CN114270288A - 自调整电流注入技术 - Google Patents

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Abstract

一种方法包含提供初级、次级及电流注入绕组(102、112、120)。存在受控电压源(134)、输入电压源(104)、连接到所述初级绕组的初级开关(106)、跨越所述初级开关反射的寄生电容(110)、次级整流器构件(114)，及电流注入电路(13)，所述电流注入电路包含连接到所述电流注入绕组(120)的电流注入开关(140)，及连接到所述电流注入绕组的单向电流注入开关(132)。所述方法包含接通所述电流注入开关，以开始从所述受控电压源流动穿过所述单向电流注入开关及所述电流注入绕组的电流注入。所述电流注入反射到所述初级绕组中，从而使跨越所述初级开关反射的所述寄生电容放电，在所述电流注入开关接通之后以延迟时间(δ)接通所述初级开关，且在所述电流注入达到零幅值之后关断所述电流注入开关。

Description

自调整电流注入技术
技术领域
本发明涉及电子设备，且更明确来说，涉及DC-DC及AC-DC转换器。
背景技术
大多数常规的DC-DC及AC-DC转换器具有具初级及次级开关元件的变压器，其中与初级绕组及次级绕组的隔离创建初级与次级之间的分离。为了改进此类转换器的效率，工程师们寻找解决方案，以在“接通”时获得跨越初级开关的零电压开关，并确保穿过连接到绕组的整流器构件的电流在整流器构件关断之前达到零。在此上下文中，整流器通常识别经设计以单向地传导电流的电子装置；那些装置可为二极管，或确实模拟二极管的功能的受控MOSFET，其在功率转换领域称为同步整流器。
另一实践包含“真正的软开关”。在“真正的软开关”转换器中，初级开关元件在零电压开关条件下接通，且整流器构件在零电流下关断。在“真正的软开关”转换器中，不存在跨越开关元件中的任一者的振铃或尖峰。
在过去的30年中，已开发许多解决方案，以确保跨越初级开关的零电压开关。许多此类解决方案需要额外的组件，且在大多数情况下仍导致传导损耗的增加。这包含在更高功率应用中使用的全桥拓扑，其确实获得用于开关元件的零电压开关，例如第5,231,563号美国专利、及第6,862,195号美国专利、第7,009,850号美国专利。
所有这些技术在特定条件下跨越初级开关元件提供零电压开关，但它们并不总是在整流器构件关断时创建零电流。
在过去的十年中变得非常流行的谐振拓扑将穿过开关元件的电流整形为半正弦形状，以便为初级中的零电压开关及有时通过次级整流器构件的零电流开关创建条件。将电流从矩形形状整形为半正弦形状确实增加均方根(“RMS”)电流，且因此增加传导损耗。另外，在谐振拓扑中，输出功率的调制是通过频率调制完成的，这在一些应用中是不可接受的。
在常规的恒定频率脉冲宽度调制(“PWM”)拓扑中，存在获得初级中的零电压开关及甚至通过整流器构件的零电流开关的解决方案(例如第10,103,639号美国专利中所呈现)。然而，在这些拓扑中，存在一些不利后果，例如传导损耗的增加以及对输入电压范围及输出电流范围的一些限制。
另外，许多这些解决方案适用于特定的拓扑。针对全桥拓扑的第9,985,546号美国专利、针对半桥及全桥拓扑的第9,899,928号美国专利以及针对反激拓扑的第7,450,402号美国专利就是这种情况。
发明内容
本公开中所呈现的解决方案适用于任何拓扑，即隔离或非隔离拓扑，且是自调整解决方案，其减小控制复杂性的程度并最大化效率。它们消除由于硬开关中的开关损耗而致的功率耗散，并将任何硬开关转换器转换为软开关转换器，其中所有开关元件在零电压下接通，且在整流器构件关断之前，穿过所述整流器构件的电流达到零。解决方案的实施例在本文中可称为Rompower电流注入技术或“RCIT”。使用RCIT，任何拓扑都可被转换为“真正的软开关拓扑”。此解决方案不仅适用于所有拓扑，而且适用于所述拓扑的任何操作模式，此外，它适用于以连续或不连续模式操作的任何拓扑。连续模式操作意味着穿过存储电感元件的电流不会达到零，且不连续模式操作意味着穿过存储电感元件的电流在每一循环确实达到零。所述存储电感元件可为离散电感器；双晶体管正向拓扑或全桥及半桥拓扑就是这种情况。所述存储电感元件也可为变压器的磁化电感，因为它是反激拓扑的情况。
此RCIT的实施例解决本领域中持续存在的问题，明确来说是跨越初级开关的零电压开关及通过整流器构件关断时的零电流的问题。RCIT可在任何操作条件下实现这一点，其中电流注入的幅值自调整以获得这些条件。所提出的解决方案增加其中实施RCIT的转换器的效率，从而导致热量的减小，且因此为高得多的功率密度创建条件。使用RCIT，任何拓扑都可被转换为“真正的软开关”拓扑。本文所提出的实施例适用于以连续或不连续模式操作的任何拓扑。
使用RCIT，所属领域的技术人员可将任何常规的硬开关拓扑转换为“真正的软开关”拓扑。尽管本公开仅参考少数拓扑，例如反激、连续及不连续模式、全桥及升压拓扑，但RCIT的实施例适用于任何拓扑，且适用于任何及所有拓扑被适当地视为在本文的公开的范围内。
在实施例中，一种方法包含提供DC-DC转换器，其包含：初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组、所述次级侧处的次级绕组及电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述电流注入绕组之间形成泄漏电感；输入电压源；初级开关，其连接到所述初级绕组；寄生电容，其跨越所述初级开关反射；次级整流器构件，其连接到所述次级绕组；及电流注入电路，其包含：电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第一端子，及单向电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关。所述转换器进一步包含受控电压源，所述受控电压源连接到所述单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的一端处连接到所述电流注入开关。所述方法进一步包含接通所述电流注入开关，以开始从所述受控电压源流动穿过所述单向电流注入开关并进一步流动穿过所述电流注入绕组的电流注入，其中所述电流注入以与所述电流注入绕组对所述初级绕组的匝数比成比例的幅值反射到所述初级绕组中，反射到所述初级绕组中的所述电流注入使跨越所述初级开关反射的所述寄生电容放电，在所述电流注入开关接通之后，以延迟时间接通所述初级开关，及在所述电流注入达到零幅值之后，关断所述电流注入开关。根据权利要求1所述的方法，其中所述延迟时间足以使所述初级开关在预定电压电平下接通。在一些实施例中，所述预定电压电平为零，所述受控电压源具有足以使所述初级开关在预定电压电平下接通的电平。在一些实施例中，所述电流注入开关在跨越所述初级开关的振铃期间在电压电平的谷点中接通，以便以最小能耗为所述主开关创建零电压开关条件。在一些实施例中，所述电流注入电路是反激拓扑、升压拓扑及降压拓扑中的一者的部分。
