CN110071639A - 用于控制电源转换器的电路和方法 - Google Patents

用于控制电源转换器的电路和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110071639A
CN110071639A CN201910065660.0A CN201910065660A CN110071639A CN 110071639 A CN110071639 A CN 110071639A CN 201910065660 A CN201910065660 A CN 201910065660A CN 110071639 A CN110071639 A CN 110071639A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
value
force
conducted
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201910065660.0A
Other languages
English (en)
Inventor
文相喆
金镇兑
钟启晨
陈振松
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Semiconductor Components Industries LLC
Cypress Semiconductor Corp
Original Assignee
Cypress Semiconductor Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Cypress Semiconductor Corp filed Critical Cypress Semiconductor Corp
Publication of CN110071639A publication Critical patent/CN110071639A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33515—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
    • H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明涉及一种用于控制电源转换器的电路和方法。所述用于控制电源转换器的电路包括同步整流器(SR)开关设备；轻负载检测电路，所述轻负载检测电路响应于传导信号和操作模式信号而生成负载检测信号；以及SR驱动器，所述SR驱动器根据所述负载检测信号生成具有值的控制信号，并且向所述SR开关设备提供所述控制信号。所述用于控制电源转换器的方法包括响应于传导信号和操作模式信号而生成负载检测信号并且根据所述负载检测信号生成具有值的控制信号。所述控制信号在所述负载检测信号生效时具有第一值，并且在所述负载检测信号失效时具有第二值。

Description

用于控制电源转换器的电路和方法
相关申请的交叉引用
本公开要求于2018年1月23日提交的美国非临时申请15/877,573的权益，该申请以引用方式全文并入本文。
技术领域
本公开整体涉及整流电路，并且更具体地涉及电源转换器中所使用的同步整流器控制电路。
背景技术
本公开整体涉及电子器件，并且更具体地涉及用于向电子设备提供功率的电路和方法。此类电路可使用同步整流(SR)电路，其中使用一个或多个开关设备(诸如晶体管)对交流(AC)供电电压进行整流，这些开关设备与AC供电电压同步地接通和断开。
可通过来自SR控制电路的信号来控制这些开关设备。当开关设备中的每个响应于来自SR控制电路的控制信号而接通或关断时，传导损耗和开关设备的开关损耗可导致包括SR控制电路和开关设备的电路的功率效率降低。
发明内容
本发明涉及用于控制电源转换器的电路。在一个实施方案中，电路包括同步整流器(SR)开关设备；轻负载检测电路，该轻负载检测电路被配置为响应于传导信号和操作模式信号而生成负载检测信号；以及SR驱动器，该SR驱动器被配置为根据负载检测信号生成具有值的控制信号，并且向SR开关设备提供控制信号。
本发明涉及一种用于控制电源转换器的方法。在一个实施方案中，该方法包括响应于传导信号和操作模式信号而生成负载检测信号并且根据负载检测信号生成具有值的控制信号，该控制信号在负载检测信号生效时具有第一值并且在负载检测信号失效时具有第二值，该第一值小于第二值。
附图说明
在附图中，所有独立视图以及以下详细描述中类似的附图标号表示相同或功能相似的元件，并且这些附图标号结合到说明书中并形成说明书的一部分，用于进一步说明包括受权利要求书保护的发明的概念的实施方案并且解释那些实施方案的各种原理和优点。
图1示出根据一个实施方案的电源转换器。
图2示出根据一个实施方案的反激转换器。
图3示出根据一个实施方案的全波电源转换器。
图4A示出根据一个实施方案的同步整流器(SR)控制器。
图4B包括根据一个实施方案的示出图4A的SR控制器的操作的波形。
图5示出根据一个实施方案的适用于SR控制器的偏移电压控制器。
图6示出根据一个实施方案的适用于SR控制器的断开阈值控制器。
图7A示出根据一个实施方案的适用于SR控制器的轻负载检测(LLD)电路。
图7B包括根据一个实施方案的示出图7A的LLD电路的操作的波形。
图8示出根据一个实施方案的适用于SR控制器的轻负载检测(LLD)电路。
图9示出根据一个实施方案的适用于SR控制器的轻负载检测(LLD)电路。
图10示出根据一个实施方案的适用于SR控制器的轻负载检测(LLD)电路。
图11A示出根据一个实施方案的适用于SR控制器的轻负载检测(LLD)电路。
图11B包括根据一个实施方案的示出图11A的LLD电路的操作的波形。
图12A示出根据一个实施方案的适用于SR控制器的轻负载检测(LLD)电路。
图12B包括根据一个实施方案的示出图12A的LLD电路的操作的波形。
图13示出根据一个实施方案的适用于SR控制器的SR驱动器。
图14示出根据一个实施方案的由电源转换器执行的过程。
具体实施方式
实施方案涉及用于控制电源转换器的电路和控制电源转换器的方法。
在以下详细描述中，举例说明和描述了某些例示性实施方案。本领域的技术人员将认识到，这些实施方案可以各种不同的方式进行修改，而不脱离本公开的范围。因此，附图和说明书在本质上应被认为是示例性的，而不是限制性的。类似的附图标号在说明书中表示类似的元件。
在一个实施方案中，用于控制电源转换器的电路包括SR开关设备；轻负载检测电路，该轻负载检测电路被配置为响应于传导信号以及SR开关设备的检测信号(漏极-源极电压)与操作模式信号中的一者或两者而生成负载检测信号；以及SR驱动器，该SR驱动器被配置为根据负载检测信号生成具有值的控制信号，并且向SR开关设备提供控制信号。例如，操作模式信号指示电源转换器在轻负载条件下以特定模式操作，例如，反激转换器的临界传导模式(CRM，也称为边界传导模式(BCM))或不连续传导模式(DCM)，或者LLC谐振转换器的欠谐振模式。
在一个实施方案中，用于控制电源转换器的电路检测轻负载条件，在检测到轻负载条件时产生具有第一电压值的栅极控制信号，并且在未检测到轻负载条件时产生具有第二电压值的栅极控制信号，该第二电压值大于第一电压值。因此，可以改善用于在一系列负载条件下控制电源转换器的电路的整体电路效率。
图1为示出根据一个实施方案的电源转换器100的框图。图1中的电源转换器100接收输入信号(例如，输入电压)Vin并且向图1中的负载130提供输出信号(例如，输出电压)Vout。在一个实施方案中，电源转换器100由初级侧控制电路102和次级侧控制电路120控制。
初级侧控制电路102和次级侧控制电路120可集成在一个或多个半导体芯片中。这些半导体芯片可自封装或与一个或多个其它半导体芯片一起封装。例如，次级侧控制电路120可包括一个或多个SR控制器。
负载130可包括一个或多个集成芯片(IC)。在一个实施方案中，输出电压Vout用于向中央处理单元(CPU)、图形处理单元(GPU)、集成存储器电路、电池充电器、发光二极管(LED)或者大体上任何类型的电负载中的一者或多者供电。
电源转换器100可包括通过控制通过能量存储设备(通常是变压器的电感器或初级线圈)的电流来操作的开关模式电源(SMPS)。根据操作条件(诸如由负载130汲取的电流)，SMPS可以以连续传导模式(CCM)、边界传导模式(BCM)(也称为临界传导模式(CRM))和不连续传导模式(DCM)中的一种或多种进行操作。
在CCM中，在能量存储设备中流动的电流的幅值上升(当能量储存在能量存储设备中时)并且下降(当能量从能量存储设备中取出时)，但是从不下降到零。
在BCM或CRM中，当在能量存储设备中流动的电流的幅值下降到零时，SMPS接通开关设备以向能量存储设备提供电流，使得电流的幅值只是暂时为零。
在DCM中，当在能量存储设备中流动的电流的幅值下降到零时，SMPS在接通开关设备之前等待以向能量存储设备提供电流。SMPS可例如等待预定的消隐时间，或者当在电流中发生振铃时可等待在能量存储设备中流动的电流的第N次出现为零。
图2是示出根据一个实施方案的反激转换器200的框图。反激控制器200的初级侧包括初级侧控制电路(或反激控制器电路)202，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)206，包括电容器210、二极管208和电阻器212的缓冲网络204，以及变压器216的初级线圈216P。反激控制器200的次级侧包括变压器216的次级线圈216S，包括同步整流器(SR)控制器220的次级侧控制电路，SR开关设备222，以及输出电容器224。在一个实施方案中，SR开关设备222是MOSFET，诸如n沟道功率MOSFET。
图2中的电源转换器200接收输入电压Vin，并将输出电压Vout提供给负载230。在一个实施方案中，输出电压Vout可以改变。
图2中的反激控制器电路202生成作为方波的驱动信号Q。驱动信号Q的频率可根据例如输出电压Vout而改变。
在驱动信号Q的循环的第一部分(例如，导通时间持续时间)期间，反激控制器电路202接通MOSFET 206。这会引起能量从输入电压Vin供应到初级线圈216P，能量在此作为磁通量储存。
在驱动信号Q的循环的第二部分(例如，断开时间持续时间)期间，反激控制器电路202关断MOSFET 206。作为响应，储存在初级线圈216P中的能量被转移到次级线圈216S，从而引起电流在次级线圈216S中流动并且电压在次级线圈216S的A端子和B端子间形成。缓冲网络204操作以防止在初级线圈216P两端生成的关断电压超过MOSFET 206的击穿电压。
图2中的SR控制器220控制SR开关设备222以对次级线圈216S的输出进行整流，从而对输出电容器224充电，由此提供输出电压Vout。SR控制器220响应于在SR开关设备222的第一传导端子(例如，漏极端子)处感测到的漏极电压VD而控制SR开关设备222。在图2所示的实施方案中，相对于SR开关设备222的第二传导端子(例如，源极端子)的源极电压来感测漏极电压VD。在另一个实施方案中，可相对于地电势来感测漏极电压VD。SR控制器220使用耦接到SR开关设备222的控制端子(例如，栅极)的栅极控制信号G来控制SR开关设备222。
当次级线圈216S两端的电压具有第一极性时，其中次级线圈216S的A端子相对于次级线圈216S的B端子为负，SR开关设备222的体二极管被反向偏置并且没有电流流过体二极管。所感测的漏极电压VD大于断开阈值电压(例如，图4B中的断开阈值电压VTH.off)，并且作为响应，SR控制器220输出具有关断SR开关设备222的值的栅极控制信号G。因此，没有电流从次级线圈216S流到输出电容器224。
当次级线圈216S两端的电压变为第二极性时，其中A端子相对于B端子为正，SR开关设备222的体二极管开始导通。所感测的漏极电压VD变得小于导通阈值电压(例如，图4B中的导通阈值电压VTH.on)，并且作为响应，SR控制器220输出具有接通SR开关设备222的值的栅极控制信号G。因此，电流从次级线圈216S流到输出电容器224。
当次级线圈216S两端的电压开始变回第一极性时，所感测的漏极电压VD的幅值降低并且升高到断开阈值电压以上。作为响应，SR控制器220输出具有关断SR开关设备222的值的栅极控制信号G。在次级线圈216S两端的电压改变为第一极性之前，SR控制器220可关断SR开关设备222。
