KR101141374B1 - 부스트 컨버터 - Google Patents

Abstract

본 발명은 소자에 전달되는 전압을 전원 변환 중의 충전 전압 또는 출력 전압으로 클램프하여 별도의 손실 스너버 채용없이 소자의 내압을 저감시키는 부스트 컨버터에 관한 것으로, 입력 전원을 전달받는 제1 권선과, 상기 제1 권선과 전자기 결합하여 사전에 설정된 권선비를 갖는 제2 권선을 구비하는 트랜스포머와, 사전에 설정된 듀티에 따라 상기 제1 권선에 전달되는 상기 입력 전원을 스위칭 온 오프하는 스위칭부와, 상기 스위칭부의 스위칭에 의해 출력측에 전달되는 링크 전압을 충전하는 링크 캐패시터를 구비하고, 상기 링크 전압의 레벨과 상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨의 비교 결과에 따라 출력되는 전원을 클램프하는 클램프부와, 상기 클램프부로부터 출력되는 전원을 안정화시키는 안정화부를 포함하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터를 제공한다.

Description

부스트 컨버터{BOOST CONVERTER}

본 발명은 부스트 컨버터에 관한 것으로, 보다 상세하게는 소자에 전달되는 전압을 전원 변환 중의 충전 전압 또는 출력 전압으로 클램프하여 별도의 손실 스너버 채용없이 소자의 내압을 저감시키는 부스트 컨버터에 관한 것이다.

최근 들어, 연료전지나 배터리 기반의 전기 구동 시스템, 반도체 제조장비, 대형 디스플레이 장치, 초음파 및 엑스레이(X-ray) 장치 등을 위해 낮은 DC 전압을 승압할 수 있는 다양한 전원 장치들이 연구 개발되고 있다.

이러한 전원 장치로는 부스트 컨버터를 대표적인 전원 장치로 볼 수 있다.

일반적인 부스트 컨버터로는 높은 승압비를 획득하기 곤란하여, 기존에는 복수의 부스트 컨버터를 직렬로 연결하여 높은 승압비를 얻었으나 이는 전력 변환 효율의 감소와 사용 부품의 증가로 인한 가격 상승의 문제점이 있다.

이를 해소하기 위해, 탭 인덕터(tap inductor)를 채용한 부스트 컨버터가 개시되었으나, 전원 변환 스위칭시에 발생되는 서지(surge) 형태의 전압을 저감하기 위한 손실 스너버(subber)의 채용이 필수적이다.

그러나, 이 또한 손실 스너버에 의한 전력 변환 효율의 감소와 서지 형태의 전압이 여전히 발생하기 때문에 내압이 높은 소자를 채용하여야하여 제조 비용이 상승하는 문제점이 여전히 남아 있다.

본 발명의 목적은 소자에 전달되는 전압을 전원 변환 중의 충전 전압 또는 출력 전압으로 클램프하여 별도의 손실 스너버 채용없이 소자의 내압을 저감시키는 부스트 컨버터를 제공하는 것이다.

상술한 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 하나의 기술적인 측면은 입력 전원을 전달받는 제1 권선과, 상기 제1 권선과 전자기 결합하여 사전에 설정된 권선비를 갖는 제2 권선을 구비하는 트랜스포머와, 사전에 설정된 듀티에 따라 상기 제1 권선에 전달되는 상기 입력 전원을 스위칭 온 오프하는 스위칭부와, 상기 스위칭부의 스위칭에 의해 출력측에 전달되는 링크 전압을 충전하는 링크 캐패시터를 구비하고, 상기 링크 전압의 레벨과 상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨의 비교 결과에 따라 출력되는 전원을 클램프하는 클램프부와, 상기 클램프부로부터 출력되는 전원을 안정화시키는 안정화부를 포함하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터를 제공하는 것이다.

본 발명의 하나의 기술적인 측면에 따르면, 상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨은 상기 링크 캐패시터에 충전되는 전압 레벨보다 높을 수 있다.