在另一实施例中，一种方法包含提供DC-DC转换器，其包含：初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组、所述次级侧处的次级绕组及电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述电流注入绕组之间形成泄漏电感；输入电压源；初级开关，其连接到所述初级绕组；寄生电容，其跨越所述初级开关反射；次级整流器构件，其连接到所述次级绕组；及电流注入电路，其包含：电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第一端子，及单向电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关。所述转换器进一步包含：受控电压源，其连接到所述单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的一端处连接到所述电流注入开关；及电流注入电容器，其连接在所述单向电流注入开关与所述受控电压源之间。所述方法进一步包含接通所述电流注入开关，以开始从所述受控电压源流动穿过所述单向电流注入开关并进一步流动穿过所述电流注入绕组的电流注入，其中所述电流注入以与所述电流注入绕组对所述初级绕组的匝数比成比例的幅值反射到所述初级绕组中，反射到所述初级绕组中的所述电流注入使跨越所述初级开关反射的所述寄生电容放电，在所述电流注入开关接通之后，以延迟时间接通所述初级开关，及在所述电流注入变为负之后且在其达到零幅值之前，关断所述电流注入开关。在一些实施例中，其中所述延迟时间足以使所述初级开关在预定电压电平下接通，且所述预定电压电平为零。在一些实施例中，所述受控电压源具有足以使所述初级开关在预定电压电平下接通的电平，且所述预定电压电平为零。在一些实施例中，所述电流注入开关在跨越所述初级开关的振铃期间在电压电平的谷点中接通，以便以最小能耗为所述主开关创建零电压开关条件。在一些实施例中，所述电流注入电路是反激拓扑、升压拓扑及降压拓扑中的一者的部分。
在又一实施例中，一种方法包含提供DC-DC转换器，其包含：初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组、所述次级侧处的次级绕组及电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述电流注入绕组之间形成泄漏电感；输入电压源；初级开关，其连接到所述初级绕组；寄生电容，其跨越所述初级开关反射；次级整流器构件，其连接到所述次级绕组；及电流注入电路，其包含：电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第一端子，及单向电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关。所述转换器进一步包含：受控电压源，其连接到所述单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的一端处连接到所述电流注入开关；及电流注入电容器，其连接在所述单向电流注入开关与所述受控电压源之间。所述方法进一步包含接通所述电流注入开关，以开始从所述受控电压源流动穿过所述单向电流注入开关并进一步流动穿过所述电流注入绕组的电流注入，其中所述电流注入以与所述电流注入绕组对所述次级绕组的匝数比成比例的幅值反射到所述次级绕组中，其中反射到所述次级绕组中的所述电流注入具有流动穿过所述整流器构件的电流的相反极性，并超过流动穿过所述整流器构件的电流的幅值，在流动穿过所述整流器构件的所述电流达到零之后，关断所述整流器构件，所述电流注入以与所述电流注入绕组对所述初级绕组的匝数比成比例的幅值进一步反射到所述初级绕组中，反射到所述初级绕组中的所述电流注入使跨越所述初级开关反射的所述寄生电容放电，在所述电流注入开关接通之后，以延迟时间接通所述初级开关，及在所述电流注入变为负之后且在其达到零幅值之前，关断所述电流注入开关。在一些实施例中，所述延迟时间足以使所述初级开关在预定电压电平下接通，且所述预定电压电平为零。在一些实施例中，所述受控电压源具有足以使所述初级开关在预定电压电平下接通的电平，且所述预定电压电平为零。在一些实施例中，所述电流注入电路是反激拓扑、升压拓扑及降压拓扑中的一者的部分。
在又一实施例中，一种方法包含提供DC-DC转换器，其包含初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组及所述次级侧处的两个次级绕组，以及两个电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述两个电流注入绕组中的每一者之间及也在所述次级绕组与所述两个电流注入绕组中的每一者之间形成泄漏电感；输入电压源；两个初级开关，其连接到所述初级绕组；寄生电容，其跨越所述两个初级开关中的每一者反射；两个次级整流器构件，其每一者连接到所述两个次级绕组中的相应一者；及电流注入电路，其包含两个电流注入开关，其每一者连接到所述两个电流注入绕组中的相应一者的第一端子，及两个单向电流注入开关，其每一者连接到所述两个电流注入绕组中的相应一者的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关。所述转换器进一步包含：两个受控电压源，其每一者连接到所述相应的单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的端处连接到每一电流注入开关；两个电流注入电容器，其每一者连接在所述相应的单向电流注入开关与所述受控电压源之间，每一电流注入开关具有对应的整流器构件，其中流动穿过所述电流注入开关中的每一者的电流注入在连接到与流动穿过所述对应的整流器构件的电流相反的极性的所述对应的整流器构件的所述次级绕组中产生感应电流，及每一电流注入开关具有对应的初级开关，其中流动穿过所述电流注入开关中的每一者的电流注入在连接到与流动穿过对应的初级开关的所述电流相反的极性的所述对应的初级开关的所述初级绕组中产生感应电流。所述方法进一步包含接通所述电流注入开关中的每一者，以开始从所述受控电压源流动穿过所述相应的单向电流注入开关并进一步流动穿过所述相应的电流注入绕组的电流注入，其中所述电流注入以与所述电流注入绕组对连接到所述对应的整流器构件的所述次级绕组的匝数比成比例的幅值反射到连接到所述对应的整流器构件的所述次级绕组中，反射到连接到所述对应的整流器构件的所述次级绕组中的所述电流注入具有流动穿过所述对应的整流器构件的电流的相反极性，并超过流动穿过所述对应的整流器构件的所述电流的所述幅值，在穿过所述整流器构件的所述电流达到零之后，关断所述整流器构件，所述电流注入以与所述电流注入绕组对所述初级绕组的匝数比成比例的幅值进一步反射到所述初级绕组中，反射到所述初级绕组中的所述电流注入使跨越所述初级开关反射的所述寄生电容放电，在所述对应的电流注入开关接通之后，以延迟时间接通所述相应的对应的初级开关，及在所述电流注入变为负之后且在其达到零幅值之前，关断所述电流注入开关。在一些实施例中，所述延迟时间足以使所述初级开关在预定电压电平下接通，且所述预定电压电平为零。在一些实施例中，所述受控电压源具有足以使所述初级开关在预定电压电平下接通的电平，且所述预定电压电平为零。在一些实施例中，所述电流注入电路是半桥拓扑、全桥拓扑及双晶体管正向拓扑中的一者的部分。
在又一实施例中，一种DC-DC转换器包含：初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组、所述次级侧处的次级绕组及电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述电流注入绕组之间形成泄漏电感；输入电压源；初级开关，其连接到所述初级绕组；寄生电容，其跨越所述初级开关反射；次级整流器构件，其连接到所述次级绕组；及电流注入电路，其包含：电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第一端子，单向电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关，且所述转换器进一步包含受控电压源，所述受控电压源连接到所述单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的一端处连接到所述电流注入开关。
在又一进一步实施例中，一种DC-DC转换器包含：初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组、所述次级侧处的次级绕组及电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述电流注入绕组之间形成泄漏电感；输入电压源；初级开关，其连接到所述初级绕组；寄生电容，其跨越所述初级开关反射；次级整流器构件，其连接到所述次级绕组；及电流注入电路，其包含：电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第一端子，及单向电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关，其中所述转换器进一步包含：受控电压源，其连接到所述单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的一端处连接到所述电流注入开关，及电流注入电容器，其连接在所述单向电流注入开关与所述受控电压源之间。
