CN101925237B - 隔离型反激变换器的原边恒流控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种隔离型反激变换器的原边恒流控制装置。本发明包括峰值采样保持模块、副边电流模拟模块、平均电流环、比较模块、电感电流过零检测模块、驱动脉冲产生模块和驱动模块。峰值采样保持模块的输出端接副边电流模拟模块的输入端，副边电流模拟模块的输出端接平均电流环的输入端，平均电流环的输出端接比较模块的一个输入端，比较模块的输出端接驱动脉冲产生模块的一个输入端，电感电流过零检测模块接驱动脉冲产生模块的另一个输入端，驱动脉冲产生模块的输出端接驱动模块。本发明省略了光耦元件和变压器副边控制电路，电路结构简单，但却能兼顾实现反激变换器准谐振控制以及很好的输出恒流效果。

Description

隔离型反激变换器的原边恒流控制装置

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，涉及一种隔离型反激变换器的原边恒流控制装置。

背景技术

LED的光特性通常都描述为电流的函数，而不是电压的函数，LED的正向压降微小变化会引起较大的LED电流变化，从而引起亮度的较大变化。所以，采用恒压源驱动不能保证LED亮度的一致性，并且影响LED的可靠性、寿命和光衰。因此，LED通常采用恒流源驱动。此外，一些民用产品如手机充电器也必须具备恒流输出功能

反激变换器由于成本低廉，广泛应用于小功率LED驱动器和手机充电器。传统的单管反激变换器结构如图1，是一种隔离型结构，输入和输出相互隔离，控制电路一般放在原边。传统的恒流控制的反激变换器如图2所示，需采样副边输出电流，并将调制后的信号经过光耦传递到原边的控制芯片，在控制芯片当中该电流信号与设置好的电流基准进行比较，以控制反激变换器的占空比，形成负反馈控制，实现恒流输出。由于光耦存在老化问题，因此会影响电源的稳定性；此外，副边输出电流采样电路和光耦增加了电源成本，降低了产品的市场竞争力。因此市面上手机充电器和小功率的LED驱动器都越来越倾向于在反激变换器中去掉光耦，实现原边恒流控制：即无需采样副边输出电流，而直接在反激变换器原边通过一定的控制方法，实现副边恒流输出。

工作在电流断续模式的反激变换器的主要波形如图3所示。文中所指的电流连续或者断续，均指变压器的激磁电感电流连续或者断续。图3中，v_{GS_Q1}是原边开关管门极驱动波形；v_{DS_Q1}是原边开关管漏极与源极之间的电压波形；i_pri是原边开关管电流波形；i_sec是副边二极管电流波形；I_pk是原边开关管电流峰值；I_pk’是副边二极管电流峰值；T_on是原边开关管导通时间；T_off1是副边二极管续流时间；T_off2是副边二极管电流过零到原边开关管导通这段区间时间；I_o是平均输出电流。根据图3可以得到反激变换器在电流断续模式输出电流的表达式为：

$I_o=\frac{1}{2}\frac{T_{\mathrm{off}1}}{T}\·I_{\mathrm{PK}}^{\′}---\left(1\right)$

根据变压器的磁平衡可以推出：

$\frac{V_o}{f}=\frac{L_m^{\′}{I}_{\mathrm{PK}}^{\′}}{T_{\mathrm{off}1}/T}---\left(2\right)$

其中V_o是输出电压，f是开关频率，T是开关周期，f＝1/T；L′_m是从变压器副边侧测量的变压器激磁电感值。因此可以得到以下三种反激变换器工作在电流断续模式时比较直观的输出电流恒流的实现方案：

方案一：根据方程(1)，在原边电流峰值I_pk保持不变的前提下，控制T_off1/T为常数，即可实现输出电流恒流，采用这种实现方式的控制芯片有杭州士兰微电子股份有限公司的SD485x系列等。

方案二：根据方程(2)，在保持在原边电流峰值I_pk保持不变的前提下，控制V_o/f保持不变，即可实现T_off1/T为常数，根据方案一知道，可以实现输出电流恒流。采用这种实现方式的芯片有技领半导体的ACT353/ACT355系列等。