본 발명의 하나의 기술적인 측면에 따르면, 상기 트랜스포머는 상기 제1 권선의 일단과 상기 입력 전원이 전달되는 입력 전원단의 일단 사이에 직렬 연결되는 누설 인덕턴스와, 상기 제1 권선의 일단 및 타단에 병렬 연결되는 자기 인덕턴스를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 하나의 기술적인 측면에 따르면, 상기 스위칭부는 상기 제1 권선의 타단과 접지사이에 연결되는 스위치를 포함하고, 상기 클램프부는 상기 제1 권선의 타단에 연결되는 애노드와 상기 제2 권선의 일단에 연결되는 캐소드를 갖는 제1 다이오드와, 접지에 연결되는 애노드와 상기 제2 권선의 타단에 연결되는 캐소드를 갖는 제2 다이오드를 더 포함하고, 상기 링크 캐패시터는 상기 제1 다이오드의 캐소드와 접지 사이에 연결될 수 있다.

본 발명의 하나의 기술적인 측면에 따르면, 상기 안정화부는 상기 제2 권선의 타단에 연결된 애노드를 갖는 제3 다이오드와, 상기 제3 다이오드의 캐소드와 접지에 연결되는 제2 캐패시터를 포함할 수 있다.

본 발명의 하나의 기술적인 측면에 따르면, 상기 제2 다이오드는 상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨이 상기 링크 캐패시터에 충전되는 전압 레벨보다 낮으면 턴 오프하고, 상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨이 상기 링크 캐패시터에 충전되는 전압 레벨보다 높으면 턴 온하여 상기 제3 다이오드의 양단 전압을 상기 제2 캐패시터에 충전되는 출력 전압으로 클램프할 수 있다.

본 발명의 하나의 기술적인 측면에 따르면, 상기 제1 권선과 상기 제2 권선은 권선 방향이 동일할 수 있다.

본 발명에 따르면, 소자에 전달되는 전압을 전원 변환 중의 충전 전압 또는 출력 전압으로 클램프하여 별도의 손실 스너버 채용없이 소자의 내압을 저감시켜, 손실 스너버에 의한 전력 변환 효율의 감소를 방지하고, 내압이 낮은 소자를 채용할 수 있어 제조 비용이 저감되는 효과가 있다.

도 1은 본 발명의 부스트 컨버터의 개략적인 구성도.
도 2는 본 발명의 제2 다이오드의 턴 오프시 부스트 컨버터의 주요 부분의 신호 파형도.
도 3a 내지 도 3c는 도 2에 도시된 신호 파형에 따른 전류 흐름도.
도 4는 제2 다이오드의 턴 오프시 제1 및 제3 다이오드의 전류 파형 그래프.
도 5는 본 발명의 제2 다이오드의 턴 온시 부스트 컨버터의 주요 부분의 신호 파형도.
도 6a 내지 도 6c는 도 5에 도시된 신호 파형에 따른 전류 흐름도.
도 7은 제2 다이오드의 턴 온 시의 링크 캐패시터의 전류 파형 그래프.
도 8은 제2 다이오드의 턴 오프시 부스트 컨버터의 모의 실험의 결과를 나타내는 그래프이고, 도 9는 제2 다이오드의 턴 온시 부스트 컨버터의 모의 실험의 결과를 나타내는 그래프.

이하, 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명하도록 한다.

도 1은 본 발명의 부스트 컨버터의 개략적인 구성도이다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 부스트 컨버터(100)는 트랜스포머(110), 스위칭부(120), 클램프부(130) 및 안정화부(140)를 포함할 수 있다.

트랜스포머(110)는 제1 권선(Np)과 제2 권선(Ns)를 구비할 수 있고, 제1 권선(Np)과 제2 권선(Ns)은 서로 전자기 결합하여 사전에 설정된 권선비를 형성할 수 있다.

스위칭부(120)는 사전에 설정된 듀티에 따라 제1 권선(Np)에 전달되는 입력 전원을 스위칭하는 스위치(M)를 구비할 수 있다.

클램프부(130)는 전원을 전달하는 제1 및 제2 다이오드(D1,D2), 링크 캐패시터(C_Link)를 구비할 수 있다.

안정화부(140)는 출력되는 전원을 안정화시키는 제3 다이오드(D3)와 캐패시터(Co)를 포함할 수 있다.