以上为读者提供下文讨论的一些实施例的非常简要的概述。进行简化及省略，并且所述概述不希望以任何方式限制或定义本发明的范围或其关键方面。确切来说，此简要概述仅向读者介绍本发明的一些方面，为下面的详细描述做准备。
附图说明
参考附图：
图1是使用自调整电流注入技术(后文称为Rompower电流注入技术(“RCIT”))的在初级中具有主开关及在次级中具有整流器构件的动力传动系的示意性表示；
图2是并入“现有技术1”电流注入电路的在初级中具有主开关及在次级中具有整流器构件的动力传动系的示意性表示；
图3绘制图2的动力传动系的波形；
图4绘制在不连续模式下操作的具有停滞时间的拓扑(例如反激拓扑、升压拓扑及降压拓扑)中跨越主开关的电压；
图5是并入“现有技术2”电流注入电路的在初级中具有主开关及在次级中具有整流器构件的动力传动系的示意性表示；
图6绘制图5的动力传动系的波形；
图7绘制跨越主开关的电压以及来自图1、2及5的拓扑的电流注入；
图8绘制图1的动力传动系的波形；
图9是图1的拓扑的简化电路的示意性表示。
图10A是进一步简化的图9的电路的示意性表示；
图10B是进一步简化的图10A的电路的示意性表示；
图11绘制跨越主开关的电压以及来自图1的电流注入；
图12绘制图1的电流注入的形状对受控电压源的值；
图13绘制图1的电路的波形对寄生电容的变化，从而展示RCIT的自调整特征；
图14绘制图1的电路的波形对电流注入开关依其接通的电压电平的变化，从而进一步展示RCIT的自调整特征；
图15绘制图1的电路的波形，其中当电流注入开关接通时存在电流流动穿过整流器构件；
图16A绘制当电流注入开关在停滞时间期间的振铃的峰值处接通时，使用RCIT在不连续模式下操作的反激转换器中的波形；
图16B绘制当电流注入开关在停滞时间期间的振铃的谷点处接通时，使用RCIT在不连续模式下操作的图16A的反激转换器中的波形；
图17说明若干电路配置的示意性表示，其中可获得受控电压源；
图18是使用RCIT的双晶体管正向拓扑的示意性表示；
图19是使用RCIT的全桥拓扑的示意性表示；及
图20是使用RCIT的升压拓扑的示意性表示。
具体实施方式
现在参考附图，其中在不同的图中使用相同的参考符号来指定相同的元件。图1呈现转换器10的简化示意图，其包含初级侧11及次级侧12以及至少一个变压器Tr1 100，且至少一个初级绕组连接到输入电压源Vin 104，及至少一个初级开关M1 106，且至少一个次级绕组112，并连接到至少一个整流器构件SR1 114。一方面，此描述有时将提及电路元件的全名(例如“初级开关”、“整流器构件”等)，且有时可能提及与电路元件对应的缩写名称(例如，分别为“M1”、“SR1”等)。所述变压器Tr1 100的辅助绕组(本文中称为电流注入绕组120)连接到辅助开关Minj 140，在本公开中称为由控制信号VcMinj 142控制的电流注入开关。电流注入绕组120经由连接Vinj+128连接到子电路A 126。子电路A 126的第二连接是Vinj-130，且它连接到Minj 140的源极。子电路A 126(称为电流注入子电路)含有受控电压源Vinj 134及图1中表示为二极管Dinj 132的单向电流注入开关。在此描述内，Dinj 132经识别为具有阴极及阳极的单向电流注入开关。单向电流注入开关可为同步整流器或二极管。穿过此类装置的电流只沿一个方向从阳极流动到阴极。阳极可为受控MOSFET的源极，且阴极可为受控MOSFET的漏极。跨越Vinj+28及Vinj-130，存在任选的电流注入电容器Cinj 136。此电容器Cinj 136是任选的。然而，Cinj的存在可在一些操作条件下改进电流注入电路13的性能。包含电流注入绕组120、电流注入开关Minj 140及电流注入子电路A 126的整个电流注入电路13形成电流注入电路M 124。
当电流注入开关140接通时，电流Iinj 122将开始流动穿过电流注入绕组120。此电流在所述变压器Tr1 100的其它绕组中反射。在连接到变压器绕组的其它开关元件(例如SR1 114)不传导的情况下，电流将流动穿过寄生电容Ceq1 110，跨越M1 106反射，并进一步流动穿过初级绕组102，朝向初级绕组的点。变压器Tr1 100的所有绕组都具有一个点，所述点被放置于绕组终端中的一者处以识别极性。例如，在图1中，绕组102上的点位于连接到Vin 104的绕组终端处。绕组120(在本申请案中称为电流注入绕组)具有放置于连接到Vinj+128的绕组终端处的点。绕组112具有连接到SR1 114的漏极的绕组终端处的点。当MOSFETM1 106接通时，将存在跨越绕组102的电压，即Vin 104，且此电压在放置点的绕组终端处具有正极性。电压在所有绕组(例如120及112)中感应，在放置点的绕组终端处具有正极性。
当电流注入开关Minj 140接通电流时，电流Iinj 122开始流动穿过绕组120进入位于点处的绕组终端中。此电流在其余绕组中反射，从而在每一绕组中流动朝向位于点处的绕组终端。在绕组112中，电流流动朝向SR1 114的漏极，且在绕组102中，经反射电流注入也流动朝向位于点处的绕组终端。在SR1 114关断的情况下，没有电流流动穿过绕组112，电流仅流动穿过绕组102并朝向位于点处的绕组终端。在MOSFET M1 106关断的情况下，反射到初级绕组中的注入电流流经寄生电容Ceq1 110，使其朝向零放电。在反射到绕组102中的电流具有正确的幅值的情况下，且如果Minj 140的接通与M1 106的接通之间的延迟时间δ足够大，那么在M1 106接通时，跨越M1 106的电压可达到零。这在接通时为M1 106创建零电压开关条件。
简而言之，现在讨论两种现有技术配置。图2描绘包含“现有技术1”的转换器20，其为电流注入子电路A(现有技术1)144。“现有技术1”包含谐振电容器Cr 150、二极管Dr 152，及放置在Cr 150与Vinj(PA1)+156之间的电感元件Lr 148。在“现有技术1”的一些实施方案中，Lr 148是任选的。这种“现有技术1”的波形在图3中描绘，且包含：VCr，其为跨越电容器Cr150的电压；跨越电流注入绕组的电压V(120)201；用于电流注入Minj 140开关的控制信号VcMinj 142；Iinj，其为电流注入122，流动穿过电流注入绕组120；跨越M1 106的电压Vds(M1)及用于M1的控制信号Vc(M1)108。
在t0处，电流注入开关Minj 140接通。谐振电路由与反射到绕组120中的寄生电容Ceq1 110串联的Cr 150、初级绕组102之间的泄漏电感以及与Lr 148串联的电流注入绕组120形成。此谐振电路将电流注入Iinj 122整形为正弦形状，且跨越Cr 150的电压以谐振的方式朝向零衰减，最终在t2处达到零电平。在没有二极管Dr 152的情况下，跨越Cr 150的电压将衰减甚至更多，从而创建跨越Cr 150的负电压，这将在所述谐振电路中将能量升压到不可控制的电平。有鉴于此，如图2中所描绘，将二极管Dr 152跨越Cr 150放置，以防止跨越Cr 150的电压变为负。当谐振电流Iinj 122在t3处达到零时，谐振电流的极性改变，且跨越Cr 150的电压开始累积到幅值2*(Vin/Ni)。如果二极管Dr 152未跨越Cr 150放置，那么t4处跨越Cr 150的电压的幅值将高得多且变得不可控制。有鉴于此，在与“现有技术1”相关联的公开案中，二极管Dr 152始终存在。反射到初级绕组中的电流注入将使寄生电容Ceq1110朝向零放电。如图3中所描绘，如果Iinj的幅值足够，那么跨越M1 106的电压将在tx处达到零。在时间间隔t3到t4期间，谐振电容器Cr 150在M1 106传导期间以谐振方式经由绕组102与绕组120之间的泄漏电感再充电。
