二开关管串联连接，谐振电容和变压器的原边绕组串联，串联形成的回路并联在第一开关管两侧。控制电路控制第一开关管和第二开关管导通或关断。第二开关管第N次导通时刻到第二开关管第N+1次导通时刻为一个开关周期。控制电路，还用于根据第一开关周期内整流管的振荡电压的振荡次数，控制第二开关周期内整流管的导通或关断，第二开关周期为第一开关周期相邻的下一开关周期。

Description

一种变换器及变换器的控制方法
技术领域
本申请实施例涉及电源技术领域，尤其涉及一种变换器及变换器的控制方法。
背景技术
采用非对称半桥反激电路作为充电器的主电路，可以简化充电器的电路结构，提高充电器效率。非对称半桥反激电路包括原边电路、变压器和副边电路，通过控制原边电路中半桥结构的两个开关管的闭合，为励磁电感充电，并根据变压器为副边电路提供能量。其中，副边电路存在同步整流管，具有整流作用。
随着消费电子的发展，适配器也面临迅速的发展。基于可持续发展和节能减排要求，当前各个国家和地区对于适配器损耗要求逐渐加严，如六级能效、加州能效等，强调了适配器在轻载时的功耗要小。因此如何在轻载的情况下，降低适配器的功耗成为亟需解决的问题。
发明内容
本申请实施例提供了一种变换器及变换器的控制方法，根据当前开关周期内整流管的振荡电压来控制下一周期内整流管的导通状态，使得在空载或轻载情况下变换器关断整流管，这样就可以降低整流管的驱动损耗，从而降低整个变换器的功耗。
本申请实施例的第一方面提供一种变换器，该变换器包括与变压器原边绕组连接的原边电路和与副边绕组连接的副边电路，以及控制电路。其中，在原边电路中，直流电源与第一开关管以及第二开关管串联连接。而谐振电容与变压器的原边绕组串联，形成的串联支路并联在第一开关管的两端。而副边电路包括整流管和该整流管对应的寄生二极管。控制电路通过控制第一开关管和第二开关管的导通或者关断将直流电源提供的直流电转化为交流电，并通过变压器将电能传递给副边电路，最后由副边电路来为负载供电。其中，控制电路控制第二开关管关断后经历一个死区时间，再控制第一开关管导通。具体的，在一个开关周期内，第一开关管和第二开关管各导通一次。第二开关管导通时变压器储能，在第一开关管导通时为副边电路传递能量。当变压器的电流为零时，第一开关管和第二开关管同时关断，若副边电路对应的负载为轻载时，副边电路就会发生振荡。控制电路就可以用于检测副边电路中整流管的振荡电压，根据振荡电压的振荡次数，来控制下一开关周期内整流管的导通或关断。
上述变换器中变压器在向副边绕组传递能量后，如果负载为轻载或者空载，副边电路就会发生振荡。因此，可以通过观察电路的振荡情况，来判断此时的负载是否为轻载。具体的，可以通过振荡次数来判断，若副边电路中整流管的振荡电压的振荡次数超过预设阈值时，就可以确定此时副边电路对应的负载为轻载。那么控制电路就可以根据该结论控制下一开关周期内整流管的导通状态，控制整流管在下一开关周期内不导通，这样就可以节省整流管的驱动损耗以及驱动电路的正常供电损耗，保证变换器在轻载时具有较小的损耗，提高整个变换器系统的效率。
在一个可选的实施方式中，控制电路若在第一开关周期内，检测到整流管两端的振荡电压的振荡次数达到预设次数时，就可以确定副边电路对应的负载为轻载，那么就需要控制整流管在第二开关周期内关断，其中，第二开关周期为第一开关周期相邻的下一开关周期。如果检测到整流管的振荡电压的振荡次数未达到预设次数时，那么就可以确定副边电路对应的负载为重载，控制整流管在第二开关周期内，第一开关管导通时导通。
在上述实施例中，控制电路利用整流管的振荡电压的振荡次数确定负载情况，大大降低了确定电路负载状况的复杂度。同时还可以根据当前开关周期内的复杂情况来提前确定下一开关周期内整流管的控制策略，控制整流管在轻载情况下不导通。这样就可以节省整流管的驱动损耗以及驱动电路的正常供电损耗，从而降低整个变换器系统的功耗。
在一个可选的实施方式中，该变换器还包括有检测电路。检测电路并联在整流管的两端，用于检测整流管的振荡电压。其中，检测电路中包括阻性网络和容性网络，阻性网络和容性网络串联。阻性网络两端的电压反映整流管两端的电压，可以根据阻性网络两端的电压确定整流管的振荡电压的振荡次数。由于阻性网络的稳定性高，利用阻性网络来检测整流管的振荡电压，可以提高检测的准确性。
在一个可选的实施方式中，控制电路确定整流管振荡电压的振荡次数的具体过程为，当变压器的励磁电流为零时，先将整流管关断，然后确定振荡电压的振荡次数。首先，先确定两个阈值，即第一阈值和第二阈值。由于振荡电压呈正弦波，当振荡电压对应的电压值上下波动时，当电压值在第一阈值和第二阈值之外上下波动时，可以确定电路发生振荡现象。因此，当整流管两端的振荡电压超过第一阈值时，计时器开始计时，当超过第二阈值时，计时器停止计时。然后判断该计时器所计时间是否大于预设时间阈值，如果大于，说明电压值一直在第一阈值和第二阈值浮动，此时可以认为整流管两端的电压并没有发生振荡，那么就确定副边电路对应的负载为重载。所以在下一开关周期内，就控制整流管在第一开关管导通时导通，为负载供电。如果该计时器所计时间小于预设时间阈值，说明整流管两端电压在短时间内上下浮动，那么就需要确定振荡次数，首先将计时器清零，然后更新清零次数，接着当电压值到达第一阈值和第二阈值之间时，计时器又进行第二次计时，再一次判断计时器所计时间是否小于预设时间阈值，若小于就继续清零，再次更新清零次数。循环上述过程，直到计时器对应的时间值大于预设时间阈值后，将当前的清零次数确定为当前开关周期内整流管两端的振荡电压的振荡次数。