트랜스포머(110)의 제1 권선(Np)의 일단은 입력 전원(Vin)이 입력되는 입력 전원단의 일단에 연결될 수 있고, 제1 권선(Np)의 타단은 스위칭부(120)의 스위치(M)의 일단에 연결될 수 있다. 스위치(M)의 타단은 접지에 연결될 수 있고, 링크 캐패시터(C_Link)의 타단은 접지에 연결될 수 있으며, 제1 다이오드(D1)의 애노드는 스위치(M)의 일단에 연결되고 캐소드는 링크 캐패시터(C_Link)의 일단에 연결될 수 있다. 제2 권선(Ns)의 일단은 링크 캐패시터(C_Link)의 일단에 연결될 수 있고, 제2 다이오드(D2)의 애노드는 제2 권선(Ns)의 타단에 연결되고 캐소드는 접지에 연결될 수 있다. 제3 다이오드(D3)의 애노드는 제2 다이오드(D2)의 캐소드에 연결되고 제3 다이오드(D3)의 캐소드는 캐패시터(Co)의 일단에 연결될 수 있고, 캐패시터(Co)의 타단은 접지에 연결될 수 있다.

상술한 본 발명의 부스트 컨버터(100)는 스위치(M)이 도통했을때 제2 다이오드(D2)의 도통 여부는 다음의 수학식1에 의해 결정되며 이에 따라 제2 다이오드(D2)의 턴 오프시와 턴 온시의 2가지 방식으로 동작 가능하다.

<수학식1>

즉, 스위치(M)이 도통하였을대 트랜스포머(110)의 턴 비(Ns/Np)가 작아 제2 권선(Ns)에 유기되는 전압(Vsec)이 링크 캐패시터(C_link)의 전압(V_{C _ link})보다 작을 경우 제2 다이오드(D2)는 역방향 바이어스가 되므로 항상 오프되고, 반대로 트랜스포머(110)의 턴 비(Ns/Np)가 커 제2 권선(Ns)에 유기되는 전압(Vsec)이 링크 캐패시터(C_link)의 전압(V_{C _ link})보다 클 경우 제2 다이오드(D2)는 순방향 바이어스가 되어 도통하게 된다.

한편, 스위치(M)이 차단되었을 때 제2 다이오드(D2)는 제3 다이오드(D3)의 양단 전압을 출력 전압(Vo)로 클램프시키는 역확을 한다.

먼저 제2 다이오드(D2)의 턴 오프시의 동작에 관하여 설명하도록 한다.

도 2는 본 발명의 제2 다이오드의 턴 오프시 부스트 컨버터의 주요 부분의 신호 파형도이고, 도 3a 내지 도 3c는 도 2에 도시된 신호 파형에 따른 전류 흐름도이며, 도 4는 제2 다이오드의 턴 오프시 제1 및 제3 다이오드의 전류 파형이다.

설명에 앞서 해석의 편의를 위해 다음의 가정을 둔다. 누설 인덕터(Llk)는 자화 인덕터(Lm)에 비해 매우 작고, 자화 인덕터(Lm)은 매우 커서 자화 인덕터의 전류 리플은 무시할 만큼 작으며, 링크 캐패시터의 전압(V_link), 제1 캐패시터의 전압(Vc) 및 캐패시터의 전압(Vo)은 일정하고, 모든 동작은 정상 상태이며 도시된 부분을 제외한 모든 기생 성분은 없는 것으로 가정한다.

한편, 도시된 부하는 발광 다이오드(Light Emitting Diodes) 광원체일 수 있다.

도 1과 함께, 도 2, 도 3a 내지 도 3c 및 도 4를 참조하면, 먼저 시간 t0~t1인 모드 1에서의 동작은 스위치(M)이 시간t0에서 턴 온하면 트랜스포머(110)의 권선 시작점에 양의 전압이 인가되므로 제1 다이오드(D1)에는 출력 전압(Vo)과 링크 캐패시터(C_link)의 전압(V_{C _ link})이 인가되고, 제2 다이오드(D2)에는 링크 캐패시터(C_link)의 전압(V_{C _ link})과 트랜스포머(110)의 제1 권선(Np)의 전압(Vpri)을 턴비(Ns/Np)로 곱한 전압(Vpri(Ns/Np))이 인가되며, 제3 다이오드(D3)에는 출력 전압(Vo)과 링크 캐패시터(C_link)의 전압(V_{C _ link})이 인가되어 제1 내지 제3 다이오드(D1,D2,D3)이턴 오프되므로, 도 3a의 실선과 같은 도통 경로가 형성된다.