“现有技术1”在IEEE公开案：DOI:10.1109/PEDSTC.2010.5471832的标题为“新型零电压开关PWM反激转换器(New zero voltage switching PWM flyback converter)”的论文中呈现。另一公开案是Mao的标题为“具有同步整流器的零电压开关DC-DC转换器(Zero-voltage-switching DC-DC converters with synchronous rectifiers)”的第7,548,435号美国专利。
接着，“现有技术2”在图5中被描绘在转换器30内。图5说明部分包含子电路N(现有技术2)的转换器30。“现有技术2”在专利申请案“从功率转换器的寄生元件收集能量(HARVESTING ENERGY FROM PARASITIC ELEMENTS OF A POWER CONVERTER)”，申请案：PCT/US18/61333(WO 2019099708)中描述。电容器Cr 150具有远高于反射到电流注入绕组中Ceq1 110的值，
Figure BDA0003503026490000101
至少高出一个数量级。以在操作期间跨越Cr 150的纹波远小于跨越Cr 150的平均电压(如十倍)的这样一种方式选择Cr 150的值。波形在图6中呈现，且包含：Vcr，其为跨越Cr 150的电压；跨越M1 106的电压，其为VdsM1，用于M1的控制信号，其为VcM1；在Minj 140传导期间流动穿过绕组120的Iinj电流及用于VcMinj的控制信号。
在t0处，电流注入开关Minj 140接通。电流Iinj从t0斜升到t1。在t1处，跨越Cr150的电压等于跨越电流注入绕组120的电压，它们两者具有电压Vin/Ni。此时，电流注入达到其峰值并停止增加。当跨越初级开关M1 106的电压达到零时，跨越电流注入绕组的电压变为Vin/Ni。电流注入在跨越M1 106的电压达到零时达到其峰值。以这种方式，电流注入自调整。例如，在其中寄生电容Ceq1 110由于其寄生电容跨越M1 106反射的装置的公差而改变的情况下，电流注入幅值自调整。例如，如果跨越M1 106反射的寄生电容Ceq1 110更高，那么电流注入幅值将增加，因为电流将继续增加，直到跨越M1 106的电压达到零，且所花费时间越长，Iinj的幅值将变得越大。在另一种情况下，其中跨越M1 106反射的寄生电容减小，跨越M1 106的电压将更早地达到零，且电流注入Iinj的幅值将减小。
还存在一个控制机制，以确保跨越初级开关M1 106的电压在初级开关接通之前达到零。例如，如果寄生电容Ceq1 110太大，那么通过提前使VcMinj偏移(其增大δ)，电流注入将提前累积，且其将在初级开关M1 106接通之前使Ceq1 110放电到零。
当跨越M1 106的电压经历如图4中所描绘的幅值的变化时，电流注入将自调整，并其将确保跨越M1 106的电压将在其幅值开始降低之前达到零。例如，如果跨越M1 106的电压在Minj 140接通时较低，那么跨越寄生电容Ceq1 110的电压将更快地衰减到零，且因此Iinj的幅值将更小，且这将降低电流注入电路M 124中的功率耗散，从而提高转换器的效率。在例如不连续模式反激或不连续模式降压或升压的此类应用中，应将电流注入定时到谷点处，以便最小化电流注入使跨越初级开关的寄生电容放电所需的能量。RCIT的自调整特征是此类应用中的一个优势。为了减少硬开关反激中的开关损耗，开发在不连续模式控制IC中操作的升压及降压转换器，以识别谷点并在谷点处接通初级开关。在不连续模式下操作的非常高效的转换器将使用RCIT结合这些控制IC的谷点检测特征来在谷点处接通电流注入开关，从而以最小能耗为初级开关创建零电压开关条件。由于RCIT的自调整特征，初级开关的电压开关可用最小的能量完成。与任何其它零电压开关解决方案相比，与谷点同步的这种电流注入已被实验证明获得最高效率的操作。
图7呈现所研究情况的电流注入，其中IRF820的寄生电容从400V的输入电压以60Khz的重复频率放电；三个曲线图展示从并入现有技术1、现有技术2及RCIT的电流注入方法的转换器收集的数据，如本文所呈现。展示每一情况的电流注入的持续时间、其幅值及电流注入的RMS。可看到，“现有技术2”中通过电流注入的RMS电流大于“现有技术1”，且电流注入的持续时间更长。
虽然“现有技术2”解决与“现有技术1”相关联的缺点，但不利后果是RMS电流的增加及电流注入的更长持续时间。例如，在所述实施方案中，“现有技术2”中的电流注入的持续时间为327uS+679uS＝1mS，且60Khz开关频率的RMS电流为3.58A，如图7中所呈现。“现有技术1”中的电流注入的持续时间为99nS，且60Khz开关频率的RMS电流为1.15A；针对如本公开中所呈现的使用RCIT的方法，电流注入的持续时间为85nS，且60Khz开关频率下的RMS电流为0.51A。
再次，RCIT概念在图1中呈现。电流注入电路13的电流注入子电路A 126包含受控电压源Vinj 134及二极管Dinj 132；任选的电流注入电容器Cinj 136，其被放置在Vinj+128与Vinj-130端子之间。讨论现在回到RCIT、电流注入电路13及电流注入电路13内的电流注入子电路A 126。
此技术的波形在图8中呈现，且它们是：Vinj+128与Vinj-130端子之间的电压；跨越M1 106的电压VdsM1；跨越电流注入绕组的电压Vwinding 121；电流注入，Iinj 122；用于Minj 140的控制信号VcMinj。
在t0处，电流注入开关Minj 140接通。电压Vinj+-Vinj-具有由公式202表示的幅值。通过初级绕组102与电流注入绕组120之间的泄漏电感的电流开始累积，直到t1。在存在电流注入电容器Cinj 136的情况下，其放置在Vin+128与Vinj-130之间，那么存在跨越Cinj136的电压的谐振衰减及Iinj 122电流的谐振累积，直到t1。
在t1处，Vinj+128与Vinj-130之间的电压达到Vinj 134的电平。进一步来说，电流Iinj开始以由绕组102与绕组120之间的泄漏电感及由Vinj 134与跨越电流注入绕组120的电压Vwinding 121之间的电压差指定的斜率累积。从初级绕组102反射到电流注入绕组的电压为(Vin-VdsM1)/Ni。在初级Iinj/Ni中反射的电流注入使跨越初级开关M1106反射的寄生电容Ceq1 110放电。
在t2处，跨越通过公式(Vin-VdsM1)/Ni给出的电流注入绕组120反射的电压达到Vinj134的电平。此时，Iinj电流在t2处达到其峰值。当电流注入达到其峰值时，跨越M1 106的电压VdsM1的幅值为Vds(M1)X。
在t2之后，电流注入幅值开始减小，并进一步使寄生电容Ceq1 110放电，直到跨越M1 106的电压在t3处达到零电压。
在t3之后，电流注入Iinj继续线性衰减，如由以下等式
Figure BDA0003503026490000121
所描述，其中Llk(inj)230是初级绕组102与电流注入绕组120之间的泄漏电感，并被报告到电流注入绕组。
在t4处，Iinj幅值达到零，且在此之后，电流注入电容器Cinj 136及其值存在的功能，即Cinj 136的再充电循环开始，且在Cinj 136再充电之后，Iinj电流在t5处再次达到零电平。从t4到t5，Cinj 136将幅值从Vinj改变为如由来自图8的公式202所描述的幅值。
RCIT下的电流注入在不存在Cinj 136的情况下作用。Cinj 136的存在创建一种混合结构，其中电流注入中所含的能量是来自Cinj 136的谐振能量加上从Vinj 134源极递送的能量的总和。在实际应用中，这为工程师提供定制这两种能源的权重，并也定制电流注入的形状的灵活性。
如图8中所描绘，当跨越注入绕组120的电压(标记为Vwinding 121)变为等于Vinj时，电流注入达到其峰值。当Iinj达到其峰值时，跨越M1的电压标记为Vds(M1)X，且其幅值由以下公式212描述。