在上述实施例中，控制电路通过分析振荡电压的波形图，确定出振荡电压的振荡次数，然后根据振荡次数来确定电路中的负载情况，最后根据负载情况来确定下一开关周期内整流管的导通状态。当负载为轻载时，就可以在整个开关周期内关断整流管，从而实现在轻载情况下，节省整流管的驱动损耗以及驱动电路的正常供电损耗的目的。
在一种可选的实施方式中，在原边电路中还包括第一滤波电容，第一滤波电容并联在直流电源两端。用于滤波，提高变换器对应电路的电路性能。
在一个可选的实施方式中，副边电路包括第二滤波电容，第二滤波电容与同步整流管串联连接。第二滤波电容的两端为变换器的输出端，用于连接负载，为负载提供能量。
本申请实施例的第二方面提供一种变换器，包括直流电源、电阻、电容、二极管、变压器、开关管、副边电路和控制电路。其中，直流电源、变压器的原边绕组和开关管串联连接。电容的第一端连接变压器的第一端，电容的第二端连接二极管的第一端，二极管的第二端连接变压器的第二端，电阻并联在电容的两端。副边电路包括整流管和滤波电容，其中，整流管、变压器的副边绕组和滤波电容串联连接，滤波电容的两端为副边电路的输出端。在一个开关周期内，开关管导通一次，当变压器对应的电流为零时，副边电路发生振荡。控制电路，用于控制开关管导通或关断，其中，开关管第N次导通时刻到开关管第N+1次导通时刻为一个开关周期，N为大于等于1的正整数。其还用于根据第一开关周期内整流管的振荡电压的振荡次数，控制第二开关周期内整流管的导通或关断，第二开关周期为第一开关周期相邻的下一开关周期。
本申请实施例的第三方面提供一种变换器，包括直流电源、电阻、第一电容、第二电容、二极管、变压器、第一开关管、第二开关管、副边电路和控制电路。直流电源、变压器的原边绕组和第一开关管串联连接。电容和二极管串联连接，电容的第一端连接变压器的第一端，电容的第二端连接二极管的第一端。二极管的第二端连接变压器的第二端，电阻并联在电容的两端。第二开关管、变压器的辅助绕组和第二电容串联连接，第二电容的第一端连接辅助绕组的第一端。第二电容的第二端连接第二开关管的第一端。辅助绕组的第二端连接第二开关管的第二端，第二电容的第二端接地。副边电路包括整流管和滤波电容，其中，整流管、变压器的副边绕组和滤波电容串联连接。滤波电容的两端为副边电路的输出端，控制电路用于控制开关管导通或关断，其中，开关管第N次导通时刻到开关管第N+1次导通时刻为一个开关周期，N为大于等于1的正整数。控制电路，还用于根据第一开关周期内整流管的振荡电压的振荡次数，控制第二开关周期内整流管的导通或关断，第二开关周期为第一开关周期相邻的下一开关周期。
本申请实施例的第四方面提供一种变换器，包括直流电源、第一开关管、第二开关管、谐振电容、变压器、副边电路和控制电路。副边电路与变压器的副边绕组连接。直流电源、谐振电容、第一开关管和第二开关管串联连接。谐振电容的第一端连接直流电源的第一端，谐振电容的第二端连接第一开关管的第一端。变压器的第一端连接谐振电容的第一端，变压器的第二端连接第一开关管的第二端。副边电路包括整流管和与整流管对应的寄生二极管。控制电路用于控制第一开关管和第二开关管导通或关断，其中，第一开关管在第二开关管关断一个死区时间后导通。第二开关管第N次导通时刻到第二开关管第N+1次导通时刻为一个开关周期，N为大于等于1的正整数。控制电路，还用于根据第一开关周期内整流管的振荡电压的振荡次数，控制第二开关周期内整流管的导通或关断，第二开关周期为第一开关周期相邻的下一开关周期。
本申请实施例的第五方面提供一种变换器的控制方法，该控制方法包括：
检测第一开关周期内整流管两端的振荡电压的振荡次数。确定整流管两端的振荡电压的振荡次数大于预设次数，控制整流管在第二开关周期内关断。第二开关周期为第一开关周期相邻的下一开关周期。确定整流管两端的振荡电压的振荡次数小于或等于预设次数，控制整流管在第二开关周期内第一开关管导通时导通。
其中，变换器包括直流电源、第一开关管、第二开关管、谐振电容、变压器、副边电路和控制电路。副边电路与变压器的副边绕组连接，副边电路包括整流管和与整流管对应的寄生二极管。直流电源、第一开关管和第二开关管串联连接。谐振电容和变压器的原边绕组串联。谐振电容的第一端连接第一开关管的第一端，谐振电容的第二端连接原边绕组的第一端，原边绕组的第二端连接第一开关管的第二端。控制电路用于控制第一开关管和第二开关管导通或关断，其中，第一开关管在第二开关管关断一个死区时间后导通。第二开关管第N次导通时刻到第二开关管第N+1次导通时刻为一个开关周期，N为大于等于1的正整数。
在一个可选的实施方式中，首先需要在第一开关周期内，确定整流管关断，并检测整流管的振荡电压。确定整流管两端的振荡电压的电压值超过第一阈值，控制计时器开始计时。确定整流管两端的振荡电压的电压值超过第二阈值，指示计时器停止计时。确定计时器对应的时间值大于预设时间阈值，控制整流管在第二开关周期内，第一开关管导通时导通。确定计时器对应的时间值小于预设时间阈值，指示计时器清零后重新计时，并更新计时器的清零次数。将清零次数确定为第一开关周期内整流管两端的振荡电压的振荡次数。