方案三：根据方程(1)，采用乘法器，将T_off1、f和I_pk乘起来，使其乘积为一常数，从而实现输出电流恒流。采用这种实现方法的芯片有台湾崇茂的SG68501。

从实现难易程度上来说，方案一和方案二相对简单，其中方案一最直观也最容易实现，方案三相对难实现。

然而，上述方案中，由于受实现方式的限制，原边开关管都是不受控制的硬开通，即开关管导通瞬间，开关管漏极和源极之间(或者集电极-射极)的电压是随机的。假定开关管两端的寄生电容为C_DS，开关管开通瞬间其漏极和源极之间的电压为V_DS，则开关管寄生电容C_DS所存储的能量都在开关管开通时白白消耗掉。

开关管在较高的漏极和源极之间(或者集电极-射极)的电压下硬开通的另一个缺点是开关管导通瞬间产生较大的dv/dt，从而会产生较大的电磁干扰。

在反激变换器中常常利用准谐振(QR)控制技术来降低原边开关管开通瞬间漏极和源极之间(或者集电极-射极电压)的电压。即通过一定的控制方式使得反激变换器工作在电流临界断续模式(Critical CM)或者电流断续模式(DCM)时，激磁电感与原边开关寄生电容发生振荡，在原边开关管漏源极电压(或者集电极-射极电压)的最低点(谷底)或等于输入电压值开通原边开关管，如图4所示。采用准谐振(QR)控制技术可降低开关损耗，减小电磁干扰。

发明内容

本发明针对现有技术的不足，提出一种适用于隔离型反激变换器的原边恒流控制装置，本发明可同时实现反激变换器输出恒流和准谐振工作方式。

本发明解决技术问题所采取的技术方案为：

本发明包括峰值采样保持模块、副边电流模拟模块、平均电流环、比较模块、电感电流过零检测模块、驱动脉冲产生模块、驱动模块。

峰值采样保持模块的输出端接副边电流模拟模块的输入端，副边电流模拟模块的输出端接平均电流环的输入端，平均电流环的输出端接比较模块的一个输入端，比较模块的输出端接驱动脉冲产生模块的一个输入端，电感电流过零检测模块接驱动脉冲产生模块的另一个输入端，驱动脉冲产生模块的输出端接驱动模块。

本发明为隔离型反激变换器的控制装置，与反激变换器的主电路共同构成开关电源，传统的单管反激变换器的主电路包括输入直流电源、吸收网络、变压器、原边开关管、原边电流采样网络、输出整流器和输出电容器。本发明的反激变换器的主电路也可以为其它传统单管反激变换器的变结构拓扑，如双管反激变换器。

所述的峰值采样保持模块对反激变换器原边电流采样信号进行峰值采样保持，提取原边电流采样信号峰值。

所述的副边电流模拟模块用来模拟输出整流器电流。由于输出整流器电流波形为斜率线性下降的直角三角形，而副边电流模拟模块的输出波形是一矩形波，宽度等于原边开关管关断时间(约等于输出整流器导通时间)，幅值等于原边电流采样信号峰值电压，因此面积与输出整流器电流波形面积的两倍成比例。

所述的平均电流环为一带直流电压基准和补偿网络的运算放大器，对副边电流模拟模块模拟出的电流的平均值与平均电流环给定的直流基准进行比较，并对二者之间误差加以放大。

所述的比较模块的两个输入信号分别为反激变换器原边电流采样信号和平均电流环的输出信号。比较模块对原边电流采样信号和平均电流环的输出信号进行比较，当原边电流采样信号上升到与平均电流环的输出信号相等时，比较模块输出从低电平翻转为高电平。

所述的电感电流过零通过检测模块检测反激变换器变压器辅助绕组电压信号，从而间接检测出反激变换器变压器电感电流过零点。当变压器辅助绕组电压信号降到零时，电感电流过零检测模块输出高电平。

所述的驱动脉冲产生模块根据比较模块和电感电流过零检测模块的输出电平信号产生脉冲信号：当比较模块产生一个低电平到高电平的翻转时，驱动脉冲产生模块的输出信号由高电平复位到低电平；当电感电流过零检测模块产生一个低电平到高电平的翻转时，驱动脉冲产生模块输出信号由低电平置位到高电平；周而复始，产生脉冲序列。