(212)Vds(M1)X＝Vin-Ni*Vinj
在RCIT电流注入中，设计者可控制跨越其中电流注入Iinj达到其峰值的主开关的电压的电平。通过Vinj的控制，设计者可确保初级开关可在所有操作条件下在零电压开关下接通，而不管Ceq1的值如何。通过以Ni*Vinj更接近Vds(M1)X的这样一种方式增加Vinj电平，在跨越初级开关的电压的较低电平下达到Iinj的峰值，这确保初级开关M1 106的零电压开关。
图9呈现图1中所呈现的主动力传动系的等效电路40，但变压器Tr1 100被由磁化电感LM 252及泄漏电感Llk 210组成的变压器的简化模型所取代，泄漏电感Llk 210是报告到初级绕组102的泄漏电感。
Figure BDA0003503026490000122
子电路A 126也通过匝数比Ni反射到初级绕组中。这同样适用于Minj 140。当电路通过匝数比Ni反射时，电容元件除以
Figure BDA0003503026490000123
电感元件乘以
Figure BDA0003503026490000124
且电阻元件乘以
Figure BDA0003503026490000125
为简单起见，来自图9的图使用与图1中所使用的相同的参考符号，因为这个等效示意图的目的是展示操作模式，而不是提供定量测量。应理解，所属领域的一般技术人员将理解具有相同参考符号的元件是相同的，因此下文可不包含对这些元件的描述，因为所属领域的一般技术人员将容易地从上述描述中理解它们的结构及操作。
在图10A中，进一步简化来自图1的示意图的等效电路，并剔除LM 252，因为其阻抗远大于与其并联连接的组件。当Minj 140接通时，来自图10A的等效电路变为来自图10B的等效电路。在图10B中，看到寄生电容Ceq1 110通过等于Vin-(Vinj+-Vinj-)*Ni的电压源Vy 242经由泄漏电感Llk 210放电。从这个等效电路可见，当跨越Ceq1 110的电压等于Vy 242时，穿过Llk 210的电流斜率为零，且其意味着Iinj正在达到其峰值。在图10B中，谐振电路减少到Ceq1 110及Llk 210。
图11呈现跨越主开关M1 106的电压及电流注入。在此图中，基于针对给定实施方案的详细计算，确立为了效率方面的最优(尽管不是关键)操作，峰值电流注入应与跨越初级开关介于0.375*Vin与0.250*Vin之间的电压一致。当电流注入达到其峰值时，控制跨越初级开关的电压电平是RCIT的一大特征。“现有技术1”无法控制其中电流注入在跨越初级开关的电压方面达到其峰值的幅值或时间。在“现有技术1”中，电流注入的能量由Vin 104及Cr150的值界定。在“现有技术2”中，电流注入在当跨越M1 106的电压达到零时达到其峰值，且所述电平不能改变。控制跨越其中电流注入达到其峰值的主开关的电压电平的能力允许工程师使用此技术优化电流注入电路M 124并最小化RMS电流，同时在任何操作条件下获得跨越初级开关M1 106的零电压开关条件。
图12呈现电流注入的形状对Vinj的值。引入一个参数VinjN，其被定义为Vin/Ni，在来自图12的等式260中呈现。此参数取决于输入电压电平。针对等于VinjN的Vinj，电流注入具有梯形形状，这是不期望的，因为Minj 140将在正电流穿过它时关断，这将导致漏极到源极之间的高电压尖峰。理想情况下，当Minj 140关断时，电流注入应为零或负，这意味着在整个输入电压范围内，Vinj应小于VinjN。Cinj 136的存在有助于这一点，因为与Cinj136相关联的谐振以及初级绕组102与电流注入绕组120之间的泄漏电感创建负电流分量，从而有助于在关断Minj 140之前将电流注入整形为零或负。
图13呈现例如如图1、18、19及20所例示的RCIT电路的波形。所描绘的波形为(Vinj+-Vini-)；跨越初级开关Ml 106的电压VdsM 1及Iinj 122。这些波形在两种状况中呈现。连续线表示跨越Ceq1A的初级开关M1 106的寄生电容的波形。虚线表示跨越值Ceq1B的初级开关M1 106的寄生电容的波形，其中Ceq1A＞Ceq1B。图13解释RCIT针对Ceq1 110的公差的自调整特性。在其中寄生电容Ceq1 110的值为Ceq1A的情况下，电流注入使用来自Cinj 136的能量从t0累积到t1，且电压(Vinj+-Vinj-)从
Figure BDA0003503026490000131
衰减到Vinj 134的电平。在t1之后，电流注入继续从t1累积到t2；在t2处，当跨越M1 106的电压达到Vds(M1)X时，电流注入达到其峰值IinjPK1。Vds(M1)X的值在等式212中呈现。
进一步来说，电流注入幅值朝向零电平减小。在t4处，它将其极性反转，以给Cinj136再充电，且在t5处，它在给Cinj 136再充电之后再次达到零。在不存在Cinj 136的情况下，t4到t5之间的负电流注入不存在，且电流注入在t4处达到零，并保持在零电平直到下一个循环。
当从t1到t2’，Ceq1 110具有较小的值，例如Ceq1B时，电流斜升，直到当Iinj在t2’处达到其峰值IinjPK2时，跨越M1 106的电压衰减到Vds(M1)X。Iinjpk2小于IinjPK1，且(t0到t5)之间的时间间隔大于(t0到t5’)之间的时间间隔，因此电流注入的RMS对于Ceq1 110的较低值较小。RCIT允许电流注入自调整其幅值，以确保在初级开关M1 106接通之前，跨越初级开关的电压达到零电平，且另外，它还自调整其峰值及跨越初级开关M1 106反射的寄生电容的值的RMS电流函数。最新的特征导致其中应用此技术的转换器的更高的操作效率。
图14呈现RCIT的另一自调整特征。在一些应用中，跨越主开关的电压确实具有幅值波动，如图4中所描绘的停滞时间期间的跨越初级开关的振铃。与图13中一样，图14描绘RCIT的波形，包含：(Vinj+–Vinj-)；两种情况下的VdsM1：Vds(M1)H及Vds(M1)L；以及Iinj。图14呈现跨越初级开关M1的电压的两种情况。第一是Vds(M1)H，其中主开关将在振铃期间在高电压电平下接通，且跨越M1 106的电压及电流注入用连续线描绘。第二是Vds(M1)L，其中Vds(M1)H>Vds(M1)L，其中跨越初级开关的电压及电流注入用虚线描绘。
存在其中用以接通初级开关的跨越初级开关的最优电压并不总是零的应用。RCIT具有如所期望的在跨越初级开关的任何电压电平下控制初级开关的接通的能力。例如，在用于65W适配器的反激转换器应用中，初级开关的接通电压经优化为50V左右，而不是零伏。在Vinj的能量来自从寄生元件(例如变压器的泄漏电感)收集能量的情况下，RCIT提供一种途径来将来自Vinj的能量传送到输入电压源，此外还使跨越初级开关的寄生电容放电。在例如以不连续模式操作的反激的应用中，其中跨越初级开关的电压经历振铃(如图4中所描绘)，电流注入开关的接通可在谷点处完成，以减小使所述寄生电容器Ceq1 110放电的能耗。然而，在非常低的输入电压下，谷点可能低于Vds(M1)X电平。在这种情况下，Cinj电容器有助于确保电流注入的正确操作。另一解决方案为不是在谷点上，而是在大于Vds(M1)X的更高电压电平下，强制电流注入开关的接通。
在RCIT中，电流注入累积，直到跨越主开关M1 106的电压衰减到Vds(M1)X的电平，如等式212中所呈现。如果当电流注入开关接通时，跨越主开关的电压低，那么VdsM1达到Vds(M1)X的时间将较短。因此，电流注入的幅值较低，且电流注入的RMS也较低。当电流注入接通处跨越主开关的电压较高时，例如Vds(M1)H，那么VdsM1达到Vds(M1)X电平的时间将较长，且因此Iinj电流将累积到更高的幅值。RCIT的这种自调整特征允许在任何条件下的效率优化操作。
RCIT的自调整特征在来自在不连续模式下操作的反激转换器的一些实验波形中例示。图16A呈现如图1中所描绘的反激拓扑的反激拓扑中跨越主开关M1 106的电压。电流注入开关在跨越初级开关的振铃的“斜坡”处接通，且电流注入的幅值约为4.5A。如图16B中所呈现，当电流注入开关在谷点处接通时，电流注入幅值减小到小于1A。这是先前描述的RCIT的自调整特征的例示。