SR开关设备222可包括在测量漏极电压VD的点和针对其测量漏极电压VD的参考点之间的杂散电感222i。杂散电感222i可包括例如SR开关设备222的一条或多条封装引线的电感和一个或多个印刷电路板(PCB)迹线的电感中的一者或两者。杂散电感222i可例如多达15纳亨(nH)。
杂散电感222i处于流过SR开关设备222的SR电流ISR的路径中。根据杂散电感222i的杂散电感值Lstray和SR电流ISR中的变化率在杂散电感222i两端生成感应差分电压VDIF：
在一个实施方案中，图2中的SR控制器220使用虚拟断开阈值电压(例如，图4B中的虚拟断开阈值电压VVTH.off)来减轻杂散电感对SR开关设备222的导通时间的影响。在一个实施方案中，SR控制器220调整虚拟断开阈值电压以减轻杂散电感对SR开关设备222的导通时间的影响。
反激转换器200可包括附加元件，诸如反馈电路、休眠电路、启动电路、保护电路等，这些附加元件为简明起见已经省略。
图3为示出根据一个实施方案的全波电源转换器300的框图。电源控制器300的初级侧包括初级侧控制器电路302，第一金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)304和第二金属氧化物半导体场效应晶体管306，以及电感器-电感器-电容器(LLC)储能电路308，该储能电路包括储能电容器310、储能电感器312以及变压器316的初级线圈316P。电源转换器300的次级侧包括变压器316的第一次级线圈316S-1和第二次级线圈316S-2，第二侧控制电路，该第二侧控制电路包括第一SR控制器320-1和第二SR控制器320-2、第一SR开关设备322-1和第二SR开关设备322-2，以及输出电容器324。在一个实施方案中，SR开关设备322-1和322-2是MOSFET，诸如n沟道功率MOSFET。
图3中的电源转换器300接收输入电压Vin，并将输出电压Vout提供给负载330。在一个实施方案中，输出电压Vout可以改变。
图3中的初级侧控制电路302生成第一驱动信号Q1和第二驱动信号Q2，它们是方波并且相对于彼此异相180度。第一驱动信号Q1和第二驱动信号Q2的频率可根据例如输出电压Vout而改变。
使用第一驱动信号Q1和第二驱动信号Q2，初级侧控制器电路302首先通过接通第一MOSFET 304并且关断第二MOSFET 306来从输入电压Vin向储能电路308提供能量。初级侧控制电路302然后通过关断第一MOSFET 304并接通第二MOSFET 306来允许储能电路308振荡。
电源转换器300的变压器316是包括第一次级线圈316S-1和第二次级线圈316S-2的中心抽头变压器。第一次级线圈316S-1和第二次级线圈316S-2两端的电压相对于中心抽头的极性将彼此相反。
电源转换器300的次级侧包括输出电容器324，该输出电容器用于向负载330提供输出电压Vout。使用由第一SR控制器320-1控制的第一SR开关设备322-1并且通过由第二SR控制器320-2控制的第二SR开关设备322-2将电流提供给输出电容器324。
第一SR开关设备322-1耦接到第一次级线圈316S-1，并且第二SR开关设备322-2耦接到第二次级线圈316S-2。由于第一次级线圈和316S-1第二次级线圈316S-2两端的电压相对于中心抽头的极性将彼此相反，所以第一SR开关设备322-1将在第二SR开关设备322-2断开时向输出电容器324提供电流，并且第二SR开关设备322-2将在第一SR开关设备322-1断开时向输出电容器324提供电流。
在一个实施方案中，第一SR控制器320-1和第二SR控制器320-2设置在单个半导体器件中。在一个实施方案中，第一SR控制器320-1和第二SR控制器320-2共享执行其共同功能的电路。
第一SR开关设备322-1和第二SR开关设备322-2包括相应的第一杂散电感322-1i和第二杂散电感322-2i。电源转换器300的实施方案包括用以使用至少一个虚拟断开阈值电压来减轻第一杂散电感322-1i和第二杂散电感322-2i的影响的电路和过程，如下所述。
图4A示出根据一个实施方案的SR控制器电路(下文中称为SR控制器)420(下文中称为SR控制器420)。SR控制器420适于用作图2的反激转换器200的SR控制器220，或者用作图3的电源转换器300的SR控制器320-1和320-2中的一者或两者。
图4A中的SR控制器420接收漏极输入端D处的漏极电压VD，并且生成适用于控制SR开关设备(诸如图2中的SR开关设备222和图3中的SR开关设备322-1和322-2)的栅极控制信号G。在图4A的实施方案中，SR控制器电路420感测相对于地(未示出)的漏极电压VD，但实施方案不限于此。
图4A中的SR控制器420包括第一比较器406、第二比较器408和第三比较器416、加法电路404、与门407、第一置位复位触发器(SRFF)410和第二置位复位触发器418、同步整流器(SR)驱动器412、轻负载检测(LLD)电路440、以及自适应控制电路422。自适应控制电路422包括偏移电压控制电路402(下文中称为偏移电压控制器402)和断开阈值控制电路414(下文中称为断开阈值控制器414)。
图4A中的第一比较器406接收漏极电压VD和导通阈值电压VTH.on，并且生成SR导通信号SR_on。第一比较器406响应于漏极电压VD小于导通阈值电压VTH.on而使SR导通信号SR_on生效，并且响应于漏极电压VD大于导通阈值电压VTH.on而使SR导通信号SR_on失效。在一个实施方案中，当漏极电压VD基本上等于阈值电压VTH.on时，第一比较器406包括滞后以防止SR导通信号SR_on的振荡。
图4A中的加法电路404接收漏极电压VD和偏移电压Voffset，并且生成等于漏极电压VD和偏移电压Voffset的总和的电压总和VSUM。
图4A中的第二比较器408接收电压总和VSUM和断开阈值电压VTH.off，并且生成SR断开信号SR_off。第二比较器408响应于电压总和VSUM大于断开阈值电压VTH.off而使SR断开信号SR_off生效，并且响应于电压总和VSUM小于断开阈值电压VTH.off而使SR断开信号SR_off失效。在一个实施方案中，当电压总和VSUM基本上等于断开阈值电压VTH.off时，第二比较器408包括滞后以防止SR断开信号SR_off的振荡。
加法电路404和第二比较器408的操作等效于将漏极电压VD与虚拟断开阈值VVTH.off进行比较，其中虚拟断开阈值VVTH.off等于断开阈值电压VTH.off减去偏移电压Voffset。第二比较器408响应于漏极电压VD大于虚拟断开阈值电压VVTH.off而使SR断开信号SR_off生效，并且响应于漏极电压VD小于虚拟断开阈值电压VVTH.off而使SR断开信号SR_off失效。
图4A中的与门407接收SR导通信号SR_on和否定的SR传导信号SR_COND_N。与门407生成耦接到第一SRFF 410的置位输入端S的输出。与门407的输出在SR导通信号SR_on生效并且否定的SR传导信号SR_COND_N生效时生效，否则失效。
图4A中的第一SRFF 410响应于SR导通信号SR_on生效，同时否定的SR传导信号SR_COND_N生效而将栅极信号VGS置位为生效(例如，逻辑高)值。第一SRFF 410响应于SR断开信号SR_off生效而复位栅极信号VGS。当这些条件都不成立时，第一SRFF 410将栅极信号VGS保持在其当前状态。
加法电路404、第一比较器406和第二比较器408、以及第一SRFF 410的操作可被概括为：
VVTH.off＝VTH.off-Voffset 方程2；
VD＜VTH.on并且SR_COND_N生效→置位VGS 方程3；以及
VD＞VVTH.off→复位VGS 方程4。
图4A中的SR驱动器412接收栅极信号VGS并且生成栅极控制信号G。在一个实施方案中，SR驱动器412可通过延迟栅极信号VGS的上升沿来生成栅极控制信号G，以便提供由栅极控制信号G控制的SR开关设备的保证断开时间。换句话讲，当生成栅极控制信号G时，SR驱动器412可提供接通延迟。
图4A中的第三比较器416接收漏极电压VD和SR断开检测阈值VHGH，并且生成断开检测信号OFF_DET。断开检测信号OFF_DET可用于指示由SR控制器420控制的SR开关设备不传导电流。第三比较器416在漏极电压VD大于SR断开检测阈值VHGH时使断开检测信号OFF_DET生效，并且在漏极电压VD小于SR断开检测阈值VHGH时使断开检测信号OFF_DET失效。应当注意，至少因为电流可流过SR开关设备的体二极管，关断SR开关设备并不保证电流不流过SR开关设备。
在一个实施方案中，当漏极电压VD基本上等于SR断开检测阈值VHGH时，第三比较器416包括滞后以防止断开检测信号OFF_DET的振荡。在一个实施方案中，SR断开检测阈值VHGH比虚拟断开阈值电压VVTH.off更大(更正)。
图4A中的第二SRFF 418接收栅极信号VGS和断开检测信号OFF_DET，并且生成否定的SR传导信号SR_COND_N。第二SRFF 418响应于断开检测信号OFF_DET生效而将否定的SR传导信号SR_COND_N置位为生效值。第二SRFF 418响应于栅极信号VGS生效而复位否定的SR传导信号SR_COND_N。当断开检测信号OFF_DET和栅极信号VGS都未生效时，第二SRFF 418将否定的SR传导信号SR_COND_N保持在其当前状态。
因此，否定的SR传导信号SR_COND_N在从栅极信号VGS的生效开始以及在断开检测信号OFF_DET的生效处结束的时间周期中的每个期间失效，并且在此类周期之间生效。
图4A中的偏移电压控制器402接收栅极信号VGS、否定的SR传导信号SR COND_N、以及偏移复位信号I_MOD_RST。使用这些信号，偏移控制器402生成偏移电压Voffset、指示用于生成偏移电压Voffset的偏移电压控制器402的内部计数已达到最大值的高饱和信号H_SAT，和指示偏移电压控制器402的内部计数已达到最小值的低饱和信号L_SAT。偏移电压控制器402将在下文参考图5进行描述。
图4A中的断开阈值控制器414接收否定的SR传导信号SR_COND_N、高饱和信号H_SAT和低饱和信号L_SAT。使用这些信号，断开阈值控制器414生成断开阈值电压VTH.off、偏移复位信号I_MOD_RST和操作模式信号V_LIGHT。偏移复位信号I_MOD_RST指示偏移电压控制器402应当复位偏移电压Voffset。操作模式信号V_LIGHT指示包括SR控制器420的电源转换器在轻负载条件下以特定模式操作，例如，图2中的反激转换器200的临界传导模式(CRM，也称为边界传导模式(BCM))或不连续传导模式(DCM)，或者图3中的电源转换器300中的欠谐振模式。断开阈值控制器414将在下文参考图6进行描述。
图4A中的轻负载检测电路440接收操作模式信号V_LIGHT和SR传导信号SR_COND，并且生成轻负载检测信号LLD。轻负载检测信号指示包括SR控制器420的电源转换器正在轻负载条件下操作。LLD电路440将在下文参考图7A和图7B、图8、图9、图10、图11A和图11B进行描述。
图4中的SR驱动器412接收轻负载检测信号LLD并且响应于轻负载检测信号LLD而调整栅极控制信号G的幅值。具体地讲，SR驱动器412响应于轻负载检测信号LLD而调整接通耦接到栅极信号G的SR开关设备的栅极信号G的值的大小。在一个实施方案中，SR驱动器412响应于具有生效值(例如，逻辑高值)的轻负载检测信号LLD而减小栅极控制信号G的幅值。SR驱动器412将在下文参考图13进行描述。
图4B包括根据一个实施方案示出在图4A的SR控制器420的虚拟断开阈值VVTH.off保持恒定的周期期间的操作的波形。图4B包括漏极电压VD、栅极控制信号G和否定的SR传导信号SR_COND_N的波形。
在第一时间t1之前，次级侧电流通过由SR控制器420控制的SR开关设备(例如，图2的SR开关设备222)的体二极管传导。因此，SR开关设备的漏极电压VD减小，直到漏极电压VD达到导通阈值电压VTH.on。
在第一时间t1，漏极电压VD在否定的SR传导信号SR_COND_N生效的周期期间下降到导通阈值电压VTH.on以下使得栅极信号VGS生效。栅极信号VGS生效使得否定的SR传导信号SR_COND_N失效，并且在提供SR驱动器412的接通延迟TON_DLY之后，使得栅极控制信号G在第二时间t2生效，从而接通SR开关设备。接通SR开关设备降低了SR开关设备的电阻，使得漏极电压VD的绝对幅值减小，这使得漏极电压VD的值增加(这是因为漏极电压VD是负电压)。
