CN103227567A - 一种双开关降压型直流-直流转换电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及交流-直流电源变换电路，旨在提供一种双开关降压型直流-直流转换电路。该电路包括输出电容Co、电感L、二极管D1、第一开关管S1和第二开关管S2；该电路连接于一个直流输入，其中：直流输入的正端连接电感L的一端、二极管D1的阴极，电感L的另一端与第二开关管S2的一端、输出电容Co的一端相连；输出电容Co的另一端与二极管D1的阳极、第一开关管S1的一端相连接；第二开关管S2和第一开关管S1的另一端与直流输入的负端相连接；输出电容Co的两端为直流输出，与负载相连接。本发明能够在维持低的直流输出电压的基础上，实现交流输入电流的连续，大大提高交流输入电流的功率因数。

Description

一种双开关降压型直流-直流转换电路

技术领域

本发明涉及一种交流-直流电源变换电路，特别是一种双开关降压型直流-直流转换电路。

背景技术

交流-直流转换是最基本的电能变换形式之一。为了减少对电网的谐波污染，高功率因数（PFC）整流是交流-直流变换中必须具备的功能之一。因此，交流-直流转换的前级通常需要一个高功率因数（PFC）整流电路，也称PFC变换器或者PFC电流，满足不同应用中对电流谐波的规定。在PFC电路中，理想的输入电流波形是完全跟随正弦交流输入电压，没有相位差和畸变，即功率因数为1，谐波失真（THD）为0。

最常用的PFC电路为传统的Boost PFC电路，如图1所示。包括一个输入整流桥、以及一个Boost电路。传统Boost PFC通过控制Boost电路中电感L的电流，使得交流输入电流完全跟踪输入电压，获得几乎接近与1的功率因数，因此在实际中被广泛使用。但这一电路的特点是输出电压必须高于输入电压。在交流输入电压较高的场合，输出电压太高会导致器件选择困难，以及后级变流器设计困难。如交流输入300V，输出电压必须在430V以上。

为了改善这一缺点，降压型的PFC电路最近受到广泛关注，其中最典型的是BUCK PFC电路。传统BUCK PFC电路根据开关管串联在正母线还是负母线，可以将BUCK电路分为高侧驱动(high side)的BUCK 电路以及低侧驱动(low side)的BUCK电路，分别如图2和图3。

BUCK PFC的电流最显著的优点是直流输出电压比较低，方便后级变换器的设计。但其最大的缺点是交流输入电流波形断续，仅当输入电压超过输出电压时，才有输入电流。其典型的输入电压和输入电流波形示意如图4所示。在输入电压小于输出电压的区间，如t0-t1时间段，输入电流为零。因此，相对Boost PFC电路而言，输入功率因数偏低，电流畸变较大。

如何在维持较低输出电压的基础上，提高功率因数是降压型PFC电路的一个重要研究内容。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术中的不足，提供一种双开关降压型直流-直流转换电路。

为了解决技术问题，本发明的解决方案是：

提供一种双开关降压型直流-直流转换电路，包括输出电容Co；该电路还包括电感L、二极管D1、第一开关管S1和第二开关管S2；该电路连接于一个直流输入，其中：直流输入的正端连接电感L的一端、二极管D1的阴极，电感L的另一端与第二开关管S2的一端、输出电容Co的一端相连；输出电容Co的另一端与二极管D1的阳极、第一开关管S1的一端相连接；第二开关管S2和第一开关管S1的另一端与直流输入的负端相连接；输出电容Co的两端为直流输出，与负载相连接。

本发明还提供了一种双开关降压型直流-直流转换电路，包括输出电容Co；该电路还包括电感L、二极管D1、第一开关管S1和第二开关管S2，所述电感L是一个至少包括2个绕组的耦合电感；该电路连接于一个直流输入，其中，直流输入的正端连接耦合电感第一绕组N1的一端、二极管D1的阴极和输出电容Co的正端，耦合电感第一绕组N1的另一端与第二开关管S2的一端相连；耦合电感第二绕组N2的一端与输出电容Co的负端相连接，另一端则与二极管D1的阳极、第一开关管S1的一端相连接；第二开关管S2与第一开关管S1的另一端与直流母线的负端相连接；输出电容Co的两端为直流输出，与负载相连接。

作为一种改进，所述第一开关管S1和第二开关管S2通过同一个电阻与直流母线的负端相连；或者，第一开关管S1和第二开关管S2分别通过一个电阻与直流母线的负端相连。

作为一种改进，所述第一开关管S1是一个双向阻断开关，在关断状态下能够承受双向阻断电压，是下述的任意一种：MOSFET与二极管的反向串联结构、两个MOSFET的反向串联结构、IGBT与二极管的反向串联结构、两个IGBT的反向串联结构、功率三极管与二极管的反向串联结构、两个功率三极管的反向串联结构、逆阻型IGBT。