所述的驱动模块用来增强驱动脉冲产生模块的驱动能力。

所述的反激变换器的主电路工作在临界断续模式。

所述的平均电流环的运算放大器可以是电压型或电流型(跨导型)。

进一步，所述的平均电流环中的补偿网络可以为纯积分环节，也可以为比例积分环节，或者比例积分微分环节形式，属于公知技术。

所述的驱动模块可以是两个双极晶体管或金属氧化物半导体场效应管构成的推挽结构(图腾柱结构)。

基于以上阐述，本发明的核心思想在于：通过电感电流过零检测模块检测反激变换器变压器电感电流过零点，并在变压器电感电流过零时开通原边开关管，从而使反激变换器工作在电流临界断续模式；通过峰值采样保持模块对原边电流采样信号进行峰值采样和保持，获取原边电流采样信号的峰值包络线；获取原边电流采样信号的峰值包络线之后，通过副边电流模拟模块，模拟出一个面积与输出整流器电流面积成比例的信号。将该信号送到平均电流环中，利用平均电流环自身具有平均值滤波功能，在平均电流环的输入端得到与输出电流平均值成比例的信号，通过与设定的平均值基准进行比较，将二者的误差信号经过平均电流环的补偿网络进行放大，再经过比较模块与原边电流采样信号进行比较，来控制原边开关管的关断时间，使得原边开关管的导通时间随着输出电流大小自动进行调整，从而控制输出电流为恒定值。输出恒流值可以通过改变原边电流采样系数或者改变平均电流环中的电流基准实现。

本发明的有益效果在于：本发明无需光耦和副边反馈电路，即可实现反激变换器的输出恒流控制。由于省去了光耦和次级反馈电路，元件数量减少，电路更加可靠。此外本发明的控制方法可以实现反激变换器工作在电流临界断续模式，即实现反激变换器的原边开关管的准谐振控制，提升了电路效率，并降低了电路的电磁干扰。

附图说明

图1为传统单端反激变换器拓扑结构示意图；

图2为传统恒流控制的反激变换器结构示意图；

图3为电流断续模式的反激变换器主要波形图；

图4为采用准谐振控制的反激变换器中的主要波形图；

图5为本发明与反激变换器的主电路连接示意图；

图6为本发明的第一具体实施例示意图；

图7为本发明中的副边电流模拟原理的波形分析图；

图8为本发明的第二具体实施例示意图；

图9为本发明的第三具体实施例示意图；

图10为本发明与非隔离的升降压电路的主电路连接示意图；

图11为本发明应用于非隔离型升降压拓扑的第一实施例示意图；

图12为本发明应用于非隔离型升降压拓扑的第二实施例示意图。

具体实施方式

以下结合具体实施例以及附图对本发明内容进行详细说明。

参照图5，隔离型反激变换器的原边恒流控制装置主要包括峰值采样保持模块21、副边电流模拟模块22、平均电流环23、比较模块24、电感电流过零检测模块25、驱动脉冲产生模块26和驱动模块27。

本发明与反激变换器的主电路共同构成开关电源，其中反激变换器的主电路包括输入直流电源V_in、变压器T、吸收网络、原边开关管Q₁、原边电流采样网络、输出整流器(选用整流二极管D₁)和输出电容器C_o。

峰值采样保持模块21与原边电流采样网络相连，对原边电流采样信号进行峰值采样保持。

峰值采样保持模块具体可选用中国专利(公开号：CN 101615432)公开的峰值采样保持电路。

副边电流模拟模块22接到峰值采样保持模块21之后，用来模拟出两倍的输出整流器电流波形。参照图6，副边电流模拟模块22包括开关管M₁₀和电阻R₁₀。其中，电阻R₁₀的一端接采样保持模块的输出，电阻R₁₀的另一端接开关管M₁₀的漏极；开关管M₁₀的源极接地，开关管M₁₀的门极接驱动脉冲产生模块26的输出，开关管M₁₀的门极信号与原边开关管驱动信号逻辑相同；当开关管M₁₀的门极电平为高电平，开关管M₁₀导通，副边电流模拟模块22输出为低电平，当开关管M₁₀的门极电平为低电平，开关管M₁₀关断，副边电流模拟模块22的输出为峰值采样保持模块21的输出；因此电流模拟模块22的输出为幅值包络线等于峰值采样保持模块21的输出，脉宽与开关管M₁₀门极输入信号脉宽互补的脉冲信号。

进一步，副边电流模拟模块22中的开关管M₁₀可以是金属氧化物半导体场效应管，绝缘栅双极晶体管或双极晶体管。

再进一步，副边电流模拟模块22中的开关管M₁₀可以是正逻辑开关器件如NMOS或NPN晶体管等，或负逻辑开关器件如PMOS或PNP晶体管等；采用正逻辑或负逻辑器件时，二者输入门极信号逻辑相反。

图7是对副边电流模拟原理的详细说明：v_{GS_M10}& v_{GS_Q1}是开关管M₁₀和Q₁的驱动波形；i_pri是原边开关管电流波形；i_sec是副边整流管电流波形；v_{DS_M10}是开关管M₁₀漏极和源极(集电极和发射极)两端的电压波形，v_{DS_M10}的幅值等于原边电流采样信号的峰值。根据图7可以看到，当采用准谐振控制后，反激变换器工作在电流临界断续模式。由反激式变换器的基本原理知道：

$I_o={\stackrel{\‾}{I}}_{\sec }---\left(3\right)$

${\stackrel{\‾}{V}}_{\mathrm{DS}\_M10}=2K_1\frac{N_s}{N_p}{\stackrel{\‾}{I}}_{\sec }=2K_1\frac{N_s}{N_p}{I}_o---\left(4\right)$

其中，I_o是平均输出电流；N_p是反激变换器的变压器原边匝数；N_s是反激变换器的变压器副边匝数；

是输出整流器电流的平均值；K₁是原边电流采样系数；

是v_{DS_M10}的平均值。由方程(4)可见，当电流采样系数和反激变换器的变压器匝数都确定之后，

与平均输出电流I_o成比例。

平均电流环23包括直流电压基准、补偿网络和运算放大器U₁，对副边电流模拟模块22的输出信号平均值与平均电流环内部基准进行比较并对二者之间误差加以放大。参照图6，直流电压基准V_ref接平均电流环23的运算放大器U₁的正端输入，副边电流模拟模块22的输出经电阻R₂₀接到平均电流环23的运算放大器U₁的负端输入。由于平均电流环自身具有平均值滤波功能，在平均电流环运算放大器U₁的负端输入得到与输出电流平均值成比例的信号。

平均电流环23的输出接比较模块24的负端输入，比较模块24的正端输入接原边电流采样网络的输出。当原边电流采样信号峰值触及到平均电流环23的输出幅值时，比较模块24的输出从低电平翻转为高电平。

电感电流过零检测模块25包括比较器U₃和延时电路，比较器U₃的负端输入接反激变换器变压器辅助绕组异名端，正端输入接地。通过检测变压器辅助绕组电压信号过零点，可间接检测出变压器电感电流过零点。当检测到变压器辅助绕组的电压信号过零，比较器U₃输出高电平。由于反激变换器变压器辅助绕组电压信号过零点与原边开关管漏源极(或集电极与发射极)之间的谐振电压谷底存在一定时间差，即反激变换器变压器辅助绕组电压信号过零点要稍微超前原边开关管漏源极之间的谐振电压谷底。通过延时电路，对该时间差进行补偿，可使原边开关管在漏源极之间的谐振电压谷底开通。

进一步，电感电流过零检测模块25的比较器U₃的正端输入也可改接一低幅值的直流电压源，减少因地线干扰而造成的误差。

驱动脉冲产生模块26可采用RS触发器实现，其中R脚接比较模块24的输出，S脚接电感电流过零检测模块25的输出。当检测到比较模块24产生一个低电平到高电平的翻转时，驱动脉冲产生模块26的输出信号由高电平复位到低电平；当电感电流过零检测模块25产生一个低电平到高电平的翻转时，驱动脉冲产生模块26输出信号由低电平置位到高电平，如此周而复始，产生输出脉冲序列。

驱动脉冲产生模块26的输出经驱动模块27送到反激变换器原边开关管的门极，驱动脉冲产生模块26的输出同时直接作为副边电流模拟模块22中的开关管M₁₀的门极信号。

图8所示是本发明应用于隔离型的反激变换器的第二具体实施例。其中，峰值采样保持模块、平均电流环、电感电流过零检测模块、驱动脉冲产生模块、驱动模块等都与图7所示实施例相同。与图7所示实施例的主要区别在于：(1)副边电流模拟模块采用另一种实现方式，由开关管M₁₁、电阻R₁₁和反相器U₁₁组成；电阻R₁₁的一端接地、另一端接开关管M₁₁的源极；开关管M₁的漏极接峰值采样保持模块的输出，开关管M₁₁的门极接反相器U₁₁的输出，反相器U₁₁的输入接驱动脉冲产生模块的输出端Q。开关管M₁₁的门极也可以不经反相器U₁₁，而直接接到驱动脉冲产生模块的反相输出端二者实现功能相同；(2)比较模块24包括比较器U₂、恒流源I_DC、电容C₁、开关管M₃₃和反相器U₃₃；比较器U₂的正输入端是由恒流源I_DC、电容C₁和开关管M₃₃产生的锯齿波信号，而非原边电流采样信号；图中V_DD是芯片内部产生的电压源；恒流源I_DC是芯片内部产生的电流源；电容C₁的一端、开关管M₃₃的漏极、恒流源I_DC的输出端与比较器U₂正输入端连接，比较器U₂负输入端与平均电流环输出端连接，电容C₁的另一端和开关管M₃₃的源极接地，开关管M₃₃的门极接反相器U₃₃的输出，反相器U₃₃的输入接驱动脉冲产生模块的输出端Q；开关管M₃₃的门极信号也可以不经反相器U₃₃，而直接接到驱动脉冲产生模块的反相输出端

二者实现功能相同；进一步，M₃₃可以是金属氧化物半导体场效应管，绝缘栅双极晶体管或双极晶体管。

图9是本发明应用于隔离型的反激变换器的第三具体实施例，其中主要模块都与图8所示实施例相同，主要区别在于：(1)图9中峰值采样保持模块的输入为恒流源I_DC、电容C₁和开关管M₂产生的锯齿波信号，而非图8中所示的原边电流采样网络；因此，图9中的反激变换器主电路省去了原边电流采样网络；(2)副边电流模拟模块采用又一种实现方式，由开关管M₂₁、开关管M₂₂和反相器U₂₂组成；开关管M₂₁的源端接地，开关管M₂₁的漏极接开关管M₂₂的源极，开关管M₂₁的门极接驱动脉冲产生模块的输出端Q；开关管M₂₂的漏极接峰值采样保持模块的输出，开关管M₂₂的门极接反相器U₂₂的输出，反相器U₂₂的输入接驱动脉冲产生模块的输出端Q；开关管M₂₂的门极也可以不经反相器U₂₂，而直接接到驱动脉冲产生模块的反相输出端

，二者实现功能相同；进一步，M₂₁和M₂₂可以是金属氧化物半导体场效应管，绝缘栅双极晶体管或双极晶体管。

本发明可以应用到隔离型输出，也可以应用到非隔离型输出。图10为本发明与非隔离的升降压(buck-boost)电路的主电路连接示意图；图11是本发明应用于非隔离的升降压(buck-boost)电路的第一具体实施例，图12是本发明应用于非隔离的升降压(buck-boost)电路的第二具体实施例。其中，图11和图12的控制电路部分分别与图6和图8所示控制电路相同，为本发明内容，主要区别在于图11和图12的主电路为非隔离的升降压(buck-boost)电路。在图11图12中，通过电感电流检测模块25检测电感电流过零点，实现电路的电流临界断续模式控制；通过模块22模拟出不共地二极管D₁的两倍电流波形，然后经平均电流环实现对输出电流的恒流控制。

无论上文说明如何详细，领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，例如在副边电流模拟模块22和平均电流环23之间增加一级滤波电路、在原边电流采样网络之后加入一级消前沿电路(LEB电路)等，或通过各模块的各种具体实施方式的不同的组合方式，形成不同的具体实施例等，都应涵盖在本发明的保护范围之内。本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。

本发明这里所提供的启示并不是必须应用到上述系统中，还可以应用到其它系统中。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。可以根据上述详细说明对本发明进行修改，在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。

如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。

Claims (9)

1.隔离型反激变换器的原边恒流控制装置，包括峰值采样保持模块、副边电流模拟模块、平均电流环、比较模块、电感电流过零检测模块、驱动脉冲产生模块和驱动模块，其特征在于：

峰值采样保持模块的输出端接副边电流模拟模块的输入端，副边电流模拟模块的输出端接平均电流环的输入端，平均电流环的输出端接比较模块的一个输入端，比较模块的输出端接驱动脉冲产生模块的一个输入端，电感电流过零检测模块接驱动脉冲产生模块的另一个输入端，驱动脉冲产生模块的输出端接驱动模块；峰值采样保持模块的输入端连接原边电流采样网络，比较模块另一输入端连接原边电流采样网络，电感电流过零检测模块输入端连接反激变换器变压器辅助绕组异名端。

2.根据权利要求1所述的隔离型反激变换器的原边恒流控制装置，其特征在于：副边电流模拟模块由开关管M₁₀和电阻R₁₀组成；电阻R₁₀的一端接峰值采样保持模块、另一端接开关管M₁₀的漏极；开关管M₁₀的源极接地，开关管M₁₀的门极接驱动脉冲产生模块的输出端Q。

3.根据权利要求1所述的隔离型反激变换器的原边恒流控制装置，其特征在于：副边电流模拟模块由开关管M₁₁、电阻R₁₁和反相器U₁₁组成；电阻R₁₁的一端接地、另一端接开关管M₁₁的源极；开关管M₁₁的漏极接峰值采样保持模块的输出，开关管M₁₁的门极接反相器U₁₁的输出，反相器U₁₁的输入接驱动脉冲产生模块的输出端Q。

4.根据权利要求1所述的隔离型反激变换器的原边恒流控制装置，其特征在于：副边电流模拟模块由开关管M₂₁、开关管M₂₂和反相器U₂₂组成；开关管M₂₁的源端接地，开关管M₂₁的漏极接开关管M₂₂的源极，开关管M₂₁的门极接驱动脉冲产生模块的输出端Q；开关管M₂₂的漏极接峰值采样保持模块的输出，开关管M₂₂的门极接反相器U₂₂的输出，反相器U₂₂的输入接驱动脉冲产生模块的输出端Q。

5.根据权利要求1所述的隔离型反激变换器的原边恒流控制装置，其特征在于：平均电流环由直流电压基准、补偿网络、运算放大器U₁和电阻R₂₀组成；电阻R₂₀的一端接副边电流模拟模块的输出、另一端接运算放大器U₁的负端，运算放大器U₁的正端接直流电压基准。

6.根据权利要求1所述的隔离型反激变换器的原边恒流控制装置，其特征在于：比较模块包括比较器U₂。

7.根据权利要求6所述的隔离型反激变换器的原边恒流控制装置，其特征在于：比较模块还包括恒流源I_DC、电容C₁、开关管M₃₃和反相器U₃₃；电容C₁的一端、开关管M₃₃的漏极和恒流源I_DC的输出端与比较器U₂的正输入端连接，比较器U₂的负输入端与平均电流环输出端连接，电容C₁的另一端和开关管M₃₃的源极接地，开关管M₃₃的门极接反相器U₃₃的输出，反相器U₃₃的输入接驱动脉冲产生模块的输出端。

8.根据权利要求1所述的隔离型反激变换器的原边恒流控制装置，其特征在于：电感电流过零检测模块由延时电路和比较器U₃组成；比较器U₃的负端接反激变换器变压器辅助绕组异名端，正端输入接地，比较器U₃的输出端接延时电路。

9.根据权利要求1所述的隔离型反激变换器的原边恒流控制装置，其特征在于：驱动脉冲产生模块为RS触发器；RS触发器的输入端R接比较模块的输出端，RS触发器的输入端S接电感电流过零检测模块的输出端，RS触发器的输出端Q接驱动模块。

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