随着通过SR开关设备的电流减小，漏极电压VD的绝对幅值成比例地减小，并且漏极电压VD的值进一步增加。
在第三时间t3，漏极电压VD达到并超过虚拟断开阈值电压VVTH.off。漏极电压VD上升到虚拟断开阈值电压VVTH.off以上使得图4A的栅极信号VGS失效，这使得栅极控制信号G在没有延迟的情况下失效，从而关断SR开关设备。
关断SR开关设备使得流过SR开关设备的电流流过其体二极管，并且因此通过比SR开关设备接通时更高的电阻。因此，漏极电压VD的绝对幅值增加，这使得漏极电压VD的值减小到导通阈值电压VTH.on以下。然而，因为否定的SR传导信号SR_COND_N仍然失效，所以栅极信号VGS不生效，并且因此，栅极控制信号G不生效而且SR开关设备未被接通。
在第四时间t4，漏极电压VD达到SR断开检测阈值VHGH，并且因此，否定的SR传导信号SR_COND_N生效。在否定的SR传导信号SR_COND_N生效之后的某个时间，当漏极电压VD下降到导通阈值电压VTH.on以下时，SR开关设备可再次被接通。第三时间t3和第四时间t4之间的周期是死区时间间隔TDEAD，其中防止通过漏极电压VD中的瞬变而假接通SR开关设备。
在第二时间t2和第三时间t3之间的时间间隔期间，当流过SR开关设备的次级侧电流减小时，开关设备的杂散电感感应到漏极电压VD上的正电压偏移。这样的正电压偏移可增大漏极电压VD，这导致开关设备过早关断。当开关设备被过早关断时，次级侧电流可流过开关设备的体二极管，而不流过开关设备的沟道，这由于体二极管相比于沟道具有更高的电压降(也就是说，更高的电阻)而降低SR电路的效率。
为了保持第三时间t3和第四时间t4之间的死区时间间隔TDEAD基本上等于目标死区时间间隔，SR控制器420调整偏移电压Voffset和断开阈值电压VTH.off的幅值，从而导致虚拟断开阈值电压VVTH.off的变化。这将在下文参考图5和图6进行解释。
此外，轻负载条件下的次级侧电流的下降速率可能小于重负载条件下的次级侧电流的下降速率，并且因此在轻负载条件下由于杂散电感引起的正电压偏移小于重负载条件下的这种正电压偏移。因此，轻负载条件下漏极电压VD达到虚拟关断阈值电压VVTH.off的时间比重负载条件下漏极电压VD达到相同电平的时间更晚。因为在轻负载条件下的第三时间t3和第四时间t4之间的死区时间间隔TDEAD小于在重负载条件下的该死区时间间隔，所以在轻负载条件下的死区时间间隔TDEAD更可能小于在重负载条件下的目标死区时间间隔。
图5示出根据一个实施方案的适于用作图4A的SR控制器420的偏移电压控制器402的偏移电压控制器502。偏移电压控制器502接收否定的SR传导信号SR_COND_N、栅极信号VGS和偏移复位信号I_MOD_RST。偏移电压控制器502使用这些信号来产生偏移电压Voffset、低饱和信号L_SAT和高饱和信号H_SAT。
图5中的偏移电压控制器502包括第一反相器506和第二反相器508；缓冲器516；第一与门524和第二与门526；第一或门530和第二或门532；第一或非门534和第二或非门536；以及D型触发器(DFF)542。偏移电压控制器502还包括具有4位的升降计数器552、数模转换器(DAC)554、电流源556和可编程电流源558。还示出了偏移电阻器560，在一个实施方案中，该偏移电阻器是不包括在图4A的SR控制器420中的外部电阻器。在另一个实施方案中，偏移电阻器560是包括在SR控制器420中的内部电阻器。虽然示于图5中的实施方案包括具有连接到地的端子的偏移电阻器560，但是本公开的实施方案不限于此。
图5中的第一反相器506接收否定的SR传导信号SR_COND_N，并且将其反相以生成上行-下行时钟UDCK。图5中的第一或门530在偏移复位信号I_MOD_RST生效时使复位信号RST生效，并且在偏移复位信号I_MOD_RST失效之后使复位信号RST失效短延迟间隔，该短延迟间隔对应于通过图5中的缓冲器516的延迟。
图5中的DFF 542的数据输入端D接收否定的SR传导信号SR_COND_N。DFF 542的正边沿触发时钟输入端接收由第二反相器508产生的反相延迟栅极信号IGSD。在一个实施方案中，第二反相器508将栅极信号VGS延迟例如200纳秒并将其反相以产生反相延迟栅极信号IGSD。在一个实施方案中，由第二反相器508引入的延迟对应于图4B的死区时间间隔TDEAD的目标值。
DFF 542通过将否定的SR传导信号SR_COND_N锁存在反相延迟栅极信号IGSD的上升沿上并且反相锁存值来产生上行计数信号UP。反相延迟栅极信号IGSD的上升沿对应于在其之前200纳秒出现的栅极信号VGS的下降沿。图5中的第二反相器508和DFF 542包括死区时间评估电路以确定测量的死区时间是否小于目标死区时间，该目标死区时间对应于第二反相器508的延迟。
因此，如果否定的SR传导信号SR_COND_N在栅极信号VGS的下降沿之后200纳秒具有失效状态，也就是说，如果漏极电压VD在栅极信号VGS失效的200纳秒内未达到SR断开检测阈值VHGH，则上行计数信号UP将被置位为生效值(例如，逻辑高值)。如果漏极电压VD在栅极信号VGS失效之后不迟于200纳秒达到SR断开检测阈值VHGH，则上行计数信号UP将被置位为失效值(例如，逻辑低值)。
具有生效值的上行计数信号UP指示死区时间间隔TDEAD可能需要减小。死区时间间隔TDEAD可通过增加虚拟断开阈值电压VVTH.off来减小。虚拟断开阈值电压VVTH.off可通过减小偏移电压Voffset或者通过增加断开阈值电压VTH.off来增加。
具有失效值的上行计数信号UP指示死区时间间隔TDEAD可能需要增加。死区时间间隔TDEAD可通过减小虚拟断开阈值电压VVTH.off来增加。虚拟断开阈值电压VVTH.off可通过增加偏移电压Voffset或者通过减小断开阈值电压VTH.off来减小。
关于图5中的升降计数器552，升降计数器552的正边沿触发时钟输入端接收上行-下行时钟UDCK，升降计数器552的复位输入端RST接收复位信号RST，升降计数器552的UP输入端接收上行计数信号UP，并且升降计数器552的使能输入端EN接收升降计数器使能信号UDEN。升降计数器552根据接收的信号产生4位无符号计数D[0:3]。
当复位信号RST生效时，升降计数器552在无符号计数D[0:3]上输出值0。
当复位信号RST失效并且升降计数器使能信号UDEN失效时，升降计数器552保持无符号计数D[0:3]的输出值，而不管上行计数信号UP和上行-下行时钟UDCK的值。
当复位信号RST失效时，升降计数器使能信号UDEN生效，上行计数信号UP生效，并且上升沿出现在上行-下行时钟UDCK上，升降计数器552将无符号计数D[0:3]的值增加一。
当复位信号RST失效时，升降计数器使能信号UDEN生效，上行计数信号UP失效，并且上升沿出现在上行-下行时钟UDCK上，升降计数器452将无符号计数D[0:3]的值减小一。
图5中的DAC 554接收无符号计数D[0:3]，并且生成具有对应于无符号计数D[0:3]的值的模拟输出信号AO。模拟输出信号AO由可编程电流源558接收，该可编程电流源生成与模拟输出信号AO的值成比例的第二电流i2。在一个实施方案中，第二电流i2由以下方程表示：
i2＝D[0:3]×5μA 方程5。
第一电流i1使用第一内部电压V1由图5中的电流源556生成。第二电流i2与电流源556提供的第一电流i1组合以产生调制电流I_MOD，该调制电流由以下方程表示：
I_MOD＝i1-i2＝i1-(D[0:3]×5μA) 方程6。
在一个实施方案中，由电流源556提供的第一电流i1为75μA，并且调制电流I_MOD的范围是从75μA下至0μA，因为无符号计数D[0:3]的范围是从0到15。
将调制电流I_MOD提供给图5中的偏移电阻器560以生成偏移电压Voffset。在Roffset表示偏移电阻器560的电阻的情况下，偏移电压Voffset的值等于：
Voffset＝I_MOD×Roffset 方程7。
图5中的第二或门532产生输出，该输出在无符号计数D[0:3]为零时(也就是说，当无符号计数D[0:3]的每一位为零时)失效，否则生效。图5中的第一或非门534将第二或门532的输出与上行计数信号UP组合以产生低饱和信号L_SAT。低饱和信号L_SAT在无符号计数D[0:3]为零并且上行计数信号UP失效(也就是说，具有DOWN值)时生效，否则失效，从而指示升降计数器552在其范围的下端处的饱和。
图5中的第一与门524产生输出，该输出在无符号计数D[0:3]处于最大值时(也就是说，当D[0:3]的每一位为一时)生效，否则失效。图5中的第二与门526将第一与门524的输出与上行计数信号UP组合以产生高饱和信号H_SAT。高饱和信号H_SAT在无符号计数D[0:3]处于其最大值并且上行计数信号UP生效(也就是说，具有UP值)时生效，否则失效，从而指示升降计数器552在其范围的上端处的饱和。
图5中的第二或非门536将高饱和信号H_SAT和低饱和信号L_SAT组合以产生升降计数器使能信号UDEN。当高饱和信号H_SAT和低饱和信号L_SAT中的任一个生效时，升降计数器使能信号UDEN失效。升降计数器使能信号UDEN被提供给升降计数器552的使能输入端EN，并且操作以防止升降计数器552递增或递减超过无符号计数D[0:3]的最小值或最大值中的任一个。也就是说，升降计数器使能信号UDEN防止升降计数器552从最大值“缠绕”到最小值，或反之亦然。
图6示出根据一个实施方案的适于用作图4A的SR控制器420的断开阈值控制器414的断开阈值控制器614。断开阈值控制器614接收否定的SR传导信号SR_COND_N、低饱和信号L_SAT和高饱和信号H_SAT。使用这些信号，断开阈值控制器614生成断开阈值电压VTH.off、操作模式信号V_LIGHT和偏移复位信号I_MOD_RST。
图6中的断开阈值控制器614包括第一与门602、第二与门604、第三与门606、第四与门608、第五与门610和第六与门636；互补输出或门618；第一或门620和第二或门634，以及第一或非门622、第二或非门624和第三或非门632。断开阈值控制器614还包括2位计数器626、5位升降计数器628和数模转换器(DAC)630。
图6中的互补输出或门618接收低饱和信号L_SAT和高饱和信号H_SAT。互补输出或门618在低饱和信号L_SAT和高饱和信号H_SAT中的任一个生效时使偏移饱和信号OSAT生效，否则使偏移饱和信号OSAT失效。互补输出或门618在低饱和信号L_SAT和高饱和信号H_SAT均未生效时使偏移未饱和信号OSAT_N生效，否则使偏移未饱和信号OSAT_N失效。
图6中的计数器626的使能输入端EN接收偏移饱和信号OSAT。当偏移饱和信号OSAT生效并且计数器626的复位输入端RST未生效时，计数器626响应于否定的SR传导信号SR_COND_N的下降沿而递增。当计数器626达到计数二时，计数器626的第二位D1生效。
图6中的第二与门604接收计数器626的第二位D1和高饱和信号H_SAT。当第二位D1和高饱和信号H_SAT生效时，第二与门604使偏移复位信号I_MOD_RST生效；否则，第二与门604使偏移复位信号I_MOD_RST失效。因此，对于否定的SR传导信号SR_COND_N的两个连续负转变，也就是说，对于同步整流的两个连续循环，当高饱和信号H_SAT已生效时，偏移复位信号I_MOD_RST生效。
图6中的第一或门620接收偏移未饱和信号OSAT_N以及计数器626的第二位D1，并且向计数器626的复位输入端RST提供输出信号。因此，当偏移未饱和信号OSAT_N和第二位D1中的任一个生效时，计数器626被复位。
图6中的第一与门602接收偏移饱和信号OSAT和断开阈值未饱和信号OTS_N，并且向图6中的升降计数器628的使能输入端EN提供输出信号。因此，当偏移饱和信号OSAT生效并且断开阈值未饱和信号OTS_N生效时，升降计数器628被使能。
升降计数器628的正边沿触发时钟输入端接收计数器626的第二位D1。当升降计数器628被使能并且计数器626计数到二时，升降计数器628因此计数，增加或减小升降计数器628的无符号计数D[0:4]的值。当升降计数器628计数时，其在高饱和信号H_SAT生效时增加无符号计数D[0:4]的值，并且在高饱和信号H_SAT未生效时减小无符号计数D[0:4]的值。