本申请实施例的第五方面还提供一种电源适配器，该电源适配器包括如上述第一方面至第四方面任一项所示的变换器。
附图说明
图1为本申请实施例提供的一种变换器的结构示意图；
图2为本申请实施例提供的一种不对称半桥反激电路的结构示意图；
图3为本申请实施例提供的检测电路的结构示意图；
图4为本申请实施例提供的驱动信号波形图；
图5为本申请实施例提供的一种变换器的控制方法的流程示意图；
图6为本申请实施例提供的一种变换器的结构示意图；
图7为本申请实施例提供的另一种变换器的结构示意图；
图8为本申请实施例提供的另一种变换器的结构示意图；
图9为本申请实施例提供的另一种变换器的控制方法的流程示意图。
具体实施方式
本申请实施例提供了一种变换器及变换器的控制方法，根据当前开关周期内整流管两端的振荡电压来控制下一周期内整流管的导通状态，使得在空载或轻载情况下变换器关断整流管，这样就可以降低整流管的驱动损耗，从而降低整个变换器的功耗。
变换器是将信源发出的信息按照一定的目的进行变化的器件，在本申请实施例中，变换器可以指电源适配器，用于多种电压转换的场景。为了提高变换器的效率，以及简化电路结构，现有的变换器通常采用不对称半桥反激电路作为变换器的主电路，来完成电压与电压之间的转化。采用不对称半桥反激电路设计的变换器具有结构简单，转换效率高以及电磁干扰小等优点。
不对称半桥反激电路用于将直流电源提供的直流电转换为符合需求的直流电，并向负载提供转换后的直流电。其中，不对称半桥反激电路所连接的负载，可能是重载，也可能是空载和轻载。基于可持续发展和节能减排要求，现如今对于适配器损耗要求逐渐加严，强调了适配器在轻载时的功耗要小。因此如何判断变换器对应的负载情况并基于该负载情况尽可能减小变换器在轻载情况下的功耗成为亟需解决的问题。
基于上述问题，本申请实施例提供了一种变换器和变换器的控制方法。通过检测整流管的振荡电压，对电路对应的负载情况进行判断。当确定负载处于空载或极轻载时，控制下一个开关周期内的整流管闭合，这样就可以节省整流管的驱动损耗和驱动控制电路的正常供电损耗，从而有效降低整个变换器系统的功耗。
其中，整流管的振荡电压指整流管两端的电压差，当变换器各元器件的规格确定后，变换器的额定输出电流和额定输出电压也随之确定。其中，变换器对应的负载可能是轻载，也可能是重载，通常，当负载对应的输出电流越大时，该负载则越重。示例性的，当负载对应的输出电流大于额定输出电流的一半时，可以被认为负载为重载。当负载对应的输出电流小于额定输出电流的一半时，该负载可以被认定为轻载。可以理解的，重载和轻载的确定应按照实际应用场景来进行划分，具体不做限定。
图1为本申请实施例提供的一种变换器的结构示意图。如图1所示，该变化器包括不对称半桥反激电路、控制电路以及检测电路。其中，不对称半桥反激电路为变换器的主电路，用于实现电压的转化以及为负载供电。而控制电路则用于控制不对称半桥反激电路中各开关管的导通与关断，利用开关管的导通和关断来实现直流电和交流电之间的转换，驱动不对称半桥反激电路实现电能传递。而检测电路则用于检测不对称半桥反激电路中整流管两端的电压，并将检测结果反馈给控制电路，这样控制电路就可以根据反馈结果来控制各管的导通情况。
下面将对变换器包括的各电路模块进行详细的描述：
图2为本申请实施例提供的一种不对称半桥反激电路的结构示意图，如图2所示，与变压器原边绕组相连的电路可以被称为原边电路，与变压器副边绕组相连的电路可以被称为副边电路。其中，原边电路包括直流电源Vin，第一滤波电容CB，开关管Q1和开关管Q2，以及谐振电容Cr。其中，Vin、开关管Q1和开关管Q2串联连接，而CB并联在Vin的两端。Cr与变压器的原边绕组相连，形成的串联回路并联在开关管Q2的两端。即谐振电容Cr的一端连接Q2的第一端，另一端连接原边绕组的第一端，原边绕组的第二端则与Q2的第二端相连。
副边电路则包括整流管SR和第二滤波电容Co，其中，整流管SR可以为同步整流管，对应有寄生二极管。副边电路用于为负载提供电能，因此滤波电容Co的两端为整个变换器的输入端，连接负载RL。副边电路还包括检测电路，检测电路并联在SR两端，用于检测整流管SR两端的电压。
其中，检测电路并联在整流管SR的两端，用于检测整流管SR两端的电压差，即整流管SR的电压，并将检测结果反馈给控制电路，以供控制电路根据反馈结果控制整流管SR之后的导通状态。图3为本申请实施例提供的检测电路的结构示意图，如图3所述，该检测电路由阻性网络和容性网络构成，通过检测阻性网络两端的电压信号Vdec就可以获知SR两端的电压状况。
下面对不对称半桥反激电路的工作原理进行介绍。其中，开关管Q1和Q2分别由不同的脉冲宽度调制信号进行驱动，控制其导通状态。其中，Q1由第一脉冲宽度调制信号进行驱动，Q2由延迟第一脉冲宽度调制信号一个死区时间的第二脉冲宽度调制信号进行驱动。图4为本申请实施例提供的驱动信号波形图。如图4所示，第一脉冲宽度调制信号为主开关管Q1的驱动波形，第二脉冲宽度调制信号为辅助开关管Q2的驱动波形，VSR则为整流管SR两端的电压波形，Vdec为检测电压中检测信号的波形，Ilm则为变压器对应的励磁电流的波形。
