CN102946196A - 高功率因数恒流驱动电路及恒流装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种高功率因数恒流驱动电路及恒流装置，所述恒流驱动电路包括：整流桥；输入电容，其第一端和第二端分别与所述整流桥的正、负输出端连接；输出二极管，其负极连接所述输入电容的第一端；变压器，其原边绕组的同名端连接所述输入电容的第一端，其副边绕组的异名端连接所述输出二极管的正极，其副边绕组的同名端接地；输出电容，其第一端连接所述原边绕组的异名端；功率开关管，其第一功率端连接所述输出电容的第二端，其第二功率端经由电流检测电路接地，其控制端接收外部输入的驱动信号。本发明能够解决常规Buck型高功率因数恒流驱动电路中功率开关管驱动电路复杂和电流采样精度不准的问题。
Description
技术领域
本发明涉及一种高功率因数恒流驱动电路及恒流装置。
背景技术
目前大多数用电设备中存在非线性元件和储能元件，会使输入交流电流波形发生严重畸变，导致网侧输入功率因数很低，为了满足国际标准IEC61000-3-2的谐波要求，必须在用电设备中加入功率因素校正（PFC）装置。
传统的有源功率因素校正电路一般采用升压（Boost）拓扑、升降压（Buck-boost）拓扑或降压型（Buck）拓扑。其中，Boost拓扑具有控制容易、驱动简单以及在整个工频周期内都可以进行开关工作、输入电流的功率因数可以接近于1等特点。但是Boost电路具有输出电压高的缺点，而且在宽范围输入（通常为90Vac-265Vac）条件下，在低电压段（通常为90Vac-110Vac）效率会比高压段（通常为220Vac-265Vac）低1-3%。而采用Buck-boost升降压拓扑，电路损耗相对Buck拓扑会大一些。在小功率应用场合，Buck拓扑能够在整个输入电压范围内保持较高效率。由于工业上的热设计都是根据效率最低点来设计的，因此Buck拓扑的热设计也比Boost拓扑和Buck-boost拓扑简单。所以，目前Buck拓扑被越来越多地用到工业产品中，如中小功率的直流-直流变换器的前级PFC电路或者单级LED驱动器等。
图1所示为现有技术中的一种采用降压型拓扑的LED驱动电路，主要包括整流桥、输入电容Cin、功率开光管Q1、隔离或自举驱动电路、输出二极管Do、电容L、输出电容Co、电流采样电阻Rsen以及PFC控制电路。图1所示电路的主要缺点是由于功率电路中的功率开关管Q1和PFC控制电路不在同一电位上，因此功率开关管Q1的驱动器需要采用浮驱动技术（例如隔离驱动或者自举电路驱动），增加了电路的复杂度，成本也相对较高。并且，一般的浮驱动电路的损耗也比采用直接驱动方式的驱动电路的损耗大一些。
图2所示为现有技术中一种采用变结构的降压型拓扑的LED驱动电路，主要包括整流桥、输入电容Cin、电感L、输出电容Co、输出二极管Do、PFC控制电路、功率开关管Q1以及采样电阻Rsen。采用图2所示电路的主要缺点是采样电阻Rsen只能采样功率开关管Q1导通时的输出电感的电流，使得控制电路无法直接接收LED上的电流信号。尽管可以通过一些控制算法通过采样电阻Rsen上检测到的流经功率开关管Q1的电流间接获得输出电流信息，但相比直接采样输出电流的方法，LED电流的调整精度不高。尤其是对于输入电压范围较宽、输出电感L的电感量变化范围较大和输出LED灯串数量变化较多的应用场合，LED电流的调整精度会进一步下降，导致无法满足一些特定的参数指标。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种高功率因数恒流驱动电路及恒流装置，能够解决常规Buck型高功率因数恒流驱动电路中功率开关管驱动电路复杂和电流采样精度不准的问题。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种高功率因数恒流驱动电路，包括：
整流桥；
输入电容，其第一端和第二端分别与所述整流桥的正、负输出端连接；
输出二极管，其负极连接所述输入电容的第一端；
变压器，其原边绕组的同名端连接所述输入电容的第一端，其副边绕组的异名端连接所述输出二极管的正极，其副边绕组的同名端接地；
输出电容，其第一端连接所述原边绕组的异名端；