图6中的第一或非门622产生输出，该输出在无符号计数D[0:4]为零时(也就是说，当无符号计数D[0:4]的每一位为零时)生效，否则失效。图6中的第三与门606将第一或非门622的输出与低饱和信号L_SAT组合以产生低阈值饱和信号LowSat。低阈值饱和信号LowSat在无符号计数D[0:4]为零并且低饱和信号L_SAT生效时生效，否则失效，从而指示升降计数器628在其范围的底端处的饱和。
图6中的第四与门608产生输出，该输出在无符号计数D[0:4]处于最大值时(也就是说，当无符号计数D[0:4]的每一位为一时)生效，否则失效。图6中的第五与门610将第四与门608的输出与高饱和信号H_SAT组合以产生高阈值饱和信号HighSat。高阈值饱和信号HighSat在无符号计数D[0:4]处于其最大值并且高饱和信号H_SAT生效时生效，否则失效，从而指示升降计数器628在其范围的顶端处的饱和。
图6中的第二或非门624将高阈值饱和信号HighSat和低阈值饱和信号LowSat组合以产生断开阈值未饱和信号OTS_N。当高阈值饱和信号HighSat和低阈值饱和信号LowSat中的任一个生效时，断开阈值未饱和信号OTS_N失效。断开阈值未饱和信号OTS_N用于生成升降计数器628的使能信号，并且操作以防止升降计数器628递增或递减超过无符号计数D[0:4]的最小值或最大值中的任一个。也就是说，断开阈值未饱和信号OTS_N防止升降计数器628从其最大值“缠绕”到其最小值，或反之亦然。
图6中的DAC 630接收无符号计数D[0:4]，并且生成具有对应于无符号计数D[0:4]的值的输出电压。在一个实施方案中，将DAC 630的输出端耦接到偏移电压652以产生断开阈值电压VTH.off。断开阈值电压VTH.off的电压值等于DAC 630的输出电压减去偏移电压652的电压值。
图6中的第三或非门632产生输出，该输出在无符号计数D[0:4]的高两位为零时(也就是说，当由无符号计数D[0:4]表示的值小于8时)生效，否则失效。图6中的第二或门634产生输出，该输出在无符号计数D[0:4]的高三位为零时失效，否则(也就是说，当由无符号计数D[0:4]表示的值大于或等于4时)生效。图6中的第六与门636将第三或非门632的输出与第二或门634的输出组合以产生操作模式信号V_LIGHT，该操作模式信号在由无符号计数D[0:4]表示的值小于8并且大于或等于4时生效。第三或非门632、第二或门634和第六与门636一起用作操作模式信号电路，该操作模式信号电路根据断开阈值电压VTH.off生成操作模式信号V_LIGHT。
例如，当DAC 630的输出电压具有与0至31的无符号计数D[0:4]的范围对应的0至248mV的范围，并且偏移电压Vos具有30mV的绝对值时，断开阈值电压VTH.off具有-30mV至218mV的范围，操作模式信号V_LIGHT在断开阈值电压VTH.off具有为正且小于给定值(例如，对应于为8的无符号计数D[0:4]的+34mV)的值(例如，对应于为4的无符号计数D[0:4]的+2mV)时生效，否则失效。
当反激转换器(例如，图2中的反激转换器200)以CCM操作时，流过SR开关设备(例如，图2中的SR开关设备222)的电流在栅极控制信号失效(例如，栅极控制信号G在图4B中在t3处失效)的时间具有相对较大的幅值。此时，漏极电压VD(例如，图4B中的VD)由SR开关设备的接通电阻RDS.ON与电流的幅值ISR的乘积如下确定：
VD＝-RDS.ON*ISR 方程8。
因此，漏极电压可能具有负值，并且断开阈值电压VTH.off可能具有负值以便保持死区时间间隔(例如，图4B中的TDEAD)基本上等于目标死区时间间隔。当断开阈值电压VTH.off的值为负时，操作模式信号V_LIGHT失效。
当反激转换器以CCM操作时，即使当SR传导信号(例如，图4A中的SR传导信号SR_COND)的占空比和导通时间持续时间中的一者或两者相对较短时，反激转换器可以不在轻负载条件下操作。另一方面，断开阈值电压VTH.off的值为正并且操作模式信号V_LIGHT具有生效值(例如，逻辑高值)可指示反激转换器以除了CCM之外的模式(诸如CRM或DCM)操作。
当反激转换器以CRM或DCM操作时，当SR传导信号的占空比和导通时间持续时间中的一者或两者相对较短时，反激转换器可能在轻负载条件下操作。因此，操作模式信号V_LIGHT生效可与指示SR传导信号的占空比和导通时间持续时间中的一者的信号一起使用以确定反激转换器是否在轻负载条件下操作。
当LLC电源转换器(例如，图3中的电源转换器300)在过谐振模式和重负载条件下操作时，传导通过SR开关设备(例如图3中的SR开关设备322-1或322-2)的电流在栅极控制信号失效(例如，栅极控制信号G在图4B中在t3处失效)的时间具有相对较大的幅值。因此，漏极电压(例如，图4B中的VD)此时可能具有负值，并且断开阈值电压VTH.off可能具有负值以保持死区时间间隔基本上等于目标死区时间间隔。当断开阈值电压VTH.off的值为负时，操作模式信号V_LIGHT失效。
当LLC转换器以过谐振模式操作时，LLC转换器可以不在轻负载条件下操作，但是SR传导信号的周期相对较短。另一方面，当断开阈值电压VTH.off具有正值并且操作模式信号V_LIGHT具有生效值(例如，逻辑高值)时，LLC转换器可能以除了过谐振模式之外的模式(欠谐振模式)操作。
当LLC转换器以欠谐振模式操作时，LLC转换器可能在SR传导信号的周期相对较短时在轻负载条件下操作。因此，操作模式信号V_LIGHT生效可与指示SR传导信号的周期的信号一起使用以确定LLC转换器是否在轻负载条件下操作。
图7A示出根据一个实施方案的适于用作图4A的SR控制器420的LLD电路440的LLD电路740。LLD电路740接收SR传导信号SR_COND和操作模式信号V_LIGHT。使用这些信号，LLD电路740生成轻负载检测信号LLD。
图7A中的LLD电路740包括占空比计算器752，该占空比计算器包括缓冲器702、第一电流源704、第二电流源709、第三电流源720和第四电流源726、第一开关设备706、第二开关设备708和第三开关设备712、第一电容器714和第二电容器730、第一SRFF 718、以及第一与门710。LLD电路740还包括第二比较器732、第二与门734、第三与门746和第四与门744、第一增序计数器738和第二增序计数器736、以及第二SRFF 742。
图7A中的缓冲器702接收SR传导信号SR_COND，并且生成SR传导信号SR_COND的延迟版本以及SR传导信号SR_COND的反相(和延迟)版本。图7A中的第一开关设备706接收SR传导信号SR_COND的延迟版本并且在SR传导信号SR_COND生效之后接通给定延迟间隔。当第一开关设备706被接通时，第一电流源704耦接到第一电容器714，从而增加第一中间电压VCT1的值。
图7A中的第二开关设备708接收SR传导信号SR_COND的反相版本，并且在SR传导信号SR_COND失效之后接通。当第二开关设备708被接通时，第二电流源709耦接到第一电容器714，从而减小第一中间电压VCT1的值。在一个实施方案中，第一电流源704的Iref1的幅值基本上等于第二电流源709的幅值Iref2。
第一与门710接收SR传导信号SR_COND以及SR传导信号SR_COND的反相版本，并且具有输出，该输出在两个接收的信号生效时生效，否则失效。因此，第一与门710响应于SR传导信号SR_COND的上升沿(也就是说，从失效到生效的转变)而使其输出生效，该输出是对于对应于通过缓冲器702的延迟的间隔生效的脉冲。
第一与门710的输出控制第三开关设备712。第三开关设备712连接在第一电容器714上。当第一与门710响应于SR传导信号SR_COND的上升沿而输出脉冲时，第三开关设备712接通对应于通过缓冲器702的延迟的持续时间，从而使第一电容器714放电并将第一中间电压VCT1的值置位为0伏。
图7A中的第一比较器716具有接收第一中间电压VCT1的反相输入端以及接收第一参考电压VREF1的非反相输入端。第一参考电压VREF1具有接近0V的值，例如100mV。第一比较器716响应于第一中间电压VCT1小于第一参考电压VREF1而使输出信号生效。
图7A中的第一SRFF 718响应于SR传导信号SR_COND生效而将第一输出信号Q1置位为生效值(例如，逻辑高值)。第一SRFF 718响应于第一比较器716的输出信号而将第一输出信号Q1复位为失效值(例如，逻辑低值)。当这些条件都不成立时，第一SRFF 718将第一输出信号Q1保持在其当前状态。
图7A中的第四开关设备722接收第一输出信号Q1，并且在第一输出信号Q1具有生效值时被接通。当第四开关设备722被接通时，第三电流源720耦接到第二电容器730，从而增加第二中间电压VCT2的值。
图7A中的第五开关设备724接收第一输出信号Q1的反相版本，并且在第一输出信号Q1的反相版本具有生效值(例如，逻辑高值)时被接通。当第五开关设备724被接通时，第四电流源726耦接到第二电容器730，从而减小第二中间电压VCT2的值。在一个实施方案中，第三电流源720的Iref3的幅值基本上等于第四电流源726的幅值Iref4。
图7A中的第二比较器732具有接收第二中间电压VCT2的反相输入端以及接收第二参考电压VREF2的非反相输入端。第二参考电压VREF2具有接近0V的值，例如100mV。第二比较器732响应于第二中间电压VCT2小于第二参考电压VREF2而使输出信号生效。
图7A中的第二与门734接收第二比较器734的输出信号以及SR传导信号SR_COND的反相版本。第二与门734在第二比较器734的输出信号生效并且SR传导信号SR_COND的反相版本生效时使占空比信号(或低占空比信号)DUTY_L生效，否则失效。
图7A中的第一增序计数器738具有接收SR传导信号SR_COND的正边沿触发时钟输入端以及接收占空比信号DUTY_L的复位输入端RST1。当第一增序计数器738产生计数二时，第一增序计数器738的第二位D1生效。
图7A中的第二增序计数器736具有接收占空比信号DUTY_L的正边沿触发时钟输入端以及接收第一增序计数器738的第二位D1的复位输入端RST2。第二增序计数器736使用接收的信号生成无符号计数D[0:4]。
图7A中的第三与门746接收无符号计数D[0:4]。第三与门产生输出信号EN，该输出信号在无符号计数D[0:4]处于最大值时(也就是说，当无符号计数D[0:4]的每一位为一时)生效，否则失效。
图7A中的第二SRFF 742响应于第三与门746的输出信号EN生效而将第二输出信号Q2置位为生效值(例如，逻辑高值)。第二SRFF 742响应于第一增序计数器738的第二位D1而将第二输出信号Q2复位为失效值(例如，逻辑低值)。当这些条件都不成立时，第二SRFF 742将第二输出信号Q2保持在其当前状态。
图7A中的第四与门744接收第二输出信号Q2和操作模式信号V_LIGHT。第四与门744将第二输出信号Q2与操作模式信号V_LIGHT组合以产生轻负载检测信号LLD。
图7B包括根据一个实施方案的示出在轻负载检测信号LLD从生效值(例如，逻辑高值)转变为失效值(例如，逻辑低值)的周期期间的操作的波形。图7B包括SR传导信号SR_COND、第一中间电压VCT1、第二中间电压VCT2、占空比信号DUTY_L和轻负载检测信号LLD的波形。操作模式信号V_LIGHT(未示出)在图7B中所示的周期期间生效。
在第一时间t1之前，轻负载检测信号LLD已生效。在图7A所示的一个实施方案中，假设第一电流Iref1、第二电流Iref2、第三电流Iref3和第四电流Iref4的幅值基本上彼此相等并且第一参考电压VREF1和第二参考电压VREF2的值接近0V，如果SR传导信号SR_COND的占空比基本上等于或小于0.25，则占空比信号DUTY_L将在第二中间电压VCT2小于第二参考电压VREF2并且SR传导信号SR_COND失效的时间间隔期间生效。当占空比信号DUTY_L重复生效给定次数(例如，对于图7A中的第二增序计数器736为32次)时，第二增序计数器736生成无符号计数D[0:4]的最大值，从而使得轻负载检测信号LLD从失效值转变为生效值。