其中，第二脉冲宽度调制信号延迟于第一脉冲宽度调制信号一个死区时间，即t1到t2时间段就是该死区时间。第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号均为周期性方波，以第一脉冲宽度调制信号中前一个方波起始位置到相邻的后一个方波起始位置为一个开关周期，即t1至t4为一个开关周期。可以看出，一个开关周期包括第一脉冲宽度调制信号中的一个脉冲信号以及第二脉冲宽度调制信号中的一个脉冲信号，即在一个开关周期内，Q1和Q2各导通一次。
在一个开关周期内，t0到t1时间为Q1的导通时间，同时Q2关断，该时间段为变压器的充磁阶段。直流电流Vin提供直流电，通过开关管Q1往Cr和变压器包括的励磁电感Lm储能，励磁电流Ilm也随之上升。
在t1到t2时间段内，Q1关断，此时Q2还未导通，辅助开关管Q2两端的电压下降，以实现零电压开关导通。即待Q2导通时，Q2两端的电压为0,这样，辅助开关管Q2的开关损耗可以降到最低,提高不对称半桥反激电路的效率。
t2到t3时间段是变压器的去磁阶段，此时Q2关断，Q1导通。Cr和Lm所存储的电能开始向副边电路传递。因此，励磁电流Ilm开始下降，直到下降到0。与此同时，若负载为重载时，副边电路开始为负载提供电能。其中，整流管SR导通，对副边绕组感应得到的交流电进行整流，得到直流电，并向负载提供该直流电。
可以理解的，当负载为轻载或者空载时，副边电路无需为负载供电。若此时整流管SR仍然导通，势必会多出来同步整流管的驱动损耗和驱动控制电路的正常供电损耗，造成不必要的损耗。因此，若能够感知副边电路中的负载状况，根据负载状况控制SR的导通状况，使SR在负载为轻载时关断，就可以极大的降低供电损耗，保证变换器在轻载情况下的功耗要求，从而提高整个变换器的效率。
而t3到t4阶段，Q1和Q2均处于关断状态。若负载为轻载时，励磁电感Lm、漏感Lr与Cr发生谐振。此时，若负载为轻载或空载时，整流管两端的电压将发生振荡，其波形如图3所示的VSR。而负载为重载时，整流管两端的电压将迅速下降，不会发生振荡现象。基于这一电路特性，检测电路就可以通过检测当前开关周期内，t3到t4阶段整流管SR两端的电压，来确定变换器对应的负载是轻载还是重载。然后根据判断结果，来控制下一开关周期内的整流管导通状态。具体的，当检测电路基于当前开关周期内t3到t4阶段整流管SR两端的电压，确定变换器对应的负载为轻载时，那么控制电路就可以基于该检测结果，控制下一开关周期内，整流管SR均处于关闭状态，无需整流，这样就可以节省整流管的驱动损耗和驱动控制电路的正常供电损耗，进而降低变换器的损耗。
t4之后，则是下一个开关周期的开始，变压器开始充磁，励磁电流Ilm上升，电容Cr和励磁电感Lm开始储能。接着又开始去磁，过程与t1至t4这个阶段一致，在此不再做赘述。
基于上述描述，下面对根据t3到t4阶段整流管SR两端的电压，来确定变换器对应的负载是轻载还是重载，从而控制下一开关周期内整流管SR的导通状态的过程进行详细的描述。图5为本申请实施例提供的一种变换器的控制方法的流程示意图。如图5所示，在当前开关周期处于t3到t4阶段，即开关管Q1和Q2均处于关断状态时，先将副边电路中的SR关断，检测电路开始检测SR两端的电压。然后判断SR两端的电压是否发生振荡，以及振荡的剧烈程度(振荡次数)，来确定负载状况，最后基于判断的负载状况，来控制下一开关周期内SR的导通状态。
首先，需要先确定两个电压阈值，第一电压阈值Va和第二电压阈值Vb。其中Va小于Vb，Va和Vb确定一个较小的电压范围。可以理解的，若SR两端的电压差长期处于Va和Vb之间，并且Va和Vb的电压值差距很小，那么就说明SR两端的电压平缓且趋于稳定，则副边电路并未发生剧烈的振荡，此时负载为重载。SR就需要在下一开关周期的t2到t3时间段内导通，实现整流作用，为负载提供能量。
而SR两端的电压差超过Va和Vb上下浮动时，则说明副边电路发生振荡，此时还需要判断振荡次数，通过振荡次数来判断振荡的剧烈程度，进一步判断负载情况。其中，振荡次数则为SR两端电压穿过Va和Vb所规定的电压区域的次数。当振荡次数满足预设阈值时，就说明副边电路对应的负载为空载或者极轻载，此时就可以控制SR在下一开关周期内关断。
具体的判断过程可以如图5所示。首先，当Q1和Q2关断时，关闭SR，检测SR的电压值。然后，监测SR两端的电压值，当电压值在Va到Vb之间时，开始计时。可以理解的，可以分为两种情况。如果最开始振荡电压的振荡方向为波谷到波峰时，计时器在SR的电压值在第一次到达Va时开始计时，在第一次到达Vb时停止计时。如果最开始振荡电压的振荡方向为波峰到波谷时，计时器在SR的电压值第一次到达Vb时开始计时，在第一次到达Va时停止计时。然后判断所计时的时间超过预设时间阈值thold。如果超过，说明SR的电压已经长时间稳定在Va到Vb之间，由于振荡过程是一个能量衰减的过程，那么就说明SR的电压将在之后的时间段内趋于稳定，所以副边电路对应的负载是重载，此时就说明SR可以在下一开关周期内导通，达到可导通条件，那么就需要将计时器清零，控制SR在下一开关周期内导通。待下一开关周期变压器去磁结束后，就再一次关断SR，判断SR的电压值，再根据判断结果确定下一开关周期内SR的导通或关断。