또한 트랜스포머(110)의 일차측에는 입력 전압(Vin)이 인가되어 입력 전류 (iin)은 Vin/Lm의 기울기로 증가하게 된다.

한편, 스위치(M)이 턴 온하는 순간 트랜스포머(110)의 누설 인덕터(Lk)의 인덕턴스 성분과 제3 다이오드(D3)의 기생 캐패시터(Cj3) 사이의 공진이 발생되나 출력 전압(Vo)에 의해 클램프된다.

다음으로 시간 t1~t2인 모드 2에서의 동작은 스위치(M)이 턴 오프하면 도 3b와 같이 트랜스포머(110)의 입력 전류(iin)이 제1 다이오드(D1)를 따라 링크 캐패시터(C_link)로 흐르므로 트랜스포머(110)의 권선 시작점에 음전압이 인가되어 제2 다이오드(D2)는 턴 오프된다. 트랜스포머(110)의 제1 권선(Np)의 전류(ipri)는 입력 전류(iin)과 자화 인덕터(Lm)의 전류(iLm)의 차만큼 흐르게 되며, 트랜스포머(110)의 제2 권선(Ns)에 흐르는 전류(isec)에 의해 제3 다이오드(D3)가 도통하게 되므로, 자화 인덕터(Lm)에는 도 3(b)와 같이 -(Vo-V_{C _ link})/(Ns/Np) 전압이 인가되고, 누설 인덕터(Lk)에는 Vin+V_{C _ link}-(Vo-V_{C _ link})/(Ns/Np)의 전압이 인가된다. 따라서, 입력 전류(iin)는 {Vin+V_{C _ link}-(Vo-V_{C _ link})/(Ns/Np)}/Lm의 기울기로 감소하게 된다. 한편, 이전의 모드1에서 자화 인덕터(Lm)에 저장된 에너지는 트랜스포머(110)을 통해 2차측으로 전달되고, 누설 인덕터(Lk)에 저장된 에너지는 스위치(M)의 드레인(drain)-소스(source) 사이의 캐패시터와 공진을 발생시키게 되어 스위치(M)의 드레인-소스간의 전압(VDS)는 급격하게 상승하게 되지만 제1 다이오드(D1)이 도통되기 때문에 스위치(M)의 전압은 V_{C _ link}로 클램프된다.

마지막으로, 시간t2~t3인 모드 3에서의 동작은 입력 전류(iin)이 '0'이 되고나면 도 3c와 같이 제1 다이오드(D1)이 턴 오프되고, 자화 인덕터(Lm)의 전류(iLm)은 모두 트랜스포머(110)을 통해 출력측으로 전달된다.

이후 상술한 모드 1내지 모드 3은 반복 동작하게 된다.

한편, 캐패시터(Co)의 평균 전류는 전하 평형 원리에 의해 '0'이 되어야 하므로, 다음의 수학식2과 같다.

<수학식2>

따라서, 제1 다이오드(D1)의 평균 전류는 제3 다이오드(D3)의 평균 전류와 동일해야 하므로 자화 인덕터(Lm)이 매우커 자화 인덕터의 전류(iLm)의 리플이 무시할 만큼 작다면 하락 주기(Tfall)은 다음의 수학식3으로부터 유도될 수 있다.

<수학식3>

여기서, 자화 인덕터(Lm)의 전류(iLm)는 입력전류(iin)과 트랜스포머(110)의 제1 권선(Np)의 전류(ipri)의 합과 같아지므로, 다음의 수학식4가 유도될 수 있다.

<수학식4>

따라서, 수학식3과 수학식4에 의해 출력 전압(Vo)는 다음의 수학식5와 같다.