在第一时间t1，SR传导信号SR_COND生效，并且SR传导信号SR_COND的占空比变得大于给定比率(例如，0.25)。第二中间电压VCT2在第一时间t1大于第二参考电压VREF2，并且因此占空比信号DUTY_L未生效。图7A中的第一开关设备706被接通，并且因此在响应于SR传导信号SR_COND的上升沿而通过第三开关设备712复位为零之后，第一中间电压VCT1开始增加，直到SR传导信号SR_COND在第二时间t2失效。当第一中间电压VCT1超过第一参考电压VREF1并且SR传导信号SR_COND生效时，图7A中的第四开关设备722被接通，并且因此第二中间电压VCT2也开始增加。
在第二时间t2，SR传导信号SR_COND失效。因此，图7A中的第一开关设备706被关断并且图7A中的第二开关设备708被接通，并且因此第一中间电压VCT1开始减小。
在第三时间t3，第一中间电压VCT1变得小于第一参考电压VREF1，并且SR传导信号SR_COND具有失效值。因此，第五开关设备724被接通，并且因此第二中间电压VCT2开始减小。
在第四时间t4，SR传导信号SR_COND再次生效。因为SR传导信号SR_COND的占空比大于0.25，所以第二中间电压VCT2在第四时间t4大于第二参考电压VREF2，并且因此占空比信号DUTY_L未生效。因为占空比信号DUTY_L在图7A中的第一增序计数器738接收SR传导信号SR_COND的两个正边沿时保持失效，所以图7A中的第一增序计数器738的第二位D1生效，从而复位第二SRFF 742。因此，图7A中的第四与电路744从第二SRFF 742接收具有失效值的第二输出信号Q2，并且生成具有失效值的轻负载检测信号LLD，而不管操作模式信号V_LIGHT的值。
图8示出根据一个实施方案的适于用作图4A的SR控制器420的LLD电路440的LLD电路840。LLD电路840接收SR传导信号SR_COND和操作模式信号V_LIGHT。使用这些信号，LLD电路840生成轻负载检测信号LLD。
如同图7A中的LLD电路740，LLD电路840包括占空比计算器852，该占空比计算器包括第一电流源804、第二电流源809、第三电流源820和第四电流源826、第一开关设备806、第二开关设备808和第三开关设备812、比较器816、第一电容器814和第二电容器830、第一SRFF 818、以及第一与门810。如同图7A中的LLD电路740，LLD电路840还包括第一比较器836、第二与门844和第二SRFF 842。由图8中的形式“8xx”的参考字符指定的一些元件对应于根据一个实施方案的图7A中的形式“7xx”的相同编号的元件，并且以如关于图7A所述的类似方式操作。
与图7A中的LLD电路740不同，图8中的LLD电路840包括第一缓冲器801、反相器846、与门848、第二缓冲器832、开关设备834、电容器850、以及第一比较器836和第二比较器838。
图8中的反相器846和与门848生成采样保持触发信号SHT。采样保持触发信号SHT响应于SR传导信号SR_COND的上升沿而生效，并且具有对应于通过反相器846的给定延迟间隔(例如，10ns)的脉冲宽度。
图8中的开关设备834和电容器850响应于采样保持触发信号SHT而一起用作采样保持电路。也就是说，开关设备834和电容器850在采样保持触发信号SHT生效并且向第一比较器836和第二比较器838提供采样值的时间(例如，图7B中的第四时间t4)对由第二缓冲器832缓冲的中间信号(例如，中间电压)VCT2的值进行采样。
图8中的第一比较器836具有接收对应于采样值的采样信号(例如，采样电压)VS的反相输入端以及接收第一阈值电压VTH1的非反相输入端。第一比较器836响应于采样电压VS小于第一阈值电压VTH1而使得低占空比信号DUTY_L生效。
图8中的第二比较器838具有接收采样电压VS的非反相输入端以及接收第二阈值电压VTH2的反相输入端。第二比较器838响应于采样电压VS大于第二阈值电压VTH2而使高占空比信号DUTY_H生效，从而复位SRFF 842并且使轻负载检测信号LLD失效，而不管操作模式信号V_LIGHT的值。
图8中的LLD电路840的其他操作类似于图7A的LLD电路740的那些操作。因此，为了简洁起见，本文中将省略对LLD电路840的这些操作的详细描述。
图9示出根据一个实施方案的适于用作图4A的SR控制器420的LLD电路440的LLD电路940。LLD电路940接收SR传导信号SR_COND和操作模式信号V_LIGHT。使用这些信号，LLD电路940生成轻负载检测信号LLD。
图9中的LLD电路940包括导通时间计算器920、第一比较器912和第二比较器914、SRFF 916、以及与门918。图9中的导通时间计算器920包括反相器902、从内部电压V1提供电流的电流源901、第一开关设备904和第二开关设备906、电容器908、以及采样保持电路910。
图9中的第一开关设备904接收SR传导信号SR_COND，并且在SR传导信号SR_COND生效时被接通。当第一开关设备904被接通时，由电流源901产生的电流i1被提供给电容器908，从而以与电流i1的幅值成比例并且与电容器908的电容成反比的速率增加中间电压VC1的值。
图9中的第二开关设备906接收SR传导信号SR_COND的反相和延迟版本，并且在SR传导信号SR_COND失效之后接通。当第二开关设备906被接通时，电容器908耦接到地，从而将中间电压VC1的值复位为0V。
图9中的采样保持电路910响应于SR传导信号SR_COND失效并且在第二开关设备906被接通之前对中间电压VC1的值进行采样，并且向第一比较器912和第二比较器914提供指示采样值的导通时间信号ONT。导通时间信号ONT具有与在电流i1被提供给电容器908并且SR传导信号SR_COND生效的时间间隔的量成比例的值，并且指示SR传导信号SR_COND的导通时间持续时间。
图9中的第一比较器912具有接收导通时间信号ONT的反相输入端以及接收第一阈值电压VTH1的非反相输入端。第一比较器912响应于导通时间信号ONT小于第一阈值电压VTH1而使低导通时间信号On-time_L生效。
图9中的第二比较器914具有接收第二阈值电压VTH2的反相输入端以及接收导通时间信号ONT的非反相输入端。第二比较器914响应于导通时间信号ONT大于第二阈值电压VTH2而使高导通时间信号On-time_H生效。在一个实施方案中，第二阈值电压VTH2具有大于第一阈值电压VTH1的值。
图9中的SRFF 916响应于低导通时间信号On-time_L生效而将输出信号Q置位为生效值(例如，逻辑高值)。SRFF 916响应于高导通时间信号On-time_H生效而将输出信号Q复位为失效值(例如，逻辑低值)。
图9中的与门918接收输出信号Q和操作模式信号V_LIGHT。与门918将输出信号Q与操作模式信号V_LIGHT组合以产生轻负载检测信号LLD。当导通时间信号ONT具有小于第一阈值电压VTH1的值并且操作模式信号V_LIGHT具有生效值(例如，逻辑高值)时，与门918使轻负载检测信号LLD生效。当导通时间信号ONT具有大于第二阈值电压VTH2的值时，与门918生成具有失效值(例如，逻辑低值)的轻负载检测信号LLD，而不管操作模式信号V_LIGHT的值。
图10示出根据一个实施方案的适于用作图4A的SR控制器420的LLD电路440的LLD电路1040。LLD电路1040接收SR传导信号SR_COND和操作模式信号V_LIGHT。使用这些信号，LLD电路1040生成轻负载检测信号LLD。
图10中的LLD电路1040包括断开时间计算器1020、第一比较器1012和第二比较器1014、SRFF 1016、以及与门1018。图10中的断开时间计算器1020包括反相器1002、从内部电压V1提供电流的电流源1001、第一开关设备1004和第二开关设备1006、缓冲器1005、电容器1008、以及采样保持电路1010。
图10中的第一开关设备1004从反相器1002接收SR传导信号SR_COND的反相版本并且在SR传导信号SR_COND失效之后被接通给定延迟间隔，该给定延迟间隔对应于通过反相器1002的延迟。当第一开关设备1004被接通时，由电流源1001产生的电流i1被提供给电容器1008，从而以与电流i1的幅值成比例并且与电容器1008的电容成反比的速率增加中间电压VC2的值。
图10中的第二开关设备1006接收由缓冲器1005延迟的SR传导信号SR_COND，并且在延迟的SR传导信号SR_COND生效时被接通。当第二开关设备1006被接通时，电容器1008耦接到地，从而将中间电压VC2的值复位为0V。
图10中的采样保持电路1010响应于SR传导信号SR_COND生效并且在第二开关设备1006被接通之前对中间电压VC2的值进行采样，并且向第一比较器1012和第二比较器1014提供指示采样值的断开时间信号OFT。断开时间信号OFT具有与在电流i1被提供给电容器1008并且SR传导信号SR_COND失效的时间间隔的量成比例的值，并且指示SR传导信号SR_COND的断开时间持续时间。
图10中的第一比较器1012具有接收断开时间信号OFT的非反相输入端以及接收第一阈值电压VTH1的反相输入端。第一比较器1012响应于断开时间信号OFT大于第一阈值电压VTH1而使高断开时间信号Off-time_H生效。
图10中的第二比较器1014具有接收断开时间信号OFT的反相输入端以及接收第二阈值电压VTH2的非反相输入端。第二比较器1014响应于断开时间信号OFT小于第二阈值电压VTH2而使低断开时间信号Off-time_L生效。在一个实施方案中，第二阈值电压VTH2具有小于第一阈值电压VTH1的值。
图10中的SRFF 1016响应于高断开时间信号Off-time_H生效而将输出信号Q置位为生效值(例如，逻辑高值)。SRFF 1016响应于低断开时间信号On-time_L生效而将输出信号Q复位为失效值(例如，逻辑低值)。
图10中的与门1018接收输出信号Q和操作模式信号V_LIGHT。与门1018将输出信号Q与操作模式信号V_LIGHT组合以产生轻负载检测信号LLD。当断开时间信号OFT具有大于第一阈值电压VTH1的值并且操作模式信号V_LIGHT具有生效值(例如，逻辑高值)时，与门1018使轻负载检测信号LLD生效。当断开时间信号OFT具有小于第二阈值电压VTH2的值时，与门1018生成具有失效值(例如，逻辑低值)的轻负载检测信号LLD，而不管操作模式信号V_LIGHT的值。
图11A示出根据一个实施方案的适于用作图4A的SR控制器420的LLD电路440的LLD电路1140。LLD电路1140接收SR传导信号SR_COND和操作模式信号V_LIGHT。使用这些信号，LLD电路1140生成轻负载检测信号LLD。
图11A中的LLD电路1140包括周期计算器1132，该周期计算器包括反转触发器(TFF)1102、第一缓冲器1104、开关设备1106、电流源1108、以及电容器1110。LLD电路1140还包括第一比较器1112和第二比较器1120、第一DFF 1114和第二DFF 1122、第二缓冲器1116和第三缓冲器1124、增序计数器1126、第一与门1128和第二与门1130、以及SRFF 111R。
图11A中的TFF 1102接收SR传导信号SR_COND作为时钟信号并且生成输出信号Q，该输出信号Q的周期是SR传导信号SR_COND的周期的两倍并且具有50％占空比，使得输出信号Q失效与SR传导信号SR_COND的周期相等的时间段。图11A中的第一缓冲器1104接收TFF1102的输出信号Q并且生成输出信号Q的延迟版本。
图11A中的开关设备1106接收输出信号Q的延迟版本并且在输出信号Q生效之后接通给定延迟间隔。在一个实施方案中，给定延迟间隔是预定的延迟间隔，并且对应于通过第一缓冲器1104的延迟间隔(例如，30ns)。当开关设备1106被接通时，第一电容器1110耦接到地，从而将周期信号(例如，周期电压)VHFS的值复位为零值。
当开关设备1106被关断时，电流源1108耦接到电容器1110，从而增加周期电压VHFS的值。周期电压VHFS具有与TFF 1102的输出信号Q的周期的一半成比例的最大值，该周期对应于SR传导信号SR_COND的周期，从而指示SR传导信号SR_COND的周期。
图11A中的第一比较器1112具有接收周期电压VHFS的非反相输入端以及接收第一参考电压VREF1的反相输入端。第一比较器1112响应于周期电压VHFS大于第一参考电压VREF1而使输出信号生效。
图11A中的第一DFF 1114具有接收第一比较器1112的输出信号的数据输入端D以及接收TFF 1102的输出信号Q的正边沿触发时钟输入端。第一DFF 1114通过响应于TFF1102的输出信号Q的上升沿而锁存第一比较器1112的输出信号来产生第一输出信号OT1。