如果为超过预设时间阈值thold，说明SR的电压剧烈振荡，那么就需要进一步判断振荡次数。具体的，需要现将计时器清零，并且更新计时器的清零次数，每清零一次，清零次数就需要加一。然后继续判断SR的电压，在电压到达Va和Vb之间时，计时器再一次进行计时，判断新的计时时间是否超过预设时间阈值thold，继续循环上述过程。直到新的计时时间超过预设时间阈值thold后，停止计时，并将计时器的清零次数n确定为SR振荡电压的振荡次数。最后判断该振荡次数n是否超过预设次数Nset，如果超过，那么就说明电路对应的负载为空载或者极轻载，满足整流管截止条件。控制电路就需要控制整流管在下一开关周期内关断。如果未超过，那么说明负载不是空载或者极轻载，整流管仍然需要整流，为负载提供电能，因此控制电路需要保证整流管在下一开关周期内第一开关管导通时导通。
示例性的，SR关断后就开始检测SR的电压，当SR的电压在Va和Vb之间时开始计时，一旦电压超出Va或者Vb时，就停止计时，如图3所示，当VSR到达C点时，开始计时，到达D点后停止计时。接着判断所计时间是否超过预设时间阈值thold，若超过，说明SR的电压稳定，电路未发生剧烈振荡，那么就可以结束检测过程。确定在下一周期内，SR需要在变压器去磁阶段导通，为负载提供直流电。如果未超过，那么说明电路振荡剧烈，此时需要将计时器清零，等待下一次计时，并更新清零次数。待VSR到达如图3所示E点时，继续开始第二次计时。到达F点时，停止第二次计时。接着继续判断第二次所计时的时间是否超过预设时间阈值thold，若超过，就将计时器再一次清零，更新清零次数(清零次数加1)，并且结束整个计时过程。若未超过，继续循环上述过程，直到第n次计时的时间超过预设时间阈值thold，停止整个计时过程。最后，判断清零次数n是否超过预设次数Nset，如果超过，说明振荡次数多，电路对应负载为轻载或者空载，这个时候控制电路就需要控制整流管SR在下一开关周期内关断，节省SR的驱动损耗。如果未超过，则说明振荡不剧烈，负载为重载，因此控制电路需要保证整流管SR在下一开关周期内第一开关管导通时导通。具体的，在下一周期内，控制SR在变压器去磁阶段导通，对副边电路进行整流，为负载提供直流电。
在上述变换器中，当变压器去磁阶段结束，主开关管和辅助开关管均断开时，检测电路检测副边电路中整流管的电压，通过对电压的监测和判断，来确定负载情况。具体的，当整流管的电压为振荡电压，且振荡次数超过预设阈值时，就可以认为变换器对应负载为轻载，然后控制电路就可以根据该结论控制下一开关周期内整流管的导通状态。控制整流管在下一开关周期内不导通，这样就可以节省整流管的驱动损耗以及驱动电路的正常供电损耗，保证变换器在轻载时具有较小的损耗，提高整个变换器系统的效率。
可以理解的，上述控制方法不仅可以应用在以不对称半桥反激电路为主电路的变换器上，还可以应用在其他变换器上，其控制原理与上述实施例中所示的控制原理相似，都是根据当前开关周期内副边电路中整流管SR的电压，来判断电压的振荡情况，然后根据判断结果来确定SR在下一开关周期内导通状态，如果振荡剧烈，振荡电压的振荡次数超过预设次数，那么就允许SR在下一开关周期内导通，实现其整流作用。如果SR的电压趋于稳定，振荡电压的振荡次数未超过预设次数，那么控制电路就需要控制SR在下一开关周期内关断，节约SR的驱动损耗。具体细节可以参考图2至图4所示实施例，在此不再进行赘述。
示例性的，该控制方法可以应用在准谐振反激电路为主电路的变换器中。图6为本申请实施例提供的一种变换器的结构示意图，包括电阻、电容、二极管、变压器、开关管、副边电路和检测电路。其中，电容两端连接直流电源，直流电源、变压器的原边绕组和开关管串联连接。电容和二极管串联连接，电容的第一端连接变压器的第一端，二极管的第二端连接变压器的第二端。电阻并联在电容的两端。
而副边电路包括整流管和滤波电容，其中，整流管、变压器的副边绕组和滤波电容串联连接，滤波电容的两端为副边电路的输出端。同理，一个开关周期内开关管导通一次，当变压器去磁阶段结束，对应的励磁电流为零时，若负载RL为轻载时，副边电路会发生振荡。而检测电路用于检测副边电路中整流管SR两端的电压，具体结构与图3所示检测电路的结构一致，均包括阻性网络和容性网络，在此不做赘述。
其中，变换器还包括控制电路，控制电路控制开关管导通或关断。还用于根据当前开关周期内整流管的振荡电压的振荡次数，控制下一开关周期内整流管的导通或关断。具体的，若振荡次数超过预设次数，那么就控制整流管在下一开关周期内关断。若振荡次数未超过预设次数，那么就允许整流管在下一开关周期内导通，对副边电路进行整流，为负载提供直流电。
示例性的，该控制方法也可以应用在不对称零电压开关AZVS电路为主电路的变换器中。图7为本申请实施例提供的一种变换器的结构示意图，该电路包括：电阻、第一电容、第二电容、二极管、变压器、第一开关管QL、第二开关管QA、副边电路以及检测电路。其中，变压器的原边绕组与直流电源连接，同时与第一开关管QL串联连接。电容和二极管串联连接，电容的第一端连接变压器的第一端，二极管的第二端连接变压器的第二端，电阻并联在电容的两端。
而第二开关管QA与第二电容串联连接，并与变压器的辅助绕组串联连接。第二电容的第一端连接辅助绕组的第一端，第二电容的第二端连接第二开关管的第一端，辅助绕组的第二端连接第二开关管的第二端，第二电容的第二端接地。