<수학식5>

한편, 도 2의 신호 파형과 같이 자화 인덕터(Lm)의 평균 전압은 '0'이므로 다음의 수학식6을 만족하여야 한다.

<수학식6>

따라서, 수학식5 및 수학식6에 의해 링크 캐패시터(C_link)의 전압(V_{C _ link})은 다음의 수학식7과 같다.

<수학식7>

다음으로, 제2 다이오드(D2)의 턴 온시의 동작에 관하여 설명하도록 한다.

도 5는 본 발명의 제2 다이오드의 턴 온시 부스트 컨버터의 주요 부분의 신호 파형도이고, 도 6a 내지 도 6c는 도 5에 도시된 신호 파형에 따른 전류 흐름도이며, 도 7은 제2 다이오드의 턴 온 시의 링크 캐패시터의 전류 파형이다.

설명에 앞서 해석의 편의를 위해 상술한 가정과 동일한 가정을 둔다.

도 1과 함께, 도 5, 도 6a 내지 도 6 및 도 7을 참조하면, 먼저 시간t0~t1의 모드1에서의 동작은 스위치(M)이 턴 온 하면 트랜스포머(110)의 권선 시작점에 양의 전압이 인가되므로, 제2 다이오드(D2)는 턴 온 되고, 제1 다이오드(D1)에는 링크 캐패시터(C_link)의 전압(V_{C _ link})이 인가되고, 제3 다이오드에는 출력 전압(Vo)가 인가되어 제1 및 제3 다이오드(D1,D3)는 턴 오프되므로 도 6a의 실선과 같은 도통 경로가 형성된다. 따라서, 자화 인덕터(Lm)에는 도 5와 같이 링크 캐패시터(C_link)의 전압(V_{C _ link})/(Ns/Np)가 인가되고, 누설 인덕터(Lk)에는 Vin-V_{C _ link}/(Ns/Np)의 전압이 인사되어 입력 전류(iin)는 {Vin-V_{C _ link}/(Ns/Np)}/Lk의 기울기로 상승한다. 이때, 입력전류(iin)과 자화 인덕터 전류(iLm)의 차이간 트랜스포머의 제2 권선(Ns)으로 전달되어 링크 캐패시터(C_link)를 충전한다. 또한, 트랜스포머(110)의 누설 인덕터(Lk)의 인덕턴스 성분과 제3 다이오드(D3)의 기생 캐패시터(Cj3)의 캐패시턴스 성분에 의해 공진이 발생하지만 제2 다이오드(D2)가 도통되어 제3 다이오드(D3)의 전압(VD3)는 출력 전압(Vo)로 클램프 된다.

다음으로, 시간t1~t2의 모드2에서의 동작은 스위치(M)이턴 오프하면 도 6b와 같이 트랜스포머(110)의 입력 전류(iin)이 제1 다이오드(D1)를 따라 링크 캐패시터(C_link)로 흐르므로 트랜스포머의 권선 시작점에 음전압이 인가되어 제2 다이오드(D2)는 턴 오프된다. 이때, 자화 인덕터(Lm)의 전류(iLm)는 트랜스포머(110)의 제2 권선(Ns)으로 전달되어 제3 다이오드(D3)를 통해 출력측으로 흐르므로, 자화 인덕터(Lm)에는 도 5와 같이 -(Vo-V_{C _ link})/(Ns/Np) 전압이 인가되고, 누설 인덕터(Lk)에는 Vin+V_{C _ link}-(Vo-V_{C _ link})/(Ns/Np)의 전압이 인가된다. 따라서, 입력 전류(iin)는 {Vin+V_{C _ link}-(Vo-V_{C _ link})/(Ns/Np)}/Lm의 기울기로 감소한 후 자화 인덕터(Lm)의 전류(iLm)과 동일해 지고나면 도 5와 같이 링크 캐패시터(C_link)의 전하 평형이 이루어질 때까지 서서히 감소한다. 이때, 트랜스포머(110)의 제2 권선(Ns)의 전류와 동일한 제3 다이오드(D3)의 전류(iD3)는 도 5와 같이 자화 인덕터(Lm)의 전류(iLm)과 입력 전류(iin)의 차이만큼 흐르게 된다. 또한 누설 인덕터(Lk)와 스위치(M)의 다이오드 사이에 공진이 발생하여 스위치(M)의 드레인-소스 간의 전압(VDS)는 급격하게 상승하게 되지만 제1 다이오드(D1)이 도통되기 때문에 스위치(M)의 전압은 V_{C _ link}로 클램프된다.