图11A中的第二缓冲器1116接收第一DFF 1114的第一输出信号OT1，并且生成短周期信号TS_S，该短周期信号是第一输出信号OT1的延迟版本。在一个实施方案中，第二缓冲器1116将第一输出信号OT1延迟给定延迟间隔(例如，50ns)。
图11A中的第二比较器1120具有接收周期电压VHFS的非反相输入端以及接收第二参考电压VREF2的反相输入端。第二比较器1120响应于周期电压VHFS大于第二参考电压VREF2而使输出信号生效。
图11A中的第二DFF 1122具有接收第二比较器1120的输出信号的数据输入端D以及接收TFF 1102的输出信号Q的正边沿触发时钟输入端。第二DFF 1122通过响应于TFF1102的输出信号Q的上升沿而锁存第二比较器1120的输出信号来产生第二输出信号OT2。
图11A中的第三缓冲器1124接收第一DFF 1122的第二输出信号OT2，并且生成长周期信号TS_L，该长周期信号是第二输出信号OT2的延迟版本。在一个实施方案中，第三缓冲器1124将第二输出信号OT2延迟给定延迟间隔(例如，50ns)。
图11A中的增序计数器1126具有接收TFF 1102的输出信号Q的正边沿触发时钟输入端、接收短周期信号TS_S的复位输入端RST、以及接收长周期信号TS_L的使能输入端EN。增序计数器1126根据接收的信号产生4位无符号计数D[0:3]。当短周期信号TS_S生效时，增序计数器1126在无符号计数D[0:3]上输出值0。当短周期信号TS_S失效时，长周期信号TS_L生效，并且上升沿出现在TFF 1102的输出信号Q上，增序计数器1126使得无符号计数D[0:3]的值增加一。在一个实施方案中，当无符号计数D[0:3]处于最大值时(也就是说，当D[0:3]的每一位为一时)，短周期信号TS_S失效，长周期信号TS_L生效，并且上升沿出现在TFF1102的输出信号Q上，无符号计数D[0:3]保持处于最大值，而不是增加一。
图11A中的第一与门1128产生输出信号，该输出信号在无符号计数D[0:3]处于最大值时生效，否则失效。
图11A中的SRFF 1118响应于短周期信号TS_S生效而将第三输出信号OT3置位为生效值(例如，逻辑高值)。SRFF 1118响应于第一与门1128的输出信号生效而将第三输出信号OT3复位为失效值(例如，逻辑低值)。
图11A中的第二与门1130接收第三输出信号OT3和操作模式信号V_LIGHT。第二与门1130在第三输出信号OT3生效并且操作模式信号V_LIGHT生效时使轻负载检测信号LLD生效，否则失效。
图11B包括根据一个实施方案的示出在轻负载检测信号LLD从生效值(例如，逻辑高值)转变为失效值(例如，逻辑低值)的周期期间的操作的波形。图11B包括SR传导信号SR_COND、周期电压VHFS、短周期信号TS_S、长周期信号TS_L和轻负载检测信号LLD的波形。操作模式信号V_LIGHT(未示出)在图11B中所示的周期期间生效。
在第一时间t1，SR传导信号SR_COND的周期变得足够长以使周期电压VHFS大于第一参考电压VREF1。因此，第一输出信号OT1失效，并且随后短周期信号TS_S失效。
在第二时间t2，SR传导信号SR_COND的周期变得足够长以使周期电压VHFS大于第二参考电压VREF2。因此，第二输出信号OT2生效，并且随后长周期信号TS_L生效。图11A中的增序计数器1126响应于TFF 1102的输出信号Q的上升沿而使无符号计数D[0:3]的值增加一，直到无符号计数D[0:3]的值达到最大值。
在第三时间t3，无符号计数D[0:3]值达到最大值，并且图11A中的SRFF 1118使第三输出信号OT3失效。因此，图11A中的第二与门1130使轻负载检测信号LLD失效。
图12A示出根据一个实施方案的LLD电路1240。与参考图7A、图8、图9、图10和图11A的上述实施方案不同，图12A中的LLD电路1240接收SR传导信号SR_COND，并且在不使用操作模式信号(诸如图4A中的操作模式信号V_LIGHT)的情况下生成轻负载检测信号LLD。
当SR开关设备被关断时，图12A中的LLD电路1240通过确定SR开关设备(诸如图2的SR开关设备222)的电压(诸如漏极电压)中的谷的数量(对应于由振铃引起的振荡的数量)来检测轻负载条件。由振铃引起的振荡可在零电流间隔期间发生，其中以DCM操作的SMPS的能量存储设备(诸如图2的电感器或变压器216)没有电流流入其中。零电流间隔的持续时间随着负载减小而增加，并且由振铃引起的振荡的数量(以及因此谷的数量)对应于零电流间隔的持续时间。
图12A中的LLD电路1240包括谷检测器1214、第一比较器1208和第二比较器1210、第一与门1216和第二与门1218、以及SRFF 1212。图12中的谷检测器1214包括比较器1202、具有3位的增序计数器1204、以及DAC 1206。
图12A中的比较器1202具有接收漏极电压VD的反相输入端以及接收谷阈值电压Vvalley的非反相输入端。比较器1202响应于漏极电压VD小于谷阈值电压Vvalley而使时钟信号CLK生效。
图12A中的增序计数器1204具有接收比较器1202的时钟信号CLK的正边沿触发时钟输入端以及接收SR传导信号SR_COND的复位输入端RST。增序计数器1204使用接收的信号生成无符号计数OUT[0:2]。增序计数器1204响应于时钟信号CLK的上升沿而使无符号计数OUT[0:2]递增，直到达到最大计数。当SR传导信号SR_COND生效时，增序计数器1204将无符号计数OUT[0:2]复位为零。
图12A中的DAC 1206接收无符号计数OUT[0:2]，并且生成具有对应于无符号计数D[0:2]的值的模拟输出信号(或谷信号)VO。
图12A中的第一比较器1208具有接收谷信号VO的非反相输入端以及接收第一阈值电压VTH1的反相输入端。第一比较器1208响应于谷信号VO大于第一阈值电压VTH1而使输出信号生效。
图12A中的第一与门1216接收第一比较器1208的输出信号以及SR传导信号SR_COND的反相版本。第一与门1216在第一比较器1208的输出信号生效并且SR传导信号SR_COND的反相版本生效时使高谷信号Valley_H生效，否则失效。
图12A中的第二比较器1210具有接收谷信号VO的反相输入端以及接收第二阈值电压VTH2的非反相输入端。第二比较器1210响应于谷信号VO小于第二阈值电压VTH2而使输出信号生效。
图12A中的第二与门1218接收第二比较器1210的输出信号以及SR传导信号SR_COND的反相版本。第二与门1218在第二比较器1210的输出信号生效并且SR传导信号SR_COND的反相版本生效时使低谷信号Valley_L生效，否则失效。
图12A中的SRFF 1212响应于高谷信号Valley_H生效(也就是说，当自SR传导信号SR_COND上次生效以来的谷的数量大于对应于第一阈值电压VTH1的第一阈值时)而使轻负载检测信号LLD生效，并且保持轻负载检测信号LLD生效直到低谷信号Valley_L生效。SRFF1212响应于低谷信号Valley_L生效(也就是说，当自SR传导信号SR_COND上次生效以来的谷的数量小于对应于第二阈值电压VTH2的第二阈值时)而使轻负载检测信号LLD失效，并且保持轻负载检测信号LLD失效直到高谷信号Valley_H再次生效。
因此，图12A中的LLD电路1240响应于SR传导信号SR_COND的随后生效之间的谷的数量变得大于或等于第一阈值而使轻负载检测信号LLD生效，并且保持轻负载检测信号LLD生效，直到谷的数量下降到第二阈值以下。在实施方案中，第二阈值小于第一阈值。
图12B包括根据一个实施方案的示出包括图12A中的LLD电路1240的电源转换器(例如，图2中的反激转换器200)的操作的波形。图12B包括漏极电压VD、SR传导信号SR_COND和时钟信号CLK的波形。
在第一时间t1，SR传导信号SR_COND生效，并且SR开关设备(例如，SR开关设备222)被接通。流过SR开关设备的电流的幅值在第一时间t1和第二时间t2之间的时间间隔期间开始减小。
在第二时间t2，在SR传导信号SR_COND的周期结束之前，电流的幅值达到零值，这指示电源转换器以DCM操作。因为电源转换器以DCM而不是CCM操作，所以图12A中的LLD电路1240可以不使用操作模式信号(例如，图4中的操作模式信号V_LIGHT)来确定电源转换器是否在轻负载条件下操作。漏极电压VD在SR传导信号SR_COND失效之后开始振荡。
在第三时间t3、第四时间t4和第五时间t5，漏极电压VD变得小于谷阈值电压Vvalley，并且图12A中的比较器1202使时钟信号CLK生效。在第三时间t3、第四时间t4和第五时间t5中的每个时间，增序计数器1204使无符号计数OUT[0:2]的值增加一。
在第六时间t6，SR传导信号SR_COND再次生效并且复位增序计数器1204的无符号计数OUT[0:2]的值。
图12A中的第一比较器1208具有接收谷信号VO的非反相输入端以及接收第一阈值电压VTH1的反相输入端。第一比较器1208响应于谷信号VO具有大于第一阈值电压VTH1的值而使高谷信号Valley_H生效。
图12A中的第二比较器1210具有接收谷信号VO的反相输入端以及接收第二阈值电压VTH2的非反相输入端。第二与门1218响应于谷信号VO具有小于第二阈值电压VTH2的值并且SR传导信号SR_COND的反相版本生效而使低谷信号Valley_L生效。
当在第三时间t3、第四时间t4和第五时间t5检测到的谷的数量大于对应于第一阈值电压VTH1的第一给定数量时，第一与门1216使高谷信号Valley_H生效，从而使轻负载检测信号LLD生效。轻负载检测信号LLD具有生效值(例如，逻辑高值)指示包括图12A中的LLD电路1240的电源转换器在轻负载条件下操作。当检测到的谷的数量小于对应于第二阈值电压VTH2的第二给定数量时，第二比较器1210使低谷信号Valley_L生效以使轻负载检测信号LLD失效。
图13示出根据一个实施方案的适于用作图4A的SR驱动器412的SR驱动器1312。SR驱动器1312包括反相器1302、第一开关设备1304、第二开关设备1308、第三开关设备1306和第四开关设备1310、第一供电电压(例如，低供电电压)VCCL、第二供电电压(例如，高供电电压)VCCH、以及输出节点ON。
图13中的第一开关设备1304响应于轻负载检测信号LLD具有生效值(例如，逻辑高值)而被接通。图13中的第二开关设备1308响应于栅极信号VGS具有生效值(例如，逻辑高值)而被接通。第四开关设备1310响应于栅极信号VGS具有失效值(例如，逻辑低值)而被接通。
图13中的反相器1302接收轻负载检测信号LLD并且生成轻负载检测信号LLD的反相版本。图13中的第三开关设备1306响应于轻负载检测信号LLD具有失效值(例如，逻辑低值)而被接通。
当轻负载检测信号LLD失效并且栅极信号VGS生效时，第二开关设备1308和第三开关设备1306被接通以将高供电电压VCCH耦接到输出节点ON。因此，SR驱动器1312在输出节点ON处提供具有对应于高供电电压VCCH的第一值的信号(例如，电压)作为栅极控制信号G。
当轻负载检测信号LLD生效并且栅极信号VGS生效时，第一开关设备1304和第二开关设备1308被接通以将低供电电压VCCL耦接到输出节点ON。因此，SR驱动器1312在输出节点ON处提供具有对应于低供电电压VCCL的第二值的电压作为栅极控制信号G。
当栅极信号VGS失效时，第四开关设备1310将栅极控制信号G耦接到地。因此，SR驱动器1312在输出节点ON处提供具有对应于地电压的第三值的电压作为栅极控制信号G。
当包括SR驱动器1312和SR开关设备(例如，图2的SR开关设备222)的电源转换器(例如，图2中的反激转换器200)在轻负载条件下操作时，用于驱动SR开关设备的开关损耗在电压转换器的功率损耗的总量中变得显著。因为开关损耗与栅极控制信号G的值的平方成比例，所以在轻负载条件下比在重负载条件下具有更小值的栅极控制信号G可减小开关损耗的量，从而导致在轻负载条件下电源转换器的功率效率增加。然而，当电源转换器在重负载条件下操作时，总损耗可通过使用栅极控制信号G的较高电压值而最小化。
因此，一系列负载条件下的整体电路效率可通过以下方式来改善：检测轻负载条件，在检测到轻负载条件时产生具有第一电压值的栅极控制信号G，并且在未检测到轻负载条件时产生具有第二电压值的栅极控制信号G，其中第二电压值大于第一电压值。在示例性实施方案中，第一电压值可以是5V或7V，并且第二电压可以是10V，但是本公开的实施方案不限于此。