功率开关管，其第一功率端连接所述输出电容的第二端，其第二功率端经由电流检测电路接地，其控制端接收外部输入的驱动信号。
根据本发明的一个实施例，所述电流检测电路包括电流采样电阻。
根据本发明的一个实施例，所述高功率因数恒流驱动电路还包括：
自举电路二极管，其正极连接所述输出电容的第一端；
辅助电容，其第一端连接所述自举电路二极管的负极，其第二端接地，所述辅助电容的第一端向外输出辅助电源信号。
根据本发明的一个实施例，所述输出电容配置为与负载并联。
本发明还提供了一种高功率因数恒流装置，包括：
以上任一项所述的高功率因数恒流驱动电路；
控制电路，用于产生所述驱动信号。
根据本发明的一个实施例，所述控制电路包括：
负载电流控制电路，其输入端连接所述功率开关管的第二功率端，检测流经所述功率开关管的电流的平均值并产生调节信号；
功率因数校正控制电路，根据所述负载电流控制电路输出的调节信号和所述变压器的副边绕组异名端输出的电压信号产生所述驱动信号。
根据本发明的一个实施例，当流经所述功率开关管的电流平均值增大时，所述调节信号减小；当流经所述功率开关管的电流平均值变小时，所述调节信号增大。
根据本发明的一个实施例，所述负载电流控制电路包括：
输入电阻，其第一端连接所述功率开关管的第二功率端；
误差放大器，其负输入端连接所述输入电阻的第二端，其负输入端还经由补偿网络连接至所述误差放大器的输出端；
基准电压源，其输出端连接所述误差放大器的正输入端。
根据本发明的一个实施例，所述输入电阻的第一端经由滤波器连接所述功率开关管的第二功率端。
根据本发明的一个实施例，所述功率因数校正控制电路为恒导通时间控制的临界导通的功率因数校正控制电路、采样峰值电流实现的临界导通控制的功率因数校正控制电路、断续电流模式控制的功率因数校正控制电路、或者连续模式控制的功率因数校正电路。
根据本发明的一个实施例，所述功率因数校正控制电路包括：
输出二极管电流过零检测电路，对所述副边绕组异名端输出的电压信号进行过零检测；
三角波产生电路，用于产生三角波信号；
第一比较器，对所述调节信号和三角波信号进行比较；
RS触发器，其置位输入端连接所述输出二极管电流过零检测电路的输出端，其复位输入端连接所述第一比较器的输出端，其正输出端产生所述驱动信号，其负输出端控制所述三角波产生电路产生三角波信号。
根据本发明的一个实施例，所述输出二极管电流过零检测电路包括：
第一电阻，其第一端连接所述副边绕组的异名端；
第二电阻，其第一端连接所述第一电阻的第二端，其第二端接地；
第二比较器，其负输入端连接所述第一电阻的第二端，其正输入端接收预设的参考电压，其输出端连接所述RS触发器的置位端。
根据本发明的一个实施例，由所述三角波产生电路产生的三角波信号与所述调节信号经所述第三比较器比较，产生所述驱动信号的复位信号；流经所述输出二极管的电流过零之后，所述变压器副边绕组两端的电压开始下降，当所述第一电阻的第二端的电压降至低于所述预设的参考电压时，所述第二比较器的输出端产生所述驱动信号的置位信号；所述RS触发器根据所述第一比较器和第二比较器的输出信号产生周期性的驱动信号，当流经所述功率开关管的电流平均值增大时，所述驱动信号的占空比变小，当流经所述功率开关管的电流平均值减小时，所述驱动信号的占空比变大，以使输出电流恒定。
根据本发明的一个实施例，所述三角波产生电路包括：
直流电流源，其输入端连接电源；
电容，其第一端连接所述直流电流源的输出端，其第二端接地；
开关，其输入端连接所述电容的第一端，其输出端连接所述电容的第二端，其控制端连接所述RS触发器的负输出端。
根据本发明的一个实施例，所述功率因数校正控制电路包括：
输出二极管电流过零检测电路，对所述副边绕组异名端输出的电压信号进行过零检测；
比例电路，其输入端连接所述整流桥的正输出端，用于检测和采样整流后的输入电压；
乘法器，其第一输入端连接所述比例电路的输出端，其第二输入端接收所述负载电流控制电路产生的调节信号；
第三比较器，其负输入端连接所述乘法器的输出端，其正输入端连接所述功率开关管的第二功率端；
RS触发器，其置位输入端连接所述输出二极管电流过零检测电路的输出端，其复位输入端连接所述第三比较器的输出端，其正输出端产生所述驱动信号。
根据本发明的一个实施例，所述输出二极管电流过零检测电路包括：
第一电阻，其第一端连接所述副边绕组的异名端；
第二电阻，其第一端连接所述第一电阻的第二端，其第二端接地；
第二比较器，其负输入端连接所述第一电阻的第二端，其正输入端接收预设的参考电压，其输出端连接所述RS触发器的置位端。
根据本发明的一个实施例，所述整流桥的正输出端产生的正弦半波信号经所述比例电路采样之后传输至所述乘法器，与所述调节信号相乘得到幅值可变的正弦半波信号，所述电流检测电路采样的功率开关管电流信号与所述乘法器的输出信号经所述第三比较器比较，产生所述驱动信号的复位信号；流经所述输出二极管的电流过零之后，所述变压器副边绕组两端的电压开始下降，当所述第一电阻的第二端的电压降至低于所述预设的参考电压时，所述第二比较器产生驱动信号的置位信号；所述RS触发器根据所述第三比较器和第二比较器的输出信号产生周期性的驱动信号；当流经所述功率开关管的电流的平均值增大时，所述驱动信号的占空比变小，当流经所述功率开关管的电流的平均值减小时，所述驱动信号的占空比变大，以使输出电流恒定。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明实施例的高功率因数恒流驱动电路中的功率开关管无需采用浮驱动电路，而且电流检测电路检测到的功率开关管的电流平均值即为负载的电流平均值，从而使得控制电路能够实现对输出电流的直接控制，负载电流的调整精度不受输出电感和负载变化的影响，有利于提高负载电流的调节精度。
此外，本发明实施例的恒流驱动电路及恒流装置中，控制电路能够直接驱动功率开关管，有利于降低驱动损耗和电路成本，并且容易实现软开关。
进一步地，本发明实施例的恒流驱动电路中，还可以通过自举电路从负载取电来为控制电路供电，从而使得变压器无需增加辅助绕组供电，降低了变压器成本。
另外，在简化了恒流驱动电路结构的基础上，本实施例的恒流驱动电路和恒流装置可以通过功率因数控制实现输入高功率因数，并保证恒流控制精度。
附图说明
图1是现有技术中一种降压型LED驱动电路的电路原理图；
图2是现有技术中另一种降压型LED驱动电路的电路原理图；
图3是本发明实施例的高功率因数恒流装置的电路原理图；
图4a是本发明实施例的高功率因数恒流驱动电路在工作模态Ⅰ下的等效电路图；
图4b是本发明实施例的高功率因数恒流驱动电路在工作模态Ⅱ下的等效电路图；
图5是本发明实施例的高功率因数恒流装置的工作波形图；
图6是本发明第一实施例中的高功率因数恒流装置的详细电路图；
图7是本发明第二实施例中的高功率因数恒流装置的详细电路图。
具体实施方式
下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。
参考图3，图3示出了本实施例的恒流装置的原理图，该恒流装置包括高功率因数恒流驱动电路100以及对其进行控制的控制电路。其中，高功率因数恒流驱动电路100至少包括整流桥B1、输入电容Cin、输出二极管Do、变压器T、功率开关管Q1、电流检测电路Rsen和输出电容Co；控制电路包括负载电流控制电路101和功率因数校正（PFC）控制电路102。
进一步而言，整流桥B1的输入端接交流电源Vac，整流桥B1的正输出端连接输入电容Cin的第一端，整流桥B1的负输出端连接输入电容Cin的第二端，输入电容Cin的第二端接地。输出二极管Do的负极和变压器T的原边绕组Wp的同名端连接，输出二极管Do的正极连接变压器T的副边绕组Ws的异名端。变压器T的原边绕组Wp的异名端连接输出电容Co的第一端，输出电容Co的第二端连接功率开关管Q1的第一功率端，输出电容Co配置为与负载并联，该负载例如可以是LED等。功率开关管Q1的第二功率端连接电流检测电路Rsen的第一端，电流检测电路Rsen的第二端接地。变压器T副边绕组Ws的同名端接地。功率开关管Q1的控制端接收控制电路产生的驱动信号Vg。
作为一个非限制性的例子，本实施例中的电流检测电路Rsen包括电流采样电阻Rsen，但是本领域技术人员应当理解，电流检测电路Rsen也可以采用其他具有电流检测功能的电路结构。
在控制电路中，负载电流控制电路101的输入端连接恒流驱动电路100内功率开关管Q1的第二功率端，也即连接电流检测电路Rsen的第一端。负载电流控制电路101用于检测流经功率开关管Q1的电流ip的平均值并产生调节信号Vcomp。负载电流控制电路101的输出端连接PFC控制电路102的输入端，PFC控制电路102的输出端连接功率开关管Q1的控制端。PFC控制电路102根据负载电流控制电路101产生的调节信号Vcomp和变压器T的副边绕组Ws异名端输出的电流信号is产生驱动信号Vg。作为一个非限制性的例子，在本实施例中，当流经功率开关管Q1的电流ip的平均值增大时，调节信号Vcomp减小，当流经功率开关管Q1的电流ip的平均值减小时，调节信号Vcomp增大。
在图3所示的电路结构中，负载电流控制电路101包括输入电阻R1、误差放大器Uf、基准源Vref、补偿网络101b以及滤波器101a。
其中，输入电阻R1的第一端可以作为负载电流控制电路101的输入端，当然，作为一个优选的实施例，输入电阻R1的第一端可以经由滤波器101a连接功率开关管Q1的第二功率端。输入电阻102的第二端连接误差放大器Uf的负输入端。误差放大器Uf的正输入端连接基准电压源Vref的输出端（即正端），基准电压源Vref的负端接地，误差放大器Uf的负输入端经由补偿网络101b连接至误差放大器Uf自身的输出端，误差放大器Uf的输出端产生上述调节信号Vcomp。
在图3所示的电路结构中，PFC控制电路102可以采用恒导通时间控制的临界导通的功率因数校正控制电路、采样峰值电流实现的临界导通控制的功率因数校正控制电路、断续电流模式控制的功率因数校正控制电路、或者连续模式控制的功率因数校正电路。PFC控制电路102通过接收负载电流控制电路101输出的调节信号Vcomp和变压器T的副边绕组Ws异名端的电压信号ZCD产生脉宽调制的驱动信号Vg。
功率开关管Q1根据驱动信号Vg周期性地导通和截止，以此来驱动高功率因数恒流驱动电路，并且保证负载电流Io维持恒定。
本领域技术人员应当理解，功率开关管Q1可以为不同类型的开关器件。电流检测电路Rsen可以为检测电阻等检测元件；PFC控制电路102可以为不同类型的功率因数校正控制电路，如采样峰值电流实现的临界导通控制的功率因数校正控制电路、断续电流模式（DCM）控制的PFC控制电路或连续模式（CCM）控制的功率因数校正控制电路，并相应地对与恒流驱动电路100的连接方式进行稍微调整即可；电路中串联的元件可以变换位置，而电路实质不会发生改变。
按照主功率开关管Q1的导通和关断的情况，高功率因数恒流驱动电路100主要有两种工作模态，其等效电路分别如图4a和图4b所示，电路的主要工作波形如图5所示。
（1）工作模态I：
当PWM驱动信号Vg为高电平，功率开关管Q1导通，整流后的输入电压加在变压器T的原边绕组Wp两端，原边电流ip上升；在此期间，输出二极管Do反向截止。
（2）工作模态II：
当PWM驱动信号Vg为低电平，功率开关管Q1关断，输出二极管Do导通，储存在变压器T的原边绕组Wp的能量转移到变压器T的副边绕组Ws，并流经输出二极管Do释放给输入电容Cin，同时流经变压器T的副边绕组Ws的副边电流is下降。
图6为图3所示的恒流装置的一种更加详细的电路图。其中，高功率因数恒流驱动电路100、负载电流控制电路101以及PFC控制电路102的整体连接方式和图3相同，但是图6给出了PFC控制电路102一种具体的实施方式。
参考图6，在图6所示的实例中，PFC控制电路102为恒导通时间控制的临界导通的功率因数校正电路，包括：输出二极管电流过零检测电路201、三角波产生电路202、RS触发器203和第一比较器Uc2。输出二极管电流过零检测电路201对副边绕组Ws异名端输出的电流信号进行过零检测，三角波产生电路202用于产生三角波信号，第一比较器Uc2用于对调节信号Vcomp和三角波产生电路202产生的三角波信号进行比较。
进一步而言，输出二极管电流过零检测电路201包括第一电阻R2、第二电阻R3、第二比较器Uc1和比较基准源VDC。其中，第一电阻R2的第一端接恒流驱动电路100中变压器T的副边绕组Ws的异名端，第一电阻R2的第二端连接第二比较器Uc1的负输入端和第二电阻R3的第一端，第二电阻R3的第二端接地。第二比较器Uc1的正输入端接收预设的参考电压，本实施例中具体为连接比较基准源VDC的正输入端，比较基准源VDC的负输入端接地。第二比较器Uc1的输出端接RS触发器203的置位输入端S。
三角波产生电路202包括直流电流源IDC、电容C1和开关Q2（例如，开关Q2可以采用开关管来实现）。其中，直流电流源IDC的输入端连接电源Vcc，直流电流源IDC的输出端接电容C1的第一端，电容C1的第二端接地。开关Q2的输入端连接电容C1的第一端，输出端连接电容C1的第二端并接地，控制端连接RS触发器203的负输出端
。三角波产生电路202在RS触发器203的负输出端
的控制下产生三角波信号。
第一比较器Uc2的负输入端接收负载电流控制电路101的输出的调节信号Vcomp，第一比较器Uc2的正输入端连接电容C1的第一端，第一比较器Uc2的输出端接RS触发器203的复位输入端R，RS触发器203的正输出端Q输出PWM驱动信号Vg至功率开关管Q1的控制端。
此外，图6所示的恒流装置还利用自举电路二极管D1和辅助电容C2产生辅助电源Vcc，该辅助电源Vcc可以用于向控制电路供电。具体而言，自举电路二极管D1的正极接输出电容Co的第一端，自举电路二极管D1的负极接辅助电容C2的第一端，辅助电容C2的第二端接地，辅助电容C2的输出即为辅助电源Vcc。当功率开关管Q1开通的时候，辅助电容Co两端的电压Vo通过自举电路二极管D1施加至辅助电容C2两端；当功率开关管Q1关断时，自举电路二极管D1反向截止，辅助电容C2继续维持辅助电源Vcc的电压。本领域技术人员还应当理解，如果输出电压Vo过高，还可以在上述电路基础上通过电阻分压或者其他适当的方式以获得合适电压范围的辅助电源Vcc。
图6所示恒流装置的工作过程简单描述如下：负载电流控制电路101检测恒流驱动电路100中流经功率开关管Q1的电流ip的平均值，并产生调节信号Vcomp，当电流ip的平均值增大时，调节信号Vcomp减小，当电流ip的平均值变小时，调节信号Vcomp增大。第一比较器Uc2对三角波产生电路202产生的三角波信号和调节信号Vcomp进行比较，产生PWM驱动信号Vg的复位信号；输出二极管Do的电流过零之后，变压器T的副边绕组Ws两端的电压ZCD开始下降，当其经由第一电阻R2和第二电阻R3分压之后的信号降至低于比较基准源VDC输出的参考电压时，第二比较器Uc1产生PWM驱动信号Vg的置位信号；RS触发器203根据第二比较器Uc1和第一比较器Uc2的输出信号来产生周期性的PWM驱动信号Vg。当开关管电流ip的平均值增大时，控制电路使得PWM驱动信号Vg的占空比变小；当开关管电流ip的平均值减小时，控制电路使得PWM驱动信号Vg的占空比变大，从而调节输出电流Io恒定。
图7为第二实施例中的恒流装置的详细电路图。与图6所示电路相比，图7采用了另一种临界导通模式控制的PFC控制电路102，而高功率因数恒流驱动电路100和负载电流控制电路101的整体连接方式仍然保持不变。
参考图7，PFC控制电路102包括输出二极管电流过零检测电路201、RS触发器203、比例电路204、乘法器205和第三比较器Uc3。输出二极管电流过零检测电路201对副边绕组Ws异名端输出的电压信号进行过零检测；比例电路204用于检测和采样整流桥B1整流后的输入电压Vin；乘法器205对比例电路204和负载电流控制电路101的输出信号进行相乘。
其中，输出二极管电流过零检测电路201的具体结构以及连接方式与图6所示的实施例相同，这里不再重复说明。
比例电路204的输入端接高功率因数恒流驱动电路100内整流桥B1的正输出端，用来检测和采样整流后的输入电压Vin，比例电路204的输出端接乘法器205的第一输入端，乘法器205的第二输入端接收负载电流控制电路101输出的调节信号Vcomp，乘法器205的输出端接第三比较器Uc3的负输入端，第三比较器Uc3的正输入端接电流检测电路Rsen的第一端，第三比较器Uc3的输出端接RS触发器203的复位输入端R，RS触发器203的正输出端输出PWM驱动信号Vg至功率开关管Q1的控制端。
图7所示的电路的工作过程简单描述如下：负载电流控制电路101检测流经功率开关管Q1的电流ip的平均值并产生调节信号Vcomp，当开关管电流ip的平均值增大，调节信号Vcomp减小；当开关管电流ip的平均值增变小，则调节信号Vcomp增大。高功率因数恒流驱动电路100内整流桥B1的正输出端输出的正弦半波信号Vin经比例电路204采样之后传输至乘法器205的第一输入端，并与调节信号Vcomp相乘得到幅值可变的正弦半波信号。电流检测电路Rsen采样的功率开关管Q1的电流ip与乘法器205的输出信号经第三比较器Uc3进行比较，产生PWM驱动信号Vg的复位信号；输出二极管Do的电流过零之后，变压器副边绕组Ws两端的电压ZCD开始下降，当其经由第一电阻R2和第二电阻R3分压之后的电压信号降至低于比较基准源VDC输出的参考电压时，第二比较器Uc1产生PWM驱动信号Vg的置位信号；RS触发器203根据第二比较器Uc1和第三比较器Uc3的输出信号来产生周期性的PWM驱动信号Vg。当开关管电流ip的平均值增大时，控制电路使得PWM驱动信号Vg的空比变小，当开关管电流ip的平均值减小时，控制电路使得PWM驱动信号Vg的占空比变大，从而调节输出电流Io恒定。
本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。
Claims (17)
1.一种高功率因数恒流驱动电路，其特征在于，包括：
整流桥；
输入电容，其第一端和第二端分别与所述整流桥的正、负输出端连接；
输出二极管，其负极连接所述输入电容的第一端；
变压器，其原边绕组的同名端连接所述输入电容的第一端，其副边绕组的异名端连接所述输出二极管的正极，其副边绕组的同名端接地；
输出电容，其第一端连接所述原边绕组的异名端；
功率开关管，其第一功率端连接所述输出电容的第二端，其第二功率端经由电流检测电路接地，其控制端接收外部输入的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的高功率因数恒流驱动电路，其特征在于，所述电流检测电路包括电流采样电阻。
3.根据权利要求1所述的高功率因数恒流驱动电路，其特征在于，还包括：
自举电路二极管，其正极连接所述输出电容的第一端；
辅助电容，其第一端连接所述自举电路二极管的负极，其第二端接地，所述辅助电容的第一端向外输出辅助电源信号。
4.根据权利要求1所述的高功率因数恒流驱动电路，其特征在于，所述输出电容配置为与负载并联。
5.一种高功率因数恒流装置，其特征在于，包括：
权利要求1至4中任一项所述的高功率因数恒流驱动电路；
控制电路，用于产生所述驱动信号。
6.根据权利要求5所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，所述控制电路包括：
负载电流控制电路，其输入端连接所述功率开关管的第二功率端，检测流经所述功率开关管的电流的平均值并产生调节信号；
功率因数校正控制电路，根据所述负载电流控制电路输出的调节信号和所述变压器的副边绕组异名端输出的电压信号产生所述驱动信号。
7.根据权利要求6所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，当流经所述功率开关管的电流平均值增大时，所述调节信号减小；当流经所述功率开关管的电流平均值变小时，所述调节信号增大。
8.根据权利要求6所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，所述负载电流控制电路包括：
输入电阻，其第一端连接所述功率开关管的第二功率端；
误差放大器，其负输入端连接所述输入电阻的第二端，其负输入端还经由补偿网络连接至所述误差放大器的输出端；
基准电压源，其输出端连接所述误差放大器的正输入端。
9.根据权利要求8所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，所述输入电阻的第一端经由滤波器连接所述功率开关管的第二功率端。
10.根据权利要求6所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，所述功率因数校正控制电路为恒导通时间控制的临界导通的功率因数校正控制电路、采样峰值电流实现的临界导通控制的功率因数校正控制电路、断续电流模式控制的功率因数校正控制电路、或者连续模式控制的功率因数校正电路。
11.根据权利要求6所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，所述功率因数校正控制电路包括：
输出二极管电流过零检测电路，对所述副边绕组异名端输出的电压信号进行过零检测；
三角波产生电路，用于产生三角波信号；
第一比较器，对所述调节信号和三角波信号进行比较；
RS触发器，其置位输入端连接所述输出二极管电流过零检测电路的输出端，其复位输入端连接所述第一比较器的输出端，其正输出端产生所述驱动信号，其负输出端控制所述三角波产生电路产生三角波信号。
12.根据权利要求11所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，所述输出二极管电流过零检测电路包括：
第一电阻，其第一端连接所述副边绕组的异名端；
第二电阻，其第一端连接所述第一电阻的第二端，其第二端接地；
第二比较器，其负输入端连接所述第一电阻的第二端，其正输入端接收预设的参考电压，其输出端连接所述RS触发器的置位端。
13.根据权利要求12所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，由所述三角波产生电路产生的三角波信号与所述调节信号经所述第三比较器比较，产生所述驱动信号的复位信号；流经所述输出二极管的电流过零之后，所述变压器副边绕组两端的电压开始下降，当所述第一电阻的第二端的电压降至低于所述预设的参考电压时，所述第二比较器的输出端产生所述驱动信号的置位信号；所述RS触发器根据所述第一比较器和第二比较器的输出信号产生周期性的驱动信号，当流经所述功率开关管的电流平均值增大时，所述驱动信号的占空比变小，当流经所述功率开关管的电流平均值减小时，所述驱动信号的占空比变大，以使输出电流恒定。
14.根据权利要求11所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，所述三角波产生电路包括：
直流电流源，其输入端连接电源；
电容，其第一端连接所述直流电流源的输出端，其第二端接地；
开关，其输入端连接所述电容的第一端，其输出端连接所述电容的第二端，其控制端连接所述RS触发器的负输出端。
15.根据权利要求6所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，所述功率因数校正控制电路包括：
输出二极管电流过零检测电路，对所述副边绕组异名端输出的电压信号进行过零检测；
比例电路，其输入端连接所述整流桥的正输出端，用于检测和采样整流后的输入电压；
乘法器，其第一输入端连接所述比例电路的输出端，其第二输入端接收所述负载电流控制电路产生的调节信号；
第三比较器，其负输入端连接所述乘法器的输出端，其正输入端连接所述功率开关管的第二功率端；
RS触发器，其置位输入端连接所述输出二极管电流过零检测电路的输出端，其复位输入端连接所述第三比较器的输出端，其正输出端产生所述驱动信号。
16.根据权利要求15所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，所述输出二极管电流过零检测电路包括：
第一电阻，其第一端连接所述副边绕组的异名端；
第二电阻，其第一端连接所述第一电阻的第二端，其第二端接地；
第二比较器，其负输入端连接所述第一电阻的第二端，其正输入端接收预设的参考电压，其输出端连接所述RS触发器的置位端。
17.根据权利要求16所述的高功率因数恒流装置，其特征在于，所述整流桥的正输出端产生的正弦半波信号经所述比例电路采样之后传输至所述乘法器，与所述调节信号相乘得到幅值可变的正弦半波信号，所述电流检测电路采样的功率开关管电流信号与所述乘法器的输出信号经所述第三比较器比较，产生所述驱动信号的复位信号；流经所述输出二极管的电流过零之后，所述变压器副边绕组两端的电压开始下降，当所述第一电阻的第二端的电压降至低于所述预设的参考电压时，所述第二比较器产生驱动信号的置位信号；所述RS触发器根据所述第三比较器和第二比较器的输出信号产生周期性的驱动信号；当流经所述功率开关管的电流的平均值增大时，所述驱动信号的占空比变小，当流经所述功率开关管的电流的平均值减小时，所述驱动信号的占空比变大，以使输出电流恒定。
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