마지막으로, 시간t2~t3인 모드 3에서의 동작은 입력 전류(iin)이 '0'이 되고나면 도 6c와 같이 제1 다이오드(D1)이 턴 오프되고, 자화 인덕터(Lm)의 전류(iLm)은 모두 트랜스포머(110)을 통해 출력측으로 전달된다.

이후 상술한 모드 1내지 모드 3은 반복 동작하게 된다.

도 7과 같이, 링크 캐패시터(C_link)의 평균 전류는 전하 평형 원리에 의해 '0'이 되어야 하므로, 다음의 수학식8이 유도될 수 있다.

<수학식8>

여기서, 평균 입력 전류<i_in>은 자화 인덕터의 전류(iLm)과 링크 캐패시터의 전류(i_{C _ Link})의 합과 같으므로 다음의 수학식9가 유도된다.

<수학식9>

따라서, 수학식8 및 수학식9에 의해 평균 입력 전류<i_in>은 다음의 수학식10과 같다.

<수학식10>

또한, 출력 전류(io)는 턴 오프 구간에서 링크 캐패시터(C_link)의 평균 전류와 같으므로, 다음의 수학식11이 성립한다.

<수학식11>

따라서, 에너지 보존 법칙에 의해 입력 전력은 출력 전력과 동일하여야 하므로 수학식10 및 수학식11에 의해 출력 전압은 다음의 수학식12와 같다.

<수학식12>

한편, 도 5와 같이 자화 인덕터(Lm)의 평균 전압은 '0'이므로 다음의 수학식13이 만족되어야 한다.

<수학식13>

따라서, 수학식12 및 수학식13에 의해 링크 캐패시터(C_link)의 전압(V_{C _ link})은 다음의 수학식14와 같다.

<수학식14>

도 8은 제2 다이오드의 턴 오프시 부스트 컨버터의 모의 실험의 결과를 나타내는 그래프이고, 도 9는 제2 다이오드의 턴 온시 부스트 컨버터의 모의 실험의 결과를 나타내는 그래프이다.

도시된 바와 같이, 본 발명의 부스트 컨버터의 제2 다이오드의 턴 오프시 또는 턴 온 시에 트랜스포머의 누설 인덕터 성분과 각 소자의 기생 캐패시터 간의 공진이 발생하지만 각 소자의 내압을 각각 링크 캐패시터의 전압 또는 출력 전압으로 클램프 시킴으로써 별도의 손실 스너버가 필요 없이 내압 저감의 효과를 갖는 것을 확인할 수 있다.

이상에서 설명한 본 발명은 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니고 후술하는 특허청구범위에 의해 한정되며, 본 발명의 구성은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 그 구성을 다양하게 변경 및 개조할 수 있다는 것을 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 쉽게 알 수 있다.

100...부스트 컨버터
110...트랜스포머
120...스위칭부
130...클램프부
140...안정화부

Claims (14)

1. 삭제
2. 삭제
3. 삭제
4. 입력 전원을 전달받는 제1 권선과, 상기 제1 권선과 전자기 결합하여 사전에 설정된 권선비를 갖는 제2 권선을 구비하는 트랜스포머;
   사전에 설정된 듀티에 따라 상기 제1 권선에 전달되는 상기 입력 전원을 스위칭 온 오프하는 스위칭부;
   상기 스위칭부의 스위칭에 의해 출력측에 전달되는 링크 전압을 충전하는 링크 캐패시터를 구비하고, 상기 링크 전압의 레벨과 상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨의 비교 결과에 따라 출력되는 전원을 클램프하는 클램프부; 및
   상기 클램프부로부터 출력되는 전원을 안정화시키는 안정화부를 포함하고,
   상기 트랜스포머는 상기 제1 권선의 일단과 상기 입력 전원이 전달되는 입력 전원단의 일단 사이에 직렬 연결되는 누설 인덕턴스와, 상기 제1 권선의 일단 및 타단에 병렬 연결되는 자기 인덕턴스를 더 포함하며,
   상기 스위칭부는 상기 제1 권선의 타단과 접지사이에 연결되는 스위치를 포함하고,
   상기 클램프부는 상기 제1 권선의 타단에 연결되는 애노드와 상기 제2 권선의 일단에 연결되는 캐소드를 갖는 제1 다이오드와, 접지에 연결되는 애노드와 상기 제2 권선의 타단에 연결되는 캐소드를 갖는 제2 다이오드를 더 포함하며,
   상기 링크 캐패시터는 상기 제1 다이오드의 캐소드와 접지 사이에 연결되는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
5. 제4항에 있어서,
   상기 안정화부는 상기 제2 권선의 타단에 연결된 애노드를 갖는 제3 다이오드와, 상기 제3 다이오드의 캐소드와 접지에 연결되는 제2 캐패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
6. 제5항에 있어서,
   상기 제2 다이오드는 상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨이 상기 링크 캐패시터에 충전되는 전압 레벨보다 낮으면 턴 오프하고, 상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨이 상기 링크 캐패시터에 충전되는 전압 레벨보다 높으면 턴 온하여 상기 제3 다이오드의 양단 전압을 상기 제2 캐패시터에 충전되는 출력 전압으로 클램프하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
7. 삭제
8. 삭제
9. 삭제
10. 입력 전원을 전달받는 제1 권선과, 상기 제1 권선과 전자기 결합하여 사전에 설정된 권선비를 갖는 제2 권선을 구비하는 트랜스포머;
    사전에 설정된 듀티에 따라 상기 제1 권선에 전달되는 상기 입력 전원을 스위칭 온 오프하는 스위칭부;
    상기 스위칭부의 스위칭에 의해 출력측에 전달되는 링크 전압을 충전하는 링크 캐패시터를 구비하고, 상기 링크 전압의 레벨과 상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨의 비교 결과에 따라 출력되는 전원을 클램프하는 클램프부; 및
    상기 클램프부로부터 출력되는 전원을 안정화시키는 안정화부를 포함하고,
    상기 제1 권선과 상기 제2 권선은 권선 방향이 동일하며,
    상기 트랜스포머는 상기 제1 권선의 일단과 상기 입력 전원이 전달되는 입력 전원단의 일단 사이에 직렬 연결되는 누설 인덕턴스와, 상기 제1 권선의 일단 및 타단에 병렬 연결되는 자기 인덕턴스를 더 포함하고,
    상기 스위칭부는 상기 제1 권선의 타단과 접지사이에 연결되는 스위치를 포함하며,
    상기 클램프부는 상기 제1 권선의 타단에 연결되는 애노드와 상기 제2 권선의 일단에 연결되는 캐소드를 갖는 제1 다이오드와, 접지에 연결되는 애노드와 상기 제2 권선의 타단에 연결되는 캐소드를 갖는 제2 다이오드를 더 포함하고,
    상기 링크 캐패시터는 상기 제1 다이오드의 캐소드와 접지 사이에 연결되는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
11. 제10항에 있어서,
    상기 안정화부는 상기 제2 권선의 타단에 연결된 애노드를 갖는 제3 다이오드와, 상기 제3 다이오드의 캐소드와 접지에 연결되는 제2 캐패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
12. 제11항에 있어서,
    상기 제2 다이오드는 상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨이 상기 링크 캐패시터에 충전되는 전압 레벨보다 낮으면 턴 오프하고, 상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨이 상기 링크 캐패시터에 충전되는 전압 레벨보다 높으면 턴 온하여 상기 제3 다이오드의 양단 전압을 상기 제2 캐패시터에 충전되는 출력 전압으로 클램프하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
13. 제4항에 있어서,
    상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨은 상기 링크 캐패시터에 충전되는 전압 레벨보다 높은 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
14. 제10항에 있어서,
    상기 제2 권선에 유기되는 전압 레벨은 상기 링크 캐패시터에 충전되는 전압 레벨보다 높은 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.

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