图1中所描绘的RCIT电路的分析仅针对其中未传导SR1 114的操作进行。图15呈现当在电流注入Minj 140接通时，变压器TR1 100的次级绕组112中存在电流流动时RCIT电路的操作。
在图15中，当电流在t0处流动穿过SR1 114时，即其中电流注入开关Minj 140接通时，存在图1的波形。图15中所描绘的波形为：穿过SR1 114的电流ISR1；电流注入Iinj；用于Minj 140的控制信号VcMinj，跨越M1 106的电压VdsM1；用于M1 106的控制信号Vc(M1)。
在t0处，电流注入开关Minj 140接通。电流Iinj 122开始流动穿过电流注入绕组。电流注入将跟随最小阻抗路径流动穿过变压器Tr1 100绕组。因为SR1 114是传导的，所以它为穿过绕组112的电流注入提供低阻抗路径。反射到绕组112的电流注入将以与流动穿过SR1 114的电流相反的极性流动朝向绕组的点。在t1处，在绕组112中反射的电流注入幅值将超过穿过SR1 114的电流，且穿过SR1 114的电流将变为零，且SR1 114将关断。当SR1 114关断且不再有电流流动穿过绕组112时，电流注入将开始流动穿过初级绕组Np 102，朝向点，并开始使寄生电容Ceq1 110朝向零放电。
从t0到t1，跨越M1 106的电压VdsM1不变，如图15中所呈现。在t1处，反射到绕组112中的电流注入达到流动穿过SR1 114但极性相反的电流的电平。
Figure BDA0003503026490000151
在t1处，穿过SR1 114的电流达到零，且SR1关断。
在t1之后，因为经由次级绕组112的阻抗由于SR1 114的关断而增加，所以电流注入继续流动穿过初级绕组，从而使跨越M1 106反射的寄生电容放电。电流注入的幅值继续增加，直到跨越M1 106的电压将在t2处达到Vds(M1)X。
在t2之后，电流注入开始衰减，直到它在t5处达到零。从t5到t6，电流变为负，而在从t5到t6的时间间隔期间对Cinj 136的值进行再充电。当电流注入为负时，Minj 140在t5与t6之间的tN处关断。这防止在关断时跨越Minj 140的任何尖峰。
即使在其中存在电流流动穿过次级中的整流器构件的状况下，RCIT电流注入也自调整，且电流注入增加，直到反射到传导的次级绕组中的电流注入的幅值达到流动穿过所述次级绕组但具有相反的极性的电流的幅值。在次级中的整流器构件在零电流下关断之后，电流注入进一步增加，直到跨越M1 106的电压达到Vds(M1)X电平。在电流注入开关Minj140的接通与主开关M1的接通之间的延迟时间δ不足以允许电流注入使Ceq1110完全放电到零的情况下，δ可相应地增加。
在其中整流器构件在传导的应用中，则不管通过连接到整流器构件的次级绕组的电流流动的幅值，电流注入都在无需外部控制的情况下自动增加，直到它超过穿过所述整流器构件的电流的电平。转换器的控制器接着只需调整延迟时间δ，以确保在初级开关M1106接通之前，存在足够的时间来使Ceq1放电到零或任何其它期望的预设电平。
图17呈现若干电路A到E，其可产生在电流注入电路M 124中使用的Vinj。在电路A、B及D中，Vinj与Vin成比例。在电路C中，Vinj是固定的。在电路E中，Vinj与电流源Isinj成比例。绕组Lvi、Lvi1及Lvi2与电流注入绕组被放置在同一变压器上。Vinj还可由辅助转换器产生，其中Vinj由智能处理器定制，以便为给定目的定制电流注入。RCIT适用于任何功率电平，并可用于非常高的功率电平，其中所有开关元件可在零电压下接通，且仅通过在变压器中添加电流注入电路M 124及电流注入绕组，即可使用最小的硬件变化实现。
图18呈现在双晶体管正向转换器拓扑中并入RCIT电流注入。在第9,899,929号美国专利及第10,050,545号美国专利中，呈现用于在双晶体管正向拓扑中获得跨越初级开关的软开关的方法。在所述两项专利中，用于获得零电压开关的电流注入解决方案将“现有技术2”方法用于电流注入。然而，在图18中，呈现并入用于电流注入的RCIT的双晶体管正向拓扑。这允许具有零电压开关的双晶体管正向转换器受益于RCIT的所有优点，例如自调整特性、控制能力特性以及针对最大效率而进行优化的潜力。
图19呈现利用RCIT的全桥拓扑。全桥可为传统的全桥拓扑或相移全桥拓扑。第10,291,140号美国专利的公开呈现具有采用“现有技术2”技术的电流注入的全桥相移拓扑。在双端全桥拓扑中，存在两个电流注入电路，每一者经设计以耗尽流动穿过每一同步整流器的电流，如图19中所呈现。每一电流注入电路都具有对应的整流器构件，使得在次级中存在两个整流器构件。例如，在图19中，使用Minj1的电流注入电路具有对应的第一整流器构件SR1 114，且使用Minj2的电流注入电路具有对应的第二整流器构件SR2 302。在同步整流器在零电流下关断之后，电流注入继续流动穿过初级绕组Np 102，以使跨越初级开关元件的寄生电容放电到零。将RCIT电流注入与本公开中所呈现的特征合并将由于RCIT的自然自调整特征而有助于提高效率及控制的简单性。
在RCIT中，M1依其接通的跨越M1 106的电压电平完全由两个参数控制，即Vinj以及延迟时间δ，所述延迟时间δ是电流注入开关的接通与初级开关的接通之间的延迟时间，如图8及图15中所描绘。在大多数应用中，目标是在零电压下接通初级开关。通过调谐Vinj及延迟时间δ，不管操作条件如何，都可完全控制主开关依其接通的跨越主开关的所期望电压。
存在其中经由整流器构件流动穿过次级绕组的电流的幅值非常高的应用；在此类应用中，优选地，若干电流注入电路并联工作。强制电流穿过整流器构件的总电流注入设计是由所述电流注入电路产生的电流注入的总和。多电流注入电路也可在相移模式下工作，且在这种情况下，总电流注入可以任何形式整形，这对于应用来说是最优的。
其它拓扑中的RCIT的操作模式与针对反激拓扑呈现的操作模式相同。在大多数此类应用中，当电流注入开关接通时，次级绕组中存在电流流动。如本描述中先前所描述，电流注入通过电流注入绕组与其中电流正在流动的次级绕组之间的泄漏电感累积。电流注入绕组的极性依以下这样一种方式选择：当电流通过每一电流注入绕组累积时，电流被反射到传导电流的对应的次级绕组中，具有与来自所述次级绕组的电流相反的极性。电流注入继续累积，直到所述次级绕组中反射的电流注入达到相同的幅值，但与在所述次级绕组中流动的所述电流相反的极性，且在此时，穿过所述次级绕组中的整流器构件的电流变为零，且整流器构件将被关断。如果存在其中电流正在流动的若干次级绕组，这也适用。在连接到次级绕组的所有整流器构件关断之后，电流注入将在初级绕组中反射，并将开始使跨越初级开关元件反射的寄生电容朝向零放电。
每一电流注入绕组确实具有连接到整流器构件的对应的次级绕组。当电流注入通过电流注入绕组累积时，电流流动穿过具有传导的整流器构件的对应的次级绕组，且电流注入累积，直到反射到所述对应的绕组中的电流注入达到与流动穿过所述对应的次级绕组的电流相同的幅值及相反的极性，此时所述整流器构件将被关断。在形成次级的所有整流器构件被关断之后，电流注入将在初级绕组中反射，从而使跨越初级开关的寄生电容朝向零放电，而不管寄生电容的值。
在RCIT下，电流注入将始终增加幅值，直到跨越对应的初级开关的电压放电到Vds(M1)X的电平。