图14示出由电源转换器(例如，图2中的电源转换器200和图3中的电源转换器300)执行的过程1400。在一个实施方案中，电源转换器包括开关设备(例如，图2中的开关设备222)、轻负载检测电路(例如，图4A中的轻负载检测电路440)、以及SR驱动器(例如，图4A中的SR驱动器412)。
在S1420处，轻负载检测电路响应于传导信号以及操作模式信号与开关设备的检测信号中的一者或两者而生成负载检测信号。在一个实施方案中，轻负载检测电路响应于传导信号(例如，图7A中的SR传导信号SR_COND)和操作模式信号(例如，图7A中的操作模式信号V_LIGHT)而生成负载检测信号。在另一个实施方案中，轻负载检测电路响应于传导信号(例如，图12A中的SR传导信号SR_COND)和检测信号(例如，图12A中的漏极电压VD)而生成负载检测信号。
在S1440处，SR驱动器生成控制信号(例如，图4A中的栅极控制信号G)，该控制信号在负载检测信号生效时具有第一值，并且在负载检测信号失效时具有第二值。在一个实施方案中，第一值小于第二值。
本公开的实施方案包括被配置为进行本文所述操作中的一个或多个操作的电子设备，例如一个或多个封装的半导体设备。然而，实施方案并不限于此。
A1.本公开的一个实施方案包括一种用于控制电源转换器的方法，该方法包括：
响应于传导信号和操作模式信号而生成负载检测信号；
根据负载检测信号生成具有值的控制信号，该控制信号在负载检测信号生效时具有第一值并且在负载检测信号失效时具有第二值，该第一值小于第二值；以及
响应于断开阈值信号在给定范围内而使操作模式信号生效，该给定范围对应于所述电源转换器以轻负载条件下的模式操作。
A2.根据A1所述的方法，还包括：
响应于传导信号而生成中间信号，该中间信号指示传导信号的占空比；以及
在传导信号的占空比小于给定值并且操作模式信号生效时，使轻负载检测信号生效。
A3.根据A2所述的方法，还包括：
响应于传导信号而对中间信号的值进行采样；
将采样值与第一阈值信号的值进行比较以生成第一占空比信号；
将采样值与第二阈值信号的值进行比较以生成第二占空比信号；以及
在第二占空比信号生效时使轻负载检测信号失效。
A4.根据A1所述的方法，还包括：
响应于传导信号而生成导通时间信号，该导通时间信号指示传导信号的导通时间持续时间；以及
在传导信号的导通时间持续时间小于给定值并且操作模式信号生效时，使负载检测信号生效。
A5.根据A1所述的方法，还包括：
响应于传导信号而生成断开时间信号，该断开时间信号指示传导信号的断开时间持续时间；以及
在传导信号的断开时间持续时间大于给定值并且操作模式信号生效时，使负载检测信号生效。
A6.根据A1所述的方法，还包括：
响应于传导信号而生成周期信号，该周期信号指示传导信号的周期；以及
在传导信号的周期小于给定周期并且操作模式信号生效时，使负载检测信号生效。
B1.本公开的一个实施方案包括用于控制电源转换器的电路，该电路包括：
开关设备；以及
被配置为控制开关设备的同步整流器(SR)控制器，
其中SR控制器包括：
轻负载检测电路，该轻负载检测电路被配置为响应于传导信号和开关设备的检测信号而生成负载检测信号；以及
SR驱动器，该SR驱动器被配置为生成控制信号并且向SR开关设备提供控制信号，该控制信号在负载检测信号生效时具有第一值并且在负载检测信号失效时具有第二电压值，该第一值小于第二值。
B2.根据B1所述的电路，其中检测信号是SR开关设备的漏极-源极电压。
B3.根据B2所述的电路，其中轻负载检测电路包括：
谷检测器，该谷检测器在检测信号具有小于阈值的值时检测检测信号的多个谷，并且生成指示检测到的多个谷的数量的谷信号；以及
触发器，该触发器在多个谷的数量等于或大于给定数量时使负载检测信号生效。
虽然已结合目前被认为实用的实施方案描述了本发明，但是实施方案并不限于所公开的实施方案，而是相反可包括所附权利要求的实质和范围内所包括的各种修改形式和等同布置方式。该方法中描述的操作的顺序是例示性的，并且一些操作可以被重新排序。此外，两个或更多个实施方案可以组合。

Claims (10)

1.一种用于控制电源转换器的电路，所述电路包括：
同步整流器SR开关设备；
轻负载检测电路，所述轻负载检测电路被配置为响应于传导信号和操作模式信号而生成负载检测信号；和
SR驱动器，所述SR驱动器被配置为根据所述负载检测信号生成具有值的控制信号，并且向所述SR开关设备提供所述控制信号。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述SR驱动器在所述负载检测信号生效时生成具有第一电压值的所述控制信号，并且在所述负载检测信号失效时生成具有第二电压值的所述控制信号，所述第一值小于所述第二值。
3.根据权利要求1所述的电路，还包括：
用以根据断开阈值信号生成所述操作模式信号的操作模式信号电路，所述操作模式信号响应于所述断开阈值信号在给定范围内而生效，所述给定范围对应于所述电源转换器以轻负载条件下的模式操作，
其中所述轻负载检测电路响应于所述操作模式信号和所述传导信号而生成所述负载检测信号。
4.根据权利要求3所述的电路，其中所述轻负载检测电路包括：
占空比计算器，所述占空比计算器响应于所述传导信号而生成中间信号，所述中间信号指示所述传导信号的占空比；和
逻辑门，所述逻辑门在所述传导信号的所述占空比小于给定值并且所述操作模式信号生效时使所述轻负载检测信号生效。
5.根据权利要求4所述的电路，其中所述轻负载检测电路还包括：
采样保持电路，所述采样保持电路响应于所述传导信号而对所述中间信号的值进行采样；
第一比较器，所述第一比较器将所述采样值与第一阈值信号的值进行比较以生成第一占空比信号；和
第二比较器，所述第二比较器将所述采样值与第二阈值信号的值进行比较以生成第二占空比信号，
其中所述逻辑门在所述第二占空比信号生效时使所述轻负载检测信号失效。
6.根据权利要求3所述的电路，其中所述轻负载检测电路包括：
导通时间计算器，所述导通时间计算器响应于所述传导信号而生成导通时间信号，所述导通时间信号指示所述传导信号的导通时间持续时间；和
逻辑门，所述逻辑门在所述传导信号的所述导通时间持续时间小于给定值并且所述操作模式信号生效时使所述负载检测信号生效。
7.根据权利要求3所述的电路，其中所述轻负载检测电路包括：
断开时间计算器，所述断开时间计算器响应于所述传导信号而生成断开时间信号，所述断开时间信号指示所述传导信号的断开时间持续时间；和
逻辑门，所述逻辑门在所述传导信号的所述断开时间持续时间大于给定值并且所述操作模式信号生效时使所述负载检测信号生效。
8.根据权利要求3所述的电路，其中所述轻负载检测电路包括：
周期计算器，所述周期计算器响应于所述传导信号而生成周期信号，所述周期信号指示所述传导信号的周期；
逻辑门，所述逻辑门在所述传导信号的所述周期小于给定周期并且所述操作模式信号生效时使所述负载检测信号生效；
第一比较器，所述第一比较器将所述周期信号与第一参考信号进行比较，并且响应于所述周期信号具有大于所述第一参考电压的值而使第一输出信号生效；和
第二比较器，所述第二比较器将所述周期信号与第二参考信号进行比较，并且响应于所述周期信号具有大于所述第二参考电压的值而使第二输出信号生效，
其中所述逻辑门在所述第二输出信号生效之后使所述负载检测信号失效所述传导信号的给定数量的循环。
9.根据权利要求3所述的电路，其中当所述电源转换器是反激转换器时，所述轻负载条件下的所述模式是不连续传导模式或临界传导模式，并且
其中当所述电源转换器是电感器-电感器-电容器LLC转换器时，所述轻负载条件下的所述模式是欠谐振模式。
10.一种控制电源转换器的方法，所述方法包括：
响应于传导信号和操作模式信号而生成负载检测信号；以及
根据所述负载检测信号生成具有值的控制信号，所述控制信号在所述负载检测信号生效时具有第一值并且在所述负载检测信号失效时具有第二值，所述第一值小于所述第二值。
CN201910065660.0A 2018-01-23 2019-01-23 用于控制电源转换器的电路和方法 Pending CN110071639A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/877,573 2018-01-23
US15/877,573 US10992234B2 (en) 2018-01-23 2018-01-23 Adaptive control of synchronous rectifier switching device

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN110071639A true CN110071639A (zh) 2019-07-30

Family

ID=67300271

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910065660.0A Pending CN110071639A (zh) 2018-01-23 2019-01-23 用于控制电源转换器的电路和方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10992234B2 (zh)
CN (1) CN110071639A (zh)
TW (1) TW201937834A (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111986070A (zh) * 2020-07-10 2020-11-24 中国人民解放军战略支援部队航天工程大学 基于gpu的vdif格式数据异构并行编帧方法
CN113541514A (zh) * 2021-07-21 2021-10-22 艾科微电子(深圳)有限公司 同步整流控制器及其控制方法
CN114094832A (zh) * 2021-07-31 2022-02-25 华为数字能源技术有限公司 一种变换器及变换器的控制方法
TWI764488B (zh) * 2020-12-30 2022-05-11 瑞鼎科技股份有限公司 電源供應器及電源轉換電路的控制方法

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9595874B2 (en) 2012-04-12 2017-03-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
US10622902B2 (en) 2012-04-12 2020-04-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
JP7048326B2 (ja) * 2018-01-17 2022-04-05 ローム株式会社 絶縁同期整流型ｄｃ／ｄｃコンバータ
IT201800004743A1 (it) * 2018-04-20 2019-10-20 Circuito di raddrizzamento sincrono, dispositivo e procedimento corrispondenti
CN110504821A (zh) * 2018-05-17 2019-11-26 力智电子股份有限公司 直流转直流控制器
CN109067181B (zh) * 2018-07-18 2019-11-22 东南大学 有源钳位反激变换器的自适应同步整流控制系统及控制方法
CN109039114B (zh) * 2018-07-18 2020-10-30 成都芯源系统有限公司 同步整流电路和方法
US11005381B2 (en) * 2018-08-07 2021-05-11 Texas Instruments Incorporated Synchronous rectifier control circuit
CN113261193A (zh) * 2018-12-13 2021-08-13 电力集成公司 用于功率转换器的死区时间调整
US10615700B1 (en) * 2019-01-21 2020-04-07 Semiconductor Components Industries, Llc Synchronous rectifier control for switched mode power supplies and method therefor