其中，副边电路包括整流管SR和滤波电容。其中，整流管SR、变压器的副边绕组和滤波电容串联连接，滤波电容的两端为副边电路的输出端。在一个开关周期内，开关管QL导通一次，当变压器对应的电流为零时，若负载RL为轻载时，副边电路会发生振荡。而检测电路用于检测副边电路中整流管SR两端的电压，具体结构与图3所示检测电路的结构一致，均包括阻性网络和容性网络，在此不做赘述。
其中，变换器还包括控制电路，控制电路控制开关管导通或关断。还用于根据当前开关周期内整流管的振荡电压的振荡次数，控制下一开关周期内所述整流管的导通或关断。具体的，若振荡次数超过预设次数，那么就控制整流管在下一开关周期内关断。若振荡次数未超过预设次数，那么整流管在下一开关周期内导通，对副边电路进行整流，为负载提供直流电。
示例性的，该控制方法也可以应用在有源钳位反激拓扑为主电路的变换器中。图8为本申请实施例提供的一种变换器的结构示意图，该电路包括：第一开关管QH、第二开关管QL、谐振电容Cr、变压器、副边电路和检测电路。副边电路与变压器的副边绕组连接。
其中，谐振电容Cr的一端连接直流电源，直流电源与谐振电容Cr、第一开关管QH和第二开关管QL串联连接。谐振电容Cr的第一端连接直流电源的第一端，第二端连接第一开关管QH的第一端。变压器的第一端连接谐振电容Cr的第一端,第二端连接第一开关管QH的第二端。副边电路包括整流管SR和与整流管对应的寄生二极管。
第一开关管QH由第一驱动信号控制其导通与关断，第二开关管QL由第二驱动信号控制其导通与关断。第一驱动信号为脉宽信号，第二驱动信号为延迟第一驱动信号一个死区时间的脉宽信号。在一个开关周期内，第一开关管和第二开关管各导通一次。当变压器对应的电流为零时，若负载RL为轻载时，副边电路会发生振荡。而检测电路用于检测副边电路中整流管SR两端的电压，具体结构与图3所示检测电路的结构一致，均包括阻性网络和容性网络，在此不做赘述。
其中，变换器还包括控制电路，控制电路根据当前开关周期内整流管的振荡电压的振荡次数，控制第二开关周期内整流管的导通或关断。若振荡次数超过预设次数，那么就控制整流管在下一开关周期内关断。若振荡次数未超过预设次数，那么就允许整流管在下一开关周期内导通，对副边电路进行整流，为负载提供直流电。
图9为本申请实施例提供的一种变换器的控制方法的流程示意图，该控制方法基于图3至图4所示实施例中提供的变压器结构，包括几个步骤：
901、在第一开关周期内，确定变压器对应的励磁电流为0并关断整流管。
变换器包括与变压器原边绕组连接的原边电路，和与变压器副边绕组连接的副边电路。原边电路包括充磁阶段和去磁阶段。其中，充磁阶段为t0到t1时间，此时Q1的导通，Q2关断，直流电流Vin提供直流电，通过开关管Q1往Cr和变压器包括的励磁电感Lm储能，励磁电流Ilm也随机上升。而去磁阶段为t2到t3时间段，此时Q2关断，Q1导通。Cr和Lm所存储的电能开始向副边电路传递。因此，励磁电流Ilm开始下降，直到下降到0。当变压器的励磁电流下降为0时，关断副边电路的整流管，利用检测电路去检测整流管两端的电压。
902、确定整流管两端的振荡电压的电压值超过第一阈值，控制计时器开始计时。
监测SR两端的电压值，确定SR两端的电压在第一阈值Va和第二阈值Vb之间的时长，根据该时长来确定副边电路的振荡情况，从而对负载情况进行分析。具体的，当振荡电压的电压值超过第一阈值，进入Va和Vb之间时就可以计时。因此，需要监测振荡电压的电压值是否超过第一阈值。
可以理解的，可以分为两种情况。如果最开始振荡电压的振荡方向为波谷到波峰时，计时器在SR两端的电压值在第一次到达Va时开始计时，在第一次到达Vb时停止计时。如果最开始振荡电压的振荡方向为波峰到波谷时，计时器在SR两端的电压值第一次到达Vb时开始计时，在第一次到达Va时停止计时。
903、确定整流管的振荡电压的电压值超过第二阈值，指示计时器停止计时。
可以理解的，当整流管两端的振荡电压从第一次进入Va和Vb之间的电压范围内时，计时器就需要对其进入该范围的时长进行计时，通过该时长来判断副边电路的振荡情况。
904、判断计时器计时时长是否大于预设时间阈值。若大于，则执行步骤905，若小于则执行步骤906。
当计时完成后，判断所计时的时间是否超过预设时间阈值thold。如果超过，说明SR两端的电压已经长时间稳定在Va到Vb之间，由于振荡过程是一个能量衰减的过程，那么就说明SR两端的电压将在之后的时间段内也趋于稳定，所以副边电路对应的负载是重载。此时就说明SR可以在下一开关周期内导通，达到可导通条件。那么控制电路就可以允许整流管在下一开关周期内导通，待下一开关周期内变压器去磁阶段到来就控制SR导通，使得SR对副边电路进行整流，为重载提供直流电。
可以理解的，在下一开关周期内，变压器去磁结束后，还需要再一次关断SR，判断SR两端的电压值，根据判断结果确定下一开关周期的下一个开关周期内SR的导通与关断。
905、确定整流管在第二开关周期内第一开关管导通时导通。
其中，第二开关周期为第一开关周期相邻的下一开关周期。
906、指示计时器清零，重新执行步骤902至904，并且更新计时器的清零次数。
若计时器所计时长小于预设时间阈值，那么就需要确定振荡电压的振荡次数。此时需要将计时器清零，等待下一次计时，并更新清零次数。待VSR再次进入Va和Vb范围内时，继续开始第二次计时。接着继续判断第二次所计时的时间是否超过预设时间阈值thold，若超过，就将计时器再一次清零，更新清零次数(清零次数加1)，并且结束整个计时过程。若未超过，继续循环上述过程，直到第n次计时的时间超过预设时间阈值thold，停止整个计时过程。
907、确定计时器对应的清零次数，并将清零次数确定为整流管的振荡电压对应的振荡次数。
最后，需要将最终统计的清零次数n确定为振荡次数，根据振荡次数来确定副边电路的振荡情况。
908、判断振荡次数是否超过预设次数。若超过，则执行步骤909，若未超过，则执行步骤910。
判断n是否超过预设次数Nset，如果超过，说明振荡次数多，电路对应负载为轻载或者空载，这个时候控制电路就需要控制整流管SR在下一开关周期内关断，节省SR的驱动损耗。如果未超过，则说明振荡不剧烈，负载为重载，因此控制电路需要允许整流管SR在下一开关周期内导通。
909、控制整流管在第二开关周期内关断。
910、控制整流管在第二开关周期内第一开关管导通时导通。
在上述变换器中，当变压器去磁阶段结束，主开关管和辅助开关管均断开时，检测电路检测副边电路中整流管两端的电压，通过对电压的监测和判断，来确定负载情况。具体的，当整流管两端的电压为振荡电压，且振荡次数超过预设阈值时，就可以认为变换器对应负载为轻载，然后控制电路就可以根据该结论控制下一开关周期内整流管的导通状态。控制整流管在下一开关周期内不导通，这样就可以节省整流管的驱动损耗以及驱动电路的正常供电损耗，保证变换器在轻载时具有较小的损耗，提高整个变换器系统的效率。
本申请实施例还提供一种电源适配器，该电源适配器包括如上述任一项实施例所示的变换器。
本发明实施例中所使用的技术术语仅用于说明特定实施例而并不旨在限定本发明。在本文中，单数形式“一”、“该”及“所述”用于同时包括复数形式，除非上下文中明确另行说明。进一步地，在说明书中所使用的用于“包括”和/或“包含”是指存在所述特征、整体、步骤、操作、元件和/或构件，但是并不排除存在或增加一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元件和/或构件。
在所附权利要求中对应结构、材料、动作以及所有装置或者步骤以及功能元件的等同形式(如果存在的话)旨在包括结合其他明确要求的元件用于执行该功能的任何结构、材料或动作。本发明的描述出于实施例和描述的目的被给出，但并不旨在是穷举的或者将被发明限制在所公开的形式。

Claims (12)

1.一种变换器，其特征在于，所述变换器包括：直流电源、第一开关管、第二开关管、谐振电容、变压器、副边电路和控制电路；所述副边电路与所述变压器的副边绕组连接；
所述直流电源、所述第一开关管和所述第二开关管串联连接；所述谐振电容的第一端连接所述第一开关管的第一端，所述谐振电容的第二端连接所述原边绕组的第一端，所述原边绕组的第二端连接所述第一开关管的第二端；
所述副边电路包括整流管和与所述整流管对应的寄生二极管；
其中，所述控制电路用于控制所述第一开关管和所述第二开关管导通或关断；其中，所述第一开关管在所述第二开关管关断一个死区时间后导通；所述第二开关管第N次导通时刻到所述第二开关管第N+1次导通时刻为一个开关周期，所述N为大于等于1的正整数；
所述控制电路，还用于根据第一开关周期内所述整流管的振荡电压的振荡次数，控制第二开关周期内所述整流管的导通或关断，所述第二开关周期为所述第一开关周期相邻的下一开关周期。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，所述控制电路具体用于：
控制所述整流管在所述第二开关周期内关断；其中，在所述第一开关周期内，所述整流管的振荡电压的振荡次数大于预设次数；或
控制所述整流管在所述第二开关周期内，所述第一开关管导通时导通；其中，在所述第一开关周期内，所述整流管的振荡电压的振荡次数小于或等于所述预设次数。
3.根据权利要求1-2任一项所述的变换器，其特征在于，所述变换器还包括检测电路；所述检测电路与所述整流管并联连接；
所述检测电路包括阻性网络和容性网络，所述阻性网络和所述容性网络串联连接；
所述检测电路用于根据所述阻性网络的电压确定所述整流管的振荡电压。
4.根据权利要求3所述的变换器，其特征在于，所述控制电路具体用于：
在所述第一开关周期内，确定所述整流管关断，并检测所述整流管的振荡电压；
确定所述整流管的振荡电压的电压值超过第一阈值，控制计时器开始计时；
确定所述整流管的振荡电压的电压值超过第二阈值，指示所述计时器停止计时；
确定所述计时器对应的时间值大于预设时间阈值，控制所述整流管在所述第二开关周期内，所述第一开关管导通时导通；
确定所述计时器对应的时间值小于所述预设时间阈值，指示所述计时器清零后重新计时，并更新所述计时器的清零次数；
将所述清零次数确定为所述第一开关周期内所述整流管两端的振荡电压的振荡次数。
5.根据权利要求1至4任一项所述的变换器，其特征在于，所述变换器还包括第一滤波电容；所述第一滤波电容并联在所述直流电源两端。
6.根据权利要求1至4任一项所述的变换器，其特征在于，所述副边电路还包括第二滤波电容，所述第二滤波电容与所述同步整流管串联连接；
所述第二滤波电容的两端为所述变换器的输出端，用于为负载提供能量。
7.一种变换器，其特征在于，包括：直流电源、电阻、电容、二极管、变压器、开关管、副边电路和控制电路；