本文所呈现的实施例确实适用于所有拓扑，即隔离的及非隔离的。现在以若干涵盖性定义介绍功能性变压器的术语。功能性变压器是具有至少两个绕组的磁性元件。从安全方面来看，这些绕组可被放置在初级及次级中，或这些绕组都可被放置在初级中。功能性变压器并不暗示在变压器中处理的全部功率从一个绕组发送到另一绕组。功能性变压器可意味着仅一部分经处理的功率通过感应构件从一个绕组传送到另一绕组。图20呈现此类功能性转换器。图20呈现由输入电压源、磁性元件TR2 300、主开关M300 306、跨越M300反射的寄生电容Ceq300 310、整流器构件Do300 360、及输出电容器Co300 364以及输出负载Ro300 366形成的升压拓扑。在功率转换的领域中，含有变压器300的绕组302的磁性元件362被称为升压电感器或升压扼流圈。升压电感器的作用是在主开关M300 306的传导期间存储能量，且然后在M300 306开关被关断时，经由Do300 360将此能量传送到输出电容器Co300 362及输出负载Ro300366。在图20中，升压电感器是功能性变压器TR2 300的一部分。在TR2 300中，还存在电流注入绕组120。通过电感元件362处理的大部分功率被传送到Co300 364及Ro300 366。然而，经由TR2 300处理的功率的一部分经由电流注入绕组120从Vinj 134传送到绕组302。来自图20的变压器元件TR2是功能性变压器，因为从绕组120传送到绕组302的功率只是通过绕组302处理的功率的一部分，其被发送到Co300 364及Ro300 364。绕组120是电流注入电路的一部分，且其主要目标是将电流注入到绕组302中，目的是整形穿过其的电流，并迫使电流穿过整流器构件Do300以达到零，并在M300 306接通之前，进一步使寄生电容Ceq300 310放电到零。具有RCIT的升压拓扑的一个可能用途是功率因数校正。通过使用RCIT，主开关M300在零电压开关时接通，而不管输入电压及输出电流。
当升压转换器在不连续模式下操作时，电流注入开关在停滞时间期间在跨越主开关的振铃期间在谷点处接通，以便最小化使跨越主开关反射的寄生电容Ceq300放电所需的能量。RCIT确实具有自调整及减小其中主开关接通时电压的电流注入幅值函数的特征。
在升压转换器在连续模式下操作的情况下，RCIT将自动定制电流注入幅值，以在电流注入中累积足够的幅值，使得以与绕组302中的现存电流相反的极性反射的电流注入幅值将超过流动穿过绕组302及Do300 360的电流的值。当反射到绕组302中的电流注入幅值超过流动穿过Do300 360的电流时，整流器Do300 360在零电流电平下关断，从而消除跨越Do300 360的任何振铃及尖峰。进一步来说，电流注入继续流动穿过绕组302，从而使跨越M300306反射的寄生电容放电。电流注入继续增加，直到跨越M300 306的电压将衰减到Vds(M300)X＝Vin-Ni*Vinj。
应用于升压拓扑的RCIT的自调整特征允许在任何操作条件下的零电压开关。此特征是功率因数校正电路中的一个优点，其中存在用于输入电压及输入电流的大操作范围。此外，RCIT还可在操作于连续及不连续模式下的降压拓扑中使用。在不连续模式中，电流注入在跨越主开关的振铃的谷点处激活，以最小化电流注入的幅值及RMS。
上文充分且清楚地描述优选实施例，以使所属领域的技术人员能够理解、制作及使用优选实施例。所属领域的技术人员将认识到，可在不脱离本发明的精神的情况下对上文描述进行修改，且一些实施例仅包含所描述的那些元件及特征或其子集。在修改不脱离本发明的精神的范围的程度上，它们旨在包含在本发明的范围内。
本发明要求：

Claims (28)

1.一种方法，其包括：
提供DC-DC转换器，其包括：
初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；
变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组、所述次级侧处的次级绕组及电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述电流注入绕组之间形成泄漏电感；
输入电压源；
初级开关，其连接到所述初级绕组；
寄生电容，其跨越所述初级开关反射；
次级整流器构件，其连接到所述次级绕组；
电流注入电路，其包括：
电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第一端子；及
单向电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关；及
受控电压源，其连接到所述单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的一端处连接到所述电流注入开关；
接通所述电流注入开关，以开始从所述受控电压源流动穿过所述单向电流注入开关并进一步流动穿过所述电流注入绕组的电流注入，其中所述电流注入以与所述电流注入绕组对所述初级绕组的匝数比成比例的幅值反射到所述初级绕组中；
反射到所述初级绕组中的所述电流注入使跨越所述初级开关反射的所述寄生电容放电；
在所述电流注入开关接通之后，以延迟时间接通所述初级开关；及
在所述电流注入达到零幅值之后，关断所述电流注入开关。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述延迟时间足以使所述初级开关在预定电压电平下接通。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述预定电压电平为零。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述受控电压源具有足以使所述初级开关在预定电压电平下接通的电平。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述预定电压电平为零。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流注入开关在跨越所述初级开关的振铃期间在电压电平的谷点中接通，以便以最小能耗为所述主开关创建零电压开关条件。
7.根据权利要求1所述的方法，其中所述电流注入电路包括反激拓扑、升压拓扑及降压拓扑中的一者的部分。
8.一种方法，其包括：
提供DC-DC转换器，其包括：
初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；
变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组、所述次级侧处的次级绕组及电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述电流注入绕组之间形成泄漏电感；
输入电压源；
初级开关，其连接到所述初级绕组；
寄生电容，其跨越所述初级开关反射；
次级整流器构件，其连接到所述次级绕组；
电流注入电路，其包括：
电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第一端子；及
单向电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关；
受控电压源，其连接到所述单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的一端处连接到所述电流注入开关；及
电流注入电容器，其连接在所述单向电流注入开关与所述受控电压源之间；
接通所述电流注入开关，以开始从所述受控电压源流动穿过所述单向电流注入开关并进一步流动穿过所述电流注入绕组的电流注入，其中所述电流注入以与所述电流注入绕组对所述初级绕组的匝数比成比例的幅值反射到所述初级绕组中；
反射到所述初级绕组中的所述电流注入使跨越所述初级开关反射的所述寄生电容放电；
在所述电流注入开关接通之后，以延迟时间接通所述初级开关；及
在所述电流注入变为负之后且在其达到零幅值之前，关断所述电流注入开关。
9.根据权利要求8所述的方法，其中所述延迟时间足以使所述初级开关在预定电压电平下接通。
10.根据权利要求9所述的方法，其中所述预定电压电平为零。
11.根据权利要求8所述的方法，其中所述受控电压源具有足以使所述初级开关在预定电压电平下接通的电平。
12.根据权利要求11所述的方法，其中所述预定电压电平为零。
13.根据权利要求8所述的方法，其中所述电流注入开关在跨越所述初级开关的振铃期间在电压电平的谷点中接通，以便以最小能耗为所述主开关创建零电压开关条件。
14.根据权利要求8所述的方法，其中所述电流注入电路包括反激拓扑、升压拓扑及降压拓扑中的一者的部分。
15.一种方法，其包括：
提供DC-DC转换器，其包括：