US11139742B2 (en) * 2019-10-24 2021-10-05 Richtek Technology Corporation Switching controller circuit and method for controlling flyback power converter
CN111146961B (zh) 2020-01-20 2022-04-12 昂宝电子（上海）有限公司 用于控制同步整流系统的控制电路及方法
CN111697838B (zh) 2020-05-29 2023-09-26 昂宝电子（上海）有限公司 同步整流控制电路、方法和开关电源系统
US11621645B2 (en) 2020-06-04 2023-04-04 Stmicroelectronics International N.V. Methods and device to drive a transistor for synchronous rectification
US20230143391A1 (en) * 2021-11-10 2023-05-11 Stmicroelectronics S.R.I. Synchronous rectifier control circuit and method
CN115347799B (zh) * 2022-10-18 2023-01-06 珠海智融科技股份有限公司 一种应用于反激式变换器的同步整流驱动控制方法及系统

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090097280A1 (en) * 2007-10-16 2009-04-16 Delta Electronics, Inc. Resonant converter system having synchronous control circuit and controlling method thereof
CN101425751A (zh) * 2007-11-02 2009-05-06 台达电子工业股份有限公司 一种谐振转换器系统及其控制方法
CN101577494A (zh) * 2008-05-09 2009-11-11 台达电子工业股份有限公司 具间歇模式控制器的同步整流电路及其控制方法
US20120033453A1 (en) * 2010-04-30 2012-02-09 Infineon Technologies Ag Controller for a Resonant Switched-Mode Power Converter
CN103312176A (zh) * 2012-03-12 2013-09-18 凌力尔特公司 具有用于轻负载操作的休眠模式的隔离式回扫转换器
CN104836443A (zh) * 2014-02-11 2015-08-12 快捷半导体(苏州)有限公司 谐振转换器系统、控制器和控制方法
US20160329819A1 (en) * 2015-05-06 2016-11-10 Richtek Technology Corporation Flyback power converter and controller and driver thereof
US20170040904A1 (en) * 2015-08-07 2017-02-09 Rohm Co., Ltd. Insulating synchronous rectifying dc/dc converter, synchronous rectifying controller, power supply using the same, power adapter and electronic device, and control method of synchronous rectifying controller
CN107134919A (zh) * 2016-02-26 2017-09-05 电力集成公司 降低功率转换器中的可听噪声
US20180013352A1 (en) * 2012-04-12 2018-01-11 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9480193B2 (en) * 2013-11-24 2016-10-25 Semiconductor Components Industries, Llc Load detection circuit and method

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090097280A1 (en) * 2007-10-16 2009-04-16 Delta Electronics, Inc. Resonant converter system having synchronous control circuit and controlling method thereof
CN101425751A (zh) * 2007-11-02 2009-05-06 台达电子工业股份有限公司 一种谐振转换器系统及其控制方法
CN101577494A (zh) * 2008-05-09 2009-11-11 台达电子工业股份有限公司 具间歇模式控制器的同步整流电路及其控制方法
US20120033453A1 (en) * 2010-04-30 2012-02-09 Infineon Technologies Ag Controller for a Resonant Switched-Mode Power Converter
CN103312176A (zh) * 2012-03-12 2013-09-18 凌力尔特公司 具有用于轻负载操作的休眠模式的隔离式回扫转换器
US20180013352A1 (en) * 2012-04-12 2018-01-11 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
CN104836443A (zh) * 2014-02-11 2015-08-12 快捷半导体(苏州)有限公司 谐振转换器系统、控制器和控制方法
US20160329819A1 (en) * 2015-05-06 2016-11-10 Richtek Technology Corporation Flyback power converter and controller and driver thereof
US20170040904A1 (en) * 2015-08-07 2017-02-09 Rohm Co., Ltd. Insulating synchronous rectifying dc/dc converter, synchronous rectifying controller, power supply using the same, power adapter and electronic device, and control method of synchronous rectifying controller
CN107134919A (zh) * 2016-02-26 2017-09-05 电力集成公司 降低功率转换器中的可听噪声

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MEHDI MOHAMMADI等: "LLC synchronous rectification using homopolarity cycle modulation", 《2017 IEEE ENERGY CONVERSION CONGRESS AND EXPOSITION (ECCE)》, 7 November 2017 (2017-11-07), pages 3776 - 3680 *
史永胜;余彬;王喜锋;许梦芸;张青风;王文静;: "基于DSP的高轻载效率数字DC/DC变换器", 电子器件, no. 02, 20 April 2015 (2015-04-20), pages 71 - 77 *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111986070A (zh) * 2020-07-10 2020-11-24 中国人民解放军战略支援部队航天工程大学 基于gpu的vdif格式数据异构并行编帧方法
CN111986070B (zh) * 2020-07-10 2021-04-06 中国人民解放军战略支援部队航天工程大学 基于gpu的vdif格式数据异构并行编帧方法
TWI764488B (zh) * 2020-12-30 2022-05-11 瑞鼎科技股份有限公司 電源供應器及電源轉換電路的控制方法
CN113541514A (zh) * 2021-07-21 2021-10-22 艾科微电子(深圳)有限公司 同步整流控制器及其控制方法
CN113541514B (zh) * 2021-07-21 2023-03-14 艾科微电子(深圳)有限公司 同步整流控制器及其控制方法
CN114094832A (zh) * 2021-07-31 2022-02-25 华为数字能源技术有限公司 一种变换器及变换器的控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
US10992234B2 (en) 2021-04-27
US20190229634A1 (en) 2019-07-25
TW201937834A (zh) 2019-09-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110071639A (zh) 用于控制电源转换器的电路和方法
US10122286B2 (en) Hybrid control technique for power converters
CN102055357B (zh) 开关电源控制器电路及开关电源系统
US8749994B2 (en) Switched-mode power supply
US9048752B2 (en) Off-line power converter and integrated circuit suitable for use in same
CN108736749A (zh) 同步整流器控制器电路
TWI504113B (zh) 返馳式電源轉換器與電子裝置
CN101925237B (zh) 隔离型反激变换器的原边恒流控制装置
CN101594064B (zh) 一种开关电源控制器
US8503144B2 (en) Control circuit with protection circuit for power supply
CN108988636A (zh) 用于多输出功率转换器的空闲振荡检测
US8780515B2 (en) Control circuit with protection circuit for power supply
US10044276B2 (en) Phase-cut pre-regulator and power supply comprising the same
US20200195124A1 (en) Secondary winding sense for hard switch detection
CN109309453B (zh) 具箝位模式切换的电源转换系统
TWI811848B (zh) 開關電源系統及其同步整流控制器
CN108880296A (zh) 电源转换系统
CN208508796U (zh) 隔离式高频dc/dc开关调节器和驱动器电路
CN108173434A (zh) 开关电源电路
US10644606B2 (en) Converter and control method thereof
US20150381055A1 (en) Switching Power-Supply Device
CN103066855A (zh) 用于电源变换系统中的零电压开关的系统和方法
CN202168002U (zh) 一种原边控制式的功率开关及交流-直流变换器
CN101577420B (zh) 一种限制耦合变压器推拉式功率转换电路的漏源电压的装置和方法
CN103095140A (zh) 开关电源装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination