CN102355136B - 一种控制变流器输出电流的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种控制变流器输出电流的控制电路及方法，适用于各类隔离型或非隔离型变流器；通过采集可控开关的电流信号、变流器中的电压信号和可控开关上一时刻的控制信号，并获取基准电压信号，经计算、比较、检测和调制等处理，得出平均电流信号、二极管导通时间信号和可控开关导通时间信号，产生控制可控开关导通或关断的控制信号，以达到控制变流器输出电流的效果，能够应用于各种控制方式；并且，本发明基于可控开关输出端的信号和变流器中的电压信号即可得到输出电流的信息，实现输出电流的间接控制，减少对变流器的电流采样，不但简化了电路结构、降低了电路损耗，也节约了电路组成的成本费用。

Description

一种控制变流器输出电流的控制方法

技术领域

本发明涉电源电路，特别涉及一种控制变流器输出电流的控制方法及其控制电路。

背景技术

在传统的在传统的小功率电源设备中，尤其是小功率开关电源，用于便携式设备的充电器，如手机充电器、笔记本电脑适配器、移动式设备的充电器，以及小功率LED照明的驱动电源，包括LED驱动器或者LED，其电源电路通常需要控制输出电流为恒定或者可调；传统的控制方式为对输出电流进行采样，然后用反馈电路控制电源电路中可控开关的导通时间或者频率进行调节。

在隔离型变流器中，通常使用变压器实现电气隔离；由于输出电流检测电路在主电路的输出端，但可控开关位于变压器的原边使得控制电路通常在主电路的输入端，这造成输出电流的反馈回路相应需要电气隔离；现有技术中一般选用的光耦隔离为：将输出电流反馈的误差信号经光耦输入原边上的控制电路，以控制原边上可控开关的工作状态。

如图1所示的传统隔离型反激式变流器及其输出电流的控制电路，包括反馈电路W和集成电路A，反馈电路W位于反激电路的输出端，集成电路A位于反激电路的输入端；所述的反馈电路W采集电流输出端的电流信号Iload，将电流信号Iload与基准电压源U提供的基准电压信号Vref进行比较，产生一误差信号Vea，误差信号Vea经过光耦隔离传输到集成电路A，用来控制原边上可控开关Q的工作状态，实现反激电路输出电流的闭环控制。这种方法不仅线路复杂，因采集输出端的电流信号Iload导致增加电路损耗，而且光耦的存在对电气绝缘不利，容易产生漏电流，降低了电源电路的可靠性。

在非隔离型变流器中，尽管输入输出不需要电气隔离，但是由于采集输出端的电流信号与控制电路不共地，导致二者的电压参考点不一样，同样存在信号隔离的问题。如图2所示的BUCK-BOOST变流器及其输出电流的控制电路，BUCK-BOOST变流器即为非隔离型反激式变流器，为了方便驱动可控开关Q，一般将可控开关Q串联在输入端的地线上，这导致控制电路采集的输出端的电流信号Iload与控制电路的参考电位不一致。为了克服这种缺陷，实际操作中往往使用差分电路或者隔离的采样电路，如霍尔元件、电流互感器等，将电流信号Iload经过上述电路输入控制电路。但上述差分电路或采样电路通常价格较高，有不能适用高频场合等缺点，并且使用后存在与隔离型变流器相同的问题，如输出电流信号采样较困难、需要进行隔离等。

同样，如图3所示的一种非隔离型BUCK类变流器及其输出电流的控制电路，为了方便驱动可控开关Q，通常也将可控开关Q串联在输入端的地线上。显然，采集的输出端电流信号与控制电路的参考电位不一致，与BUCK-BOOST变流器输出电流的控制电路存在类似的问题。

除了上述输出电流的反馈控制电路外，不直接采样输出电流的控制电路也得到一定程度的使用，在隔离型变流器中，基于变压器输入端的电流信号进行输出电流的反馈控制，但这种控制电路一般仅适用于电流断续工作模式（DCM）和电流临界断续模式（CRM），不适用于电流连续模式（CCM），电路结构也非常复杂。

公开号为CN101242143的中国专利于2008年8月13日公开了一种开关电路的自适应输出电流控制，该开关电路具有彼此电气绝缘的输入电路和输出电路；输出电流值可以基于输出电压，输出电路和表示相应于输出电压的输入电路中的电压的反射输出电压来确定；输入电路中的开关元件被控制来产生输出电流的确定值；存在下述问题:在CCM和DCM工作模式下的输出电流计算公式不一致，使得不同电流工作模式下的电路无法统一；DCM工作模式下的计算公式用到了开方计算，使得实现较为复杂。

发明内容

为解决如上所述的，在隔离型变流器中存在的输出电流控制电路复杂、损耗较大、绝缘性差和易产生漏电流等问题，在非隔离型变流器如BUCK-BOOST变流器和BUCK类变流器中存在的因输出电流控制电路与可控开关的输出电流参考电位不一致导致的技术难题，本发明提供了一种能够控制变流器输出电流的控制方法及其控制电路，在适用于DCM工作模式和CRM工作模式的同时也适用于CCM工作模式。

一种控制变流器输出电流的控制方法，包括以下步骤：

（1）获取基准电压信号，并采集变流器中可控开关的电流信号和上一时刻的控制信号，以及变流器中的一电压信号；

（2）滤除所述的可控开关电流信号中的开关频率分量，得到平均电流信号；

（3）对所述的电压信号进行转换，得到电压指示信号，然后对所述的电压指示信号进行检测，得到二极管导通时间信号；

（4）基于可控开关上一时刻的控制信号，得到可控开关导通时间信号；

（5）基于所述的平均电流信号、二极管导通时间信号和可控开关导通时间信号，计算得到输出电流信号；将所述的输出电流信号与所述的基准电压信号进行比较，得到误差信号；

计算输出电流信号的公式为：

在反激式变流器中为：

Io=Iavg*Ton_s/Ton_p；

在BUCK类变流器中为：

Io=Iavg*（Ton_s+Ton_p）/Ton_p;

其中，Io为输出电流信号，Iavg为平均电流信号，Ton_s为二极管导通时间信号，Ton_p为可控开关导通时间信号。

（6）将所述的误差信号进行调制得到可控开关当前时刻的控制信号，以控制变流器中可控开关的导通或关断；所述的调制以PWM调制为最佳。

所述的步骤（1）中，可以对变流器的交流信号进行切相角控制，并经调制获取基准电压信号。

所述的步骤（3）中，对电压指示信号进行检测的过程为：先对所述的电压指示信号进行过零检测，得到零电流检测信号；然后对所述的零电流检测信号进行脉宽检测，得到二极管导通时间信号。

所述的步骤（4）中，对可控开关上一时刻的控制信号进行脉宽检测，得到可控开关导通时间信号。

一种控制变流器输出电流的控制电路，包括：

低通滤波器，用于接收变流器中可控开关的电流信号，并输出平均电流信号；所述的低通滤波器可以为RC滤波器；

电压采样电路，用于采集变流器中的电压信号，并输出电压指示信号；所述的电压采样电路：在隔离型变流器，如隔离型反激式变流器中，为变流器中反激变压器的辅助绕组或微分电路；在非隔离型变流器，如BUCK-BOOST变流器和非隔离型BUCK类变流器中，为变流器中电感的耦合绕组；

二极管导通时间检测电路，用于接收所述的电压指示信号，并输出二极管导通时间信号；所述的二极管导通时间检测电路，包括：

过零检测电路，用于接收所述的电压指示信号，输出零电流检测信号；

脉宽检测电路，用于接收所述的零电流检测信号，输出二极管导通时间信号；

可控开关导通时间检测电路，用于接收可控开关上一时刻的控制信号，并输出可控开关导通时间信号；

运算电路，用于接收所述的平均电流信号、二极管导通时间信号和可控开关导通时间信号，并产生输出电流信号；所述的运算电路可以为乘法器；

基准电压源，用于提供基准电压信号；

误差补偿电路，用于接收所述的基准电压信号以及所述的输出电流信号，并输出误差信号；

调制电路，用于接收所述的误差信号，并输出可控开关当前时刻的控制信号至可控开关的控制端；所述的调制电路可以为PWM调制电路。

本发明通过采集可控开关的电流信号、变流器中的电压信号和可控开关上一时刻的控制信号，并获取基准电压源提供的基准电压信号，经计算、比较、检测和调制等处理，得出平均电流信号、二极管导通时间信号和可控开关导通时间信号，产生控制可控开关导通或关断的可控开关当前时刻的控制信号，以达到控制变流器输出电流的效果，能够应用于各种控制方式，如变频率控制(VF,variable frequency)、定频控制方式(CF，constantfrequency)；并且，本发明基于可控开关输出端的信号和变流器中的电压信号即可得到输出电流的信息，实现输出电流的间接控制，减少对变流器的电流采样，不但简化了电路结构、降低了电路损耗，也节约了电路组成的成本费用。

附图说明

图1为一种隔离型反激式变流器及现有技术中一种控制其输出电流的控制电路的结构示意图。

图2为一种BUCK-BOOST变流器及现有技术中一种控制其输出电流的控制电路的结构示意图。

图3为一种非隔离型BUCK类变流器及现有技术中一种控制其输出电流的控制电路的结构示意图。

图4为本发明一种控制变流器输出电流的方法的流程示意图。

图5为图1所示的隔离型反激式变流器及本发明控制其输出电流的一种控制电路的结构示意图。

图6为图5中控制电路A的内部结构方框图。

图7为图6中RC滤波器A1的电路结构示意图。

图8为图5电路的工作波形图。

图9为图6中二极管导通时间检测电路A2的一种结构示意图。

图10为图9中二极管导通时间检测电路A2去掉RS触发器F的结构示意图。

图11为图6中可控开关导通时间检测电路A3的一种结构示意图。

图12为图6中误差补偿电路A5的一种结构示意图。

图13为图6中脉宽调制电路A6的一种结构示意图。

图14为图6中以数字化方式实现二极管导通时间检测电路A2的一种结构示意图。

图15为图14中二极管导通时间检测电路A2去掉RS触发器F的结构示意图。

图16为图6中以数字化方式实现可控开关导通时间检测电路A3的一种结构示意图。

图17为图1所示的隔离型反激式变流器及本发明控制其输出电流的一种带微分电路的控制电路的结构示意图。

图18为图17所示电路的工作波形图。

图19为图2所示的BUCK-BOOST变流器及本发明控制其输出电流的一种控制电路的结构示意图。

图20为图3所示的非隔离型BUCK类变流器及本发明控制其输出电流的一种控制电路的结构示意图。

图21为图20中控制电路A的内部结构方框图。

图22为图20所示电路的工作波形图。

图23为一种含TRIAC调光电路的隔离型变流器及本发明控制其输出电流的一种控制电路的结构示意图。

图24为基准电压源U的一种结构示意图。

图25为TRIAC调光电路的输入电压波形图。

图26为PWM调制的一种电路实施示意图。

具体实施方式

下面结合附图详细介绍本发明的具体实施方式，然而，应当清楚，本发明的原理对任何可控开关电流与输出电流有对应关系的电源电路均适用。

如图4所示的一种控制变流器输出电流的控制方法，包括以下步骤：

S1采集变流器中可控开关的电流信号、变流器中的电压信号、可控开关上一时刻的控制信号，并获取基准电压信号；

S2滤除可控开关电流信号中的开关频率分量，得到平均电流信号；

S3对电压信号进行转换，得到电压指示信号；对电压指示信号进行检测，得到二极管导通时间信号；

S3中，对电压指示信号进行检测包括如下步骤：

S31对电压指示信号进行过零检测，得到零电流检测信号；

S32对零电流检测信号进行脉宽检测，得到二极管导通时间信号；

S4对可控开关上一时刻的控制信号进行脉宽检测，得到可控开关导通时间信号；

S5中，S51基于平均电流信号、二极管导通时间信号和可控开关导通时间信号，计算得到输出电流信号；

其中，计算输出电流信号的公式为：

S511在反激式变流器中为：

Io=Iavg*Ton_s/Ton_p；

S512在BUCK类变流器中为：

Io=Iavg*（Ton_s+Ton_p）/Ton_p;

其中，Io为输出电流信号，Iavg为平均电流信号，Ton_s为二极管导通时间信号，Ton_p为可控开关导通时间信号；

S52将输出电流信号与基准电压信号进行比较，得到误差信号；

S6对误差信号进行PWM调制，得到可控开关当前时刻的控制信号，以可控开关当前时刻的控制信号控制变流器中可控开关的导通或关断，从而控制产生变流器输出电流为一确定值。

实施例1：

如图5所示的一种控制隔离型反激式变流器输出电流的控制电路，包括：集成电路A、基准电压源U、反激式变流器中的反激变压器T、接入反激变压器T原边的可控开关Q和反激变压器T的辅助绕组Na；

辅助绕组Na采集反激式变流器中变压器上的电压信号，输出电压指示信号Va；

集成电路A的第一输入端与可控开关Q的输出端相连，并接收可控开关Q的电流信号Isw;

集成电路A的第二输入端与辅助绕组Na的正端相连，并接收电压指示信号Va；

集成电路A的第三输入端接收基准电压源U提供的基准电压信号Vref；基准电压信号Vref也可以选择在集成电路A的内部实现；

集成电路A的输出端与可控开关Q的控制端相连，输出可控开关当前时刻的控制信号Vgs。

如图6所示，集成电路A包括：

RC滤波器A1、二极管导通时间检测电路A2、可控开关导通时间检测电路A3、乘法器A4、误差补偿电路A5和脉宽调制电路A6：

RC滤波器A1的输入端11为集成电路A的第一输入端，接收可控开关的电流信号Isw；RC滤波器A1的输出端1与乘法器A4的第一输入端41相连并输出平均电流信号Iavg；

二极管导通时间检测电路A2输入端21为集成电路A的第二输入端，接收电压指示信号Va；二极管导通时间检测电路A2的输出端2与乘法器A4的第二输入端42相连并输出二极管导通时间信号Ton_s；

可控开关导通时间检测电路A3的输入端31接收可控开关上一时刻的控制信号Vgs，可控开关导通时间检测电路A3的输出端3与乘法器A4的第三输入端43相连并输出可控开关导通时间信号Ton_p；

乘法器A4的第一输入端41接收平均电流信号Iavg，第二输入端42接收二极管导通时间信号Ton_s,第三输入端43接收输出端可控开关导通时间信号Ton_p；乘法器A4的输出端4与误差补偿电路A5的第一输入端51相连并输出输出电流信号Io；乘法器A4内部实现的计算公式为：Io=Iavg*Ton_s/Ton_p；

误差补偿电路A5的第一输入端51接收输出电流信号Io，第二输入端52为集成电路A的第三输入端，并接收基准电压信号Vref；误差补偿电路A5的输出端5与脉宽调制电路A6的输入端61相连并输出误差信号Vea；

脉宽调制电路A6的输入端61接收误差信号Vea，输出端6为集成电路A的输出端，输出可控开关当前时刻控制信号Vgs。

如图7所示的RC滤波器A1，电阻R与电容C的串联端为RC滤波器A1的输出端1，电阻R的另一端为RC滤波器A1的输入端11。

如图9所示的二极管导通时间检测电路A2，包括过零检测电路A21和脉宽检测电路A22；过零检测电路A21中的比较器B的正端为二极管导通时间检测电路A2的输入端21，接收电压指示信号Va，比较器B的输出端输出零电流信号ZCD1，零电流信号ZCD1经过RS触发器F，在与门G的输出端输出零电流检测信号ZCD；脉宽检测电路A22的输出端为二极管导通时间检测电路A2的输出端2，脉宽检测电路A22的输入端接收零电流检测信号ZCD，在输出端输出二极管导通时间信号Ton_s；

结合图8可知，在电流工作模式为DCM模式下，如果电流断续时间比较长，比较器B的输出端输出的零电流信号ZCD1在二极管电流为零期间会输出一个窄脉冲It，这可能影响二极管导通时间检测电路A2正常检测二极管导通时间信号Ton_s；在本实施例中，如图9所示，二极管导通时间检测电路A2中的过零检测电路A21包括的RS触发器F实现了本控制电路可以同时适用于CRM、DCM和CCM三种电流工作模式；在DCM模式下，RS触发器F的S端接收可控开关内部提供的可控开关上一时刻的控制信号Vgs，实现在可控开关Q关断时，可控开关控制信号Vgs为下降沿，只有第一个下降沿触发有效，以屏蔽后面的脉冲；而在CRM和CCM模式下，不存在上述问题，可以选择去掉RS触发器F，如图10所示的去掉RS触发器F的二极管导通时间检测电路A2，过零检测电路A21中的比较器B的正端为二极管导通时间检测电路A2的输入端21，接收电压指示信号Va，比较器B的输出端输出的为零电流检测信号ZCD；脉宽检测电路A22的输出端为二极管导通时间检测电路A2的输出端2，脉宽检测电路A22的输入端接收零电流检测信号ZCD，并在输出端输出二极管导通时间信号Ton_s。

如图11所示的一种可控开关导通时间检测电路A3，为一种脉宽检测电路，脉宽检测电路的输入端为可控开关导通时间检测电路A3的输入端31，脉宽调制电路的输出端为可控开关导通时间检测电路A3的输出端3。

如图12所示的一种误差补偿电路A5，包括比较器B1，其中比较器B1的负端为误差补偿电路A5的第一输入端51，比较器B1的正端为误差补偿电路A5的第二输入端52，比较器B1的输出端为为误差补偿电路A5的输出端5。

如图13所示的一种脉宽调制电路A6，包括比较器B2和RS触发器F1，比较器B2的负端为脉宽调制电路A6的输入端61；RS触发器F1的R端连接比较器B2的输出端，RS触发器F1的Q端为脉宽调制电路A6的输出端6。

本实施例控制变流器输出电流的控制方法，包括以下步骤：

（1）采集变流器中可控开关Q的电流信号Isw、变流器中变压器的电压信号、可控开关上一时刻的控制信号Vgs，并获取基准电压信号Vref；

（2）滤除可控开关电流信号Isw中的开关频率分量，得到平均电流信号Iavg；

（3）对电压信号进行转换，得到电压指示信号Va；对电压指示信号Va进行检测，得到二极管导通时间信号Ton_s；

对电压指示信号Va进行检测包括如下步骤：

（a）对电压指示信号Va进行过零检测，得到零电流检测信号ZCD；

（b）对零电流检测信号ZCD进行脉宽检测，得到二极管导通时间信号Ton_s；

在二极管导通时间检测中，可采用模拟的方法实现，在本实施例中，利用零电流检测信号ZCD控制一恒流源，恒流源在零电流检测信号ZCD有效期间持续对一电容充电，电容的电压与脉冲宽度成正比，利用此电压值，得到二极管导通时间信号Ton_s；

更为简单的方式是将ZCD信号经过一个低通滤波器（可以采用同图7所述的RC滤波器的电路结构形式），得到其平均值，该平均值与ZCD信号的脉宽成正比，也体现了二极管的导通时间。

（4）对可控开关上一时刻的控制信号Vgs进行脉宽检测，得到可控开关导通时间信号Ton_p；

在可控开关导通时间检测中，可采用模拟的方法实现，在本实施例中，利用可控开关上一时刻的控制信号Vgs控制一恒流源，恒流源在可控开关上一时刻的控制信号Vgs有效期间持续对一电容充电，电容的电压与脉冲宽度成正比，利用此电压值，得到可控开关导通时间信号Ton_p；

更为简单的方式是将Vgs信号经过一个低通滤波器（可以采用同图7所述的RC滤波器的电路结构形式），得到其平均值，该平均值与Vgs信号的脉宽成正比，也体现了开关管的导通时间。

（5）基于平均电流信号Iavg、二极管导通时间信号Ton_s和可控开关导通时间信号Ton_p，计算得到输出电流信号Io；

其中，计算公式为：

Io=Iavg*Ton_s/Ton_p；

将输出电流信号Io与基准电压信号Vref进行比较，得到误差信号Vea；

（6）将误差信号Vea进行PWM调制得到可控开关Q当前时刻的控制信号Vgs，以控制变流器中可控开关Q的导通或关断，从而控制产生变流器输出电流的确定值。

实施例2：

本实施例中的一种控制隔离型反激式变流器输出电流的控制电路的其他结构与实施例1相同，与实施例1不同的是，实现脉宽检测采用了数字化的方式：

集成电路A中的二极管导通时间检测电路A2包括过零检测电路A21与计数器A22，如图14所示的一种二极管导通时间检测电路A2，过零检测电路A21中的比较器B的正端为二极管导通时间检测电路A2的输入端21，接收电压指示信号Va，比较器B的输出端输出零电流信号ZCD1，零电流信号ZCD1经过RS触发器F，在与门G的输出端输出零电流检测信号ZCD；计数器A22的输出端为二极管导通时间检测电路A2的输出端2，计数器A22的输入端接收零电流检测信号ZCD，在输出端输出二极管导通时间信号Ton_s；

与实施例1相同，二极管导通时间检测电路A2中的过零检测电路A21包括的RS触发器F实现了本控制电路可以同时适用于CRM、DCM和CCM三种电流工作模式；而在CRM和CCM的工作模式下，过零检测电路A21可以选择去掉RS触发器F，二极管导通时间检测电路A2此时的电路结构则如图15所示；

集成电路A中的可控开关导通时间检测电路A3，如图16所示，为一计数器，计数器的输入端为可控开关导通时间检测电路A3的输入端31，接收可控开关上一时刻的控制信号Vgs；计数器的输出端为可控开关导通时间检测电路A3的输出端3，输出可控开关导通时间信号Ton_p。

本实施例控制变流器输出电流的控制方法，包括以下步骤：

（1）获取基准电压信号Vref，并采集变流器中可控开关Q的电流信号Isw、变流器中变压器的电压信号、可控开关上一时刻的控制信号Vgs；

（2）滤除可控开关电流信号Isw中的开关频率分量，得到平均电流信号Iavg；

（3）对电压信号进行转换，得到电压指示信号Va；对电压指示信号Va进行检测，得到二极管导通时间信号Ton_s；

对电压指示信号Va进行检测包括如下步骤：

（a）对电压指示信号Va进行过零检测，得到零电流检测信号ZCD；

（b）对零电流检测信号ZCD进行脉宽检测，得到二极管导通时间信号Ton_s；在本实施例中，利用计数测试零电流检测信号ZCD的脉冲宽度，得到二极管导通时间信号Ton_s。

（4）对可控开关上一时刻的控制信号Vgs进行脉宽检测，得到可控开关导通时间信号Ton_p；在本实施例中，利用计数测试可控开关上一时刻的控制信号Vgs的脉冲宽度，得到可控开关导通时间信号Ton_p；

（5）基于平均电流信号Iavg、二极管导通时间信号Ton_s和可控开关导通时间信号Ton_p，计算得到输出电流信号Io，

其中，计算公式为：

Io=Iavg*Ton_s/Ton_p；

将输出电流信号Io与基准电压信号Vref进行比较，得到误差信号Vea；

（6）将误差信号Vea进行PWM调制得到可控开关Q当前时刻的控制信号Vgs，以控制变流器中可控开关Q的导通或关断，从而控制产生变流器输出电流的确定值。

实施例3：

如图17所示的一种带微分电路的控制隔离型反激式变流器输出电流的控制电路，包括与实施例1结构相同的主电路、集成电路A和基准电压源U，本实施例还包括一微分电路Lco；所述的微分电路Lco的输入端采集反激式变流器中变压器原边绕组一端上的电压信号，输出端输出电压指示信号Va；

如图18所示为本实施例中电路在CRM、DCM和CCM三种工作模式下的工作波形，同样，采用微分电路lco作为电压采样电路，在DCM工作模式下，如果电流断续时间比较长，集成电路A中的二极管导通时间检测电路A2中的比较器B的输出端输出的零电流信号ZCD1在二极管电流为零期间也会输出一个窄脉冲It，这同样会影响二极管导通时间检测电路A2正常检测二极管导通时间信号Ton_s；据此，本实施例中二极管导通时间检测电路A2的实施方式与实施例1中所述一致。

本实施例控制变流器输出电流的方法同实施例1。

实施例4：

如图19所示的一种控制BUCK-BOOST变流器输出电流的控制电路，包括：集成电路A、基准电压源U、BUCK-BOOST变流器中的激磁电感Lo、可控开关Q和激磁电感Lo的耦合绕组Na；

耦合绕组Na采集反激式变流器中激磁电感Lo上的电压信号，输出电压指示信号Va；

集成电路A的第一输入端与可控开关Q的输出端相连，并接收可控开关Q的电流信号Isw;

集成电路A的第二输入端接入激磁电感Lo的端电压，接收所述的电压指示信号Va；

集成电路A的第三输入端接收基准电压源U提供的基准电压信号Vref;

集成电路A的输出端与可控开关Q的控制端相连，输出可控开关当前时刻的控制信号Vgs。

实施例4中的集成电路A结构及相关原理同实施例1。

本实施例控制变流器输出电流的方法同实施例1。

实施例5：

如图20所示的一种控制非隔离型BUCK类变流器输出电流的控制电路，包括：集成电路A、基准电压源U、变流器的输出电感Lo、可控开关Q和输出电感Lo的耦合绕组Na；

耦合绕组Na采集BUCK类变流器中激磁电感Lo上的电压信号，输出电压指示信号Va；

集成电路A的第一输入端与可控开关Q的输出端相连，并接收可控开关Q的电流信号Isw;

集成电路A的第二输入端接入输出激磁电感Lo的耦合绕组的一端电压，接收所述的电压指示信号Va；

集成电路A的第三输入端接收基准电压源U提供的基准电压信号Vref;基准电压信号Vref也可以选择在在集成电路A的内部实现；

集成电路A的输出端与可控开关Q的控制端相连，输出可控开关当前时刻的控制信号Vgs。

如图21所示，集成电路A包括：

RC滤波器A1、二极管导通时间检测电路A2、可控开关导通时间检测电路A3、乘法器A4、误差补偿电路A5和脉宽调制电路A6：

RC滤波器A1的输入端11为集成电路A的第一输入端，接收可控开关的电流信号Isw；RC滤波器A2的输出端1与乘法器A4的第一输入端41相连并输出平均电流信号Iavg；

二极管导通时间检测电路A2输入端21为集成电路A的第二输入端，接收电压指示信号Va；二极管导通时间检测电路A2的输出端2与乘法器A4的第二输入端42相连并输出二极管导通时间信号Ton_s；

可控开关导通时间检测电路A3的输入端31接收可控开关上一时刻的控制信号Vgs，可控开关导通时间检测电路A3的输出端3与乘法器A4的第三输入端43相连并输出可控开关导通时间信号Ton_p；

乘法器A4的第一输入端41接收平均电流信号Iavg，第二输入端42接收二极管导通时间信号Ton_s,第三输入端43接收输出端可控开关导通时间信号Ton_p，乘法器A4的输出端4与误差补偿电路A5的第一输入端51相连并输出输出电流信号Io；乘法器A4内部实现的计算公式为：Io=Iavg*（Ton_s+Ton_p）/Ton_p；

误差补偿电路A5的第一输入端51接收输出电流信号Io，第二输入端52为集成电路A的第三输入端并接收一基准电压信号Vref；误差补偿电路A5的输出端5与脉宽调制电路A6的输入端61相连并输出误差信号Vea；

脉宽调制电路A6的输出端61接收误差信号Vea，输出端6为集成电路A的输出端，输出可控开关当前时刻控制信号Vgs。

如图22所示为本实施例电路的在CRM、DCM和CCM三种工作模式下的工作波形，其波形特征同实施例1。在本实施例中，所述的RC滤波器A1、二极管导通时间检测电路A2、可控开关导通时间检测电路A3、误差补偿电路A5和脉宽调制电路A6的具体电路结构与实施例1相同。

本实施例控制变流器输出电流的控制方法，包括以下步骤：

（1）采集变流器中可控开关Q的电流信号Isw、变流器中与输出电感Lo相耦合的耦合绕组Na的电压信号、可控开关上一时刻的控制信号Vgs，并获取基准电压信号Vref；

（2）滤除可控开关电流信号Isw中的开关频率分量，得到平均电流信号Iavg；

（3）对电压信号进行转换，得到电压指示信号Va；对电压指示信号Va进行检测，得到二极管导通时间信号Ton_s；

对电压指示信号Va进行检测包括如下步骤：

（a）对电压指示信号Va进行过零检测，得到零电流检测信号ZCD；

（b）对零电流检测信号ZCD进行脉宽检测，得到二极管导通时间信号Ton_s；

（4）对可控开关上一时刻的控制信号Vgs进行脉宽检测，得到可控开关导通时间信号Ton_p；

（5）基于平均电流信号Iavg、二极管导通时间信号Ton_s和可控开关导通时间信号Ton_p，计算得到输出电流信号Io，

其中，计算公式为：

Io=Iavg*（Ton_s+Ton_p）/Ton_p；

将输出电流信号Io与基准电压信号Vref进行比较，得到误差信号Vea；

（6）将误差信号Vea进行调制得到可控开关Q当前时刻的控制信号Vgs，以控制变流器中可控开关Q的导通或关断，从而控制产生变流器输出电流值。

实施例6：

如图23所示是本发明应用于一种基于Triac调节输出电流的隔离型反激式电源的一个具体实施例；Triac调光电路用于实现输出电流的可调。

Triac调光电路U1包括：依次串联的相控调光器Tr、EMI滤波器Em和整流桥z；Triac调光电路U1用于接收变流器交流输入信号，并输出一具有切相角的交流信号；基准电压调制电路U2，用于藕接至所述具有切相角的交流信号，基于所述切相角信号，输出所述的基准电压信号Vref；

在本实施例中，以交流输入电源（如通常的市电）经过Triac调光电路U1，利用整流桥，输出一直流电压，施加到所述反激式变流器。图23所示实施例中，EMI滤波器等是为防止电源对电网的干扰而施加，对本发明的具体实施没有影响。

Triac调光电路通过对交流信号的导通角进行控制，控制施加到电源的输入电压，如图25所示。切相角越大，希望输出电流越小。由于输入电压为直流脉动电压，通常，反激变流器的输入电流也跟踪输入电压的波形信号（实现所谓的PFC控制），在一个工频(line frequency)周期内实现输出电流的平均值与基准电压相等。因此，为了调节输出电流的大小，可以通过改变基准电压信号Vref来实现。图24所示，其输出电流基准Vref与导通角成正比，最大值是全导通时的设定值Vref0，这对本领域技术人员而言是显而易见的。

其余实现方式，与实施例1等相同，这里不再详细描述。其PWM调制方式，为实现PFC功能，因此，其PWM调制可基于图26所示CRM PFC控制方式(带输入电压前馈)或者恒导通时间控制等方法。

以上虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域普通技术人员可以在所附权利要求的范围内作出各种变更或修改。

Claims (3)

1.一种控制变流器输出电流的控制方法，包括以下步骤：

（1）获取基准电压信号，并采集变流器中可控开关的电流信号和上一时刻的控制信号，以及变流器中的一电压信号；

（2）滤除所述的可控开关电流信号中的开关频率分量，得到平均电流信号；

（3）对所述的电压信号进行转换，得到电压指示信号，然后对所述的电压指示信号进行检测，得到二极管导通时间信号；

（4）基于可控开关上一时刻的控制信号，得到可控开关导通时间信号；

（5）基于所述的平均电流信号、二极管导通时间信号和可控开关导通时间信号，计算得到输出电流信号；将所述的输出电流信号与所述的基准电压信号进行比较，得到误差信号；

计算输出电流信号的公式为：

在反激式变流器中为：

Io=Iavg*Ton_s/Ton_p；

在BUCK类变流器中为：

Io=Iavg*（Ton_s+Ton_p）/Ton_p;

其中，Io为输出电流信号，Iavg为平均电流信号，Ton_s为二极管导通时间信号，Ton_p为可控开关导通时间信号；

（6）将所述的误差信号进行调制得到可控开关当前时刻的控制信号，以控制变流器中可控开关的导通或关断。

2.根据权利要求1所述的控制变流器输出电流的控制方法，其特征在于：所述的步骤（3）中，对所述的电压指示信号进行检测的过程为：先对所述的电压指示信号进行过零检测，得到零电流检测信号；然后对所述的零电流检测信号进行脉宽检测，得到二极管导通时间信号。

3.根据权利要求1所述的控制变流器输出电流的控制方法，其特征在于：所述的步骤（6）中，将所述的误差信号进行PWM调制得到可控开关当前时刻的控制信号。

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