初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；
变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组、所述次级侧处的次级绕组及电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述电流注入绕组之间形成泄漏电感；
输入电压源；
初级开关，其连接到所述初级绕组；
寄生电容，其跨越所述初级开关反射；
次级整流器构件，其连接到所述次级绕组；
电流注入电路，其包括：
电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第一端子；及
单向电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关；
受控电压源，其连接到所述单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的一端处连接到所述电流注入开关；及
电流注入电容器，其连接在所述单向电流注入开关与所述受控电压源之间；
接通所述电流注入开关，以开始从所述受控电压源流动穿过所述单向电流注入开关并进一步流动穿过所述电流注入绕组的电流注入，其中所述电流注入以与所述电流注入绕组对所述次级绕组的匝数比成比例的幅值反射到所述次级绕组中；
其中反射到所述次级绕组中的所述电流注入具有流动穿过所述整流器构件的电流的相反极性，并超过流动穿过所述整流器构件的电流的幅值；
在流动穿过所述整流器构件的所述电流达到零之后，关断所述整流器构件；
所述电流注入以与所述电流注入绕组对所述初级绕组的匝数比成比例的幅值进一步反射到所述初级绕组中；
反射到所述初级绕组中的所述电流注入使跨越所述初级开关反射的所述寄生电容放电；
在所述电流注入开关接通之后，以延迟时间接通所述初级开关；及
在所述电流注入变为负之后且在其达到零幅值之前，关断所述电流注入开关。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述延迟时间足以使所述初级开关在预定电压电平下接通。
17.根据权利要求16所述的方法，其中所述预定电压电平为零。
18.根据权利要求15所述的方法，其中所述受控电压源具有足以使所述初级开关在预定电压电平下接通的电平。
19.根据权利要求18所述的方法，其中所述预定电压电平为零。
20.根据权利要求15所述的方法，其中所述电流注入电路包括反激拓扑、升压拓扑及降压拓扑中的一者的部分。
21.一种方法，其包括：
提供DC-DC转换器，其包括：
初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；
变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组及所述次级侧处的两个次级绕组，以及两个电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述两个电流注入绕组中的每一者之间及也在所述次级绕组与所述两个电流注入绕组中的每一者之间形成泄漏电感；
输入电压源；
两个初级开关，其连接到所述初级绕组；
寄生电容，其跨越所述两个初级开关中的每一者反射；
两个次级整流器构件，其每一者连接到所述两个次级绕组中的相应一者；
电流注入电路，其包括：
两个电流注入开关，其每一者连接到所述两个电流注入绕组中的相应一者的第一端子；及
两个单向电流注入开关，其每一者连接到所述两个电流注入绕组中的所述相应一者的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关；
两个受控电压源，其每一者连接到所述相应的单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的端处连接到每一电流注入开关；
两个电流注入电容器，其每一者连接在所述相应的单向电流注入开关与所述受控电压源之间；
每一电流注入开关具有对应的整流器构件，其中流动穿过所述电流注入开关中的每一者的电流注入在连接到与流动穿过所述对应的整流器构件的电流相反的极性的所述对应的整流器构件的所述次级绕组中产生感应电流；且
每一电流注入开关具有对应的初级开关，其中流动穿过所述电流注入开关中的每一者的电流注入在连接到与流动穿过对应的初级开关的所述电流相反的极性的所述对应的初级开关的所述初级绕组中产生感应电流；
接通所述电流注入开关中的每一者，以开始从所述受控电压源流动穿过所述相应的单向电流注入开关并进一步流动穿过所述相应的电流注入绕组的电流注入，其中所述电流注入以与所述电流注入绕组对连接到所述对应的整流器构件的所述次级绕组的匝数比成比例的幅值反射到连接到所述对应的整流器构件的所述次级绕组中；
反射到连接到所述对应的整流器构件的所述次级绕组中的所述电流注入具有流动穿过所述对应的整流器构件的电流的相反极性，并超过流动穿过所述对应的整流器构件的所述电流的所述幅值；
在穿过所述整流器构件的所述电流达到零之后，关断所述整流器构件；
所述电流注入以与所述电流注入绕组对所述初级绕组的匝数比成比例的幅值进一步反射到所述初级绕组中；
反射到所述初级绕组中的所述电流注入使跨越所述初级开关反射的所述寄生电容放电；
在所述对应的电流注入开关接通之后，以延迟时间接通所述相应的对应的初级开关；及
在所述电流注入变为负之后且在其达到零幅值之前，关断所述电流注入开关。
22.根据权利要求21所述的方法，其中所述延迟时间足以使所述初级开关在预定电压电平下接通。
23.根据权利要求22所述的方法，其中所述预定电压电平为零。
24.根据权利要求21所述的方法，其中所述受控电压源具有足以使所述初级开关在预定电压电平下接通的电平。
25.根据权利要求24所述的方法，其中所述预定电压电平为零。
26.根据权利要求21所述的方法，其中所述电流注入电路包括半桥拓扑、全桥拓扑及双晶体管正向拓扑中的一者的部分。
27.一种DC-DC转换器，其包括：
初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；
变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组、所述次级侧处的次级绕组及电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述电流注入绕组之间形成泄漏电感；
输入电压源；
初级开关，其连接到所述初级绕组；
寄生电容，其跨越所述初级开关反射；
次级整流器构件，其连接到所述次级绕组；
电流注入电路，其包括：
电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第一端子；及
单向电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关；及
受控电压源，其连接到所述单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的一端处连接到所述电流注入开关。
28.一种DC-DC转换器，其包括：
初级侧及次级侧，所述初级侧具有主开关；
变压器，其具有所述初级侧处的初级绕组、所述次级侧处的次级绕组及电流注入绕组，其中在所述初级绕组与所述电流注入绕组之间形成泄漏电感；
输入电压源；
初级开关，其连接到所述初级绕组；
寄生电容，其跨越所述初级开关反射；
次级整流器构件，其连接到所述次级绕组；
电流注入电路，其包括：
电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第一端子；及
单向电流注入开关，其连接到所述电流注入绕组的第二端子，其中所述第二端子未连接到所述电流注入开关；
受控电压源，其连接到所述单向电流注入开关，且在所述电流注入开关的未连接到所述电流注入绕组的一端处连接到所述电流注入开关；及
电流注入电容器，其连接在所述单向电流注入开关与所述受控电压源之间。
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