所述直流电源、所述变压器的原边绕组和所述开关管串联连接；所述电容的第一端连接所述变压器的第一端，所述电容的第二端连接所述二极管的第一端；所述二极管的第二端连接所述变压器的第二端；所述电阻并联在所述电容的两端；
所述副边电路包括整流管和滤波电容，其中，所述整流管、所述变压器的副边绕组和所述滤波电容串联连接，所述滤波电容的两端为所述副边电路的输出端；
其中，所述控制电路用于控制所述开关管导通或关断；其中，所述开关管第N次导通时刻到所述开关管第N+1次导通时刻为一个开关周期，所述N为大于等于1的正整数；
所述控制电路，还用于根据第一开关周期内所述整流管的振荡电压的振荡次数，控制第二开关周期内所述整流管的导通或关断，所述第二开关周期为所述第一开关周期相邻的下一开关周期。
8.一种变换器，其特征在于，包括：直流电源、电阻、第一电容、第二电容、二极管、变压器、第一开关管、第二开关管、副边电路和控制电路；
所述直流电源、所述变压器的原边绕组和所述第一开关管串联连接；所述电容的第一端连接所述变压器的第一端，所述电容的第二端连接所述二极管的第一端；所述二极管的第二端连接所述变压器的第二端；所述电阻并联在所述电容的两端；
所述第二开关管、所述变压器的辅助绕组和所述第二电容串联连接，所述第二电容的第一端连接所述辅助绕组的第一端，所述第二电容的第二端连接所述第二开关管的第一端，所述辅助绕组的第二端连接所述第二开关管的第二端，所述第二电容的第二端接地；
所述副边电路包括整流管和滤波电容，其中，所述整流管、所述变压器的副边绕组和所述滤波电容串联连接，所述滤波电容的两端为所述副边电路的输出端；
其中，所述控制电路用于控制所述开关管导通或关断；其中，所述开关管第N次导通时刻到所述开关管第N+1次导通时刻为一个开关周期，所述N为大于等于1的正整数；
所述控制电路，还用于根据第一开关周期内所述整流管的振荡电压的振荡次数，控制第二开关周期内所述整流管的导通或关断，所述第二开关周期为所述第一开关周期相邻的下一开关周期。
9.一种变换器，其特征在于，包括直流电源、第一开关管、第二开关管、谐振电容、变压器、副边电路和控制电路；所述副边电路与所述变压器的副边绕组连接；
所述直流电源、所述谐振电容、所述第一开关管和所述第二开关管串联连接；所述谐振电容的第一端连接所述直流电源的第一端，所述谐振电容的第二端连接所述第一开关管的第一端；所述变压器的第一端连接所述谐振电容的第一端，所述变压器的第二端连接所述第一开关管的第二端；
所述副边电路包括整流管和与所述整流管对应的寄生二极管；
其中，所述控制电路用于控制所述第一开关管和所述第二开关管导通或关断；其中，所述第一开关管在所述第二开关管关断一个死区时间后导通；所述第二开关管第N次导通时刻到所述第二开关管第N+1次导通时刻为一个开关周期，所述N为大于等于1的正整数；
所述控制电路，还用于根据第一开关周期内所述整流管的振荡电压的振荡次数，控制第二开关周期内所述整流管的导通或关断，所述第二开关周期为所述第一开关周期相邻的下一开关周期。
10.一种变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：
检测第一开关周期内整流管两端的振荡电压的振荡次数；
确定所述整流管两端的振荡电压的振荡次数大于预设次数，控制所述整流管在第二开关周期内关断；所述第二开关周期为所述第一开关周期相邻的下一开关周期；
确定所述整流管两端的振荡电压的振荡次数小于或等于所述预设次数，控制所述整流管在所述第二开关周期内所述第一开关管导通时导通；
其中，所述变换器包括：直流电源、第一开关管、第二开关管、谐振电容、变压器、副边电路和控制电路；所述副边电路与所述变压器的副边绕组连接，所述副边电路包括所述整流管和与所述整流管对应的寄生二极管；
所述直流电源、所述第一开关管和所述第二开关管串联连接；所述谐振电容的第一端连接所述第一开关管的第一端，所述谐振电容的第二端连接所述原边绕组的第一端，所述原边绕组的第二端连接所述第一开关管的第二端；
其中，所述控制电路用于控制所述第一开关管和所述第二开关管导通或关断；其中，所述第一开关管在所述第二开关管关断一个死区时间后导通；所述第二开关管第N次导通时刻到所述第二开关管第N+1次导通时刻为一个开关周期，所述N为大于等于1的正整数。
11.根据权利要求10所述的控制方法，其特征在于，检测第一开关周期内整流管两端的振荡电压的振荡次数，包括：
在所述第一开关周期内，确定所述整流管关断，并检测所述整流管的振荡电压；
确定所述整流管两端的振荡电压的电压值超过第一阈值，控制计时器开始计时；
确定所述整流管两端的振荡电压的电压值超过第二阈值，指示所述计时器停止计时；
确定所述计时器对应的时间值大于预设时间阈值，控制所述整流管在所述第二开关周期内，所述第一开关管导通时导通；
确定所述计时器对应的时间值小于预设时间阈值，指示所述计时器清零后重新计时，并更新所述计时器的清零次数；
将所述清零次数确定为所述第一开关周期内所述整流管两端的振荡电压的振荡次数。
12.一种电源适配器，其特征在于，所述电源适配器包括如权利要求1至9任一项所述的变换器。
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