作为一种改进，所述第二开关管S2是普通的MOSFET、IGBT或者功率三极管。

作为一种改进，所述第二开关管S2是N型MOSFET，其漏极与电感L的一端相连接，源极与直流母线的负端相连接，控制端则接受控制电路的信号用于控制开关的导通和关断。

作为一种改进，所述第二开关管S2在输入电压小于输出电压时进行开关动作，在输入电压大于输出电压时被关闭。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

能够在维持低的直流输出电压的基础上，实现交流输入电流的连续，大大提高交流输入电流的功率因数。

附图说明

图1为传统的Boost PFC电路；

图2为高侧驱动的BUCK PFC电路；

图3为低侧驱动的BUCK PFC电路；

图4 为BUCK PFC的典型输入电压、输入电流波形；

图5 为本发明的一个具体实施例；

图6 为本发明实施例中的双向阻断开关的实施方式；

图7 为本发明的另一具体实施例；

图8 为本发明一个具体实施例及其控制电路框图；

图9为控制电路一个实施例；

图10 为实施例在工频周期内的工作波形；

图11为实施例在开关周期内的波形。

具体实施方式

以下结合附图对本发明做详细的描述。通过对本发明具体实施例的描述，可以更加易于理解本发明的特征和细节。本文没有详细描述公知的实施方式和操作手段，以免混淆本发明的各种技术实施方案，但是，对本领越的技术人员而言，缺乏一个或者多个具体的细节或者组件，不影响对本发明的理解以及实施。

本说明书所述的“实施例”或者“一个实施例”是指结合实施例描述的包含在本发明的至少一个实施例中的具体特征、结构、实施方式和特点。因此，在说明书不同地方提到“在一个实施例中”时，未必指的是同一个实施例。这些特征，结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或多个实施例中。

附图5是本发明的一个具体实施例的电路示意图。与传统PFC电路一样，该实施例中的电路包括一个输入整流桥和一个双管降压型直流-直流变换器。整流桥输出为一个直流，该直流作为双开关直流-直流转换电路的直流输入（也可称为直流母线），直流母线的正端连接电感的一端以及二极管D1的阴极，电感的另一端与第二开关管S2的一端相连，同时与输出电容的一端相连接。输出电容的另一端与二极管D1的阳极及第一开关管S1的一端相连接。第二开关管S2与第一开关管S1的另一端与直流母线的负端相连接。所述输出电容的两端为直流输出，与负载相连接。

本领域技术人员可知，为了采样第一开关管S1以及第二开关管S2的电流，第二开关管S2与第一开关管S1的另一端也可以通过一个采样电阻与直流母线的负端相连接，所述电阻用于采样流经开关管的电流。同样，整流桥输出的直流，可以通过一个滤波电路，作为后面的直流-直流变换电路的输入，滤波电路可以由本领域常用的电感、电容等组成。

在图5中的具体实施例中的开关S1、S2是可控开关 (控制端未示出)。其中，S2可以是普通的MOSFET、IGBT或者三极管。以S2为N型MOSFET为例，S2的漏极与电感的一端相连接，S2的源极与直流母线的负端相连接，S2的控制端接受控制电路的信号，用于控制开关S2的导通和关断。S1是一个双向阻断开关，即在关断状态下，可以承受双向阻断电压，普通的可控开关（MOSFET, IGBT, 三极管）不具备双向阻断能力，一个具体的双向阻断开关的实施例如图6所示。在图6所示实施例中，以MOSFET为例，双向阻断开关可以是MOSFET与二极管反向串联，或者两个MOSFET反向串联。图6中所示的MOSFET也可以是IGBT或者功率三极管。逆阻型IGBT是最新的具有双向阻断能力的可控器件，如图6所示。

图7是本发明的另一种实施例，与图5所示实施例相比，电感是一个包括2个绕组的耦合电感，输出电容的正端与整流后直流母线的正端相连接。图7所示实施例中，直流母线的正端连接耦合电感第一绕组N1的一端、二极管D1的阴极以及输出电容的一端。电感第一绕组N1的另一端与第二开关管S2的一端相连。耦合电感的第二绕组N2的一端与输出电容的负端相连接，第二绕组N2的另一端与二极管D1的阳极及第一开关管S1的一端相连接。第二开关管S2与第一开关管S1的另一端直流母线的负端相连接。所述输出电容的两端为直流输出，与负载相连接。本领域技术人员可知，为了采样第一开关管S1以及第二开关管S2的电流，第二开关管S2与第一开关管S1的另一端也可以通过一个电阻与直流母线的负端相连接，所述电阻用于采样流经开关管的电流。与图5所示实施例一样，开关S1、S2是可控开关 (控制端未示出)。其中，S2可以是普通的MOSFET、IGBT或者三极管。S1是一个双向阻断开关。

本领域技术人员不难理解，本发明所提出的电路实施例可以工作在断续模式、临界断续模式或者连续模式，其控制电路可以采用现有的各种控制方式，如峰值电流模式控制、平均电流模式控制或者电压模式控制（恒导通时间），即任何PFC电路的控制方式。为更好地理解本发明，下面以电感电流临界断续模式下的峰值电流模式控制为例进行说明。

图8是图5所示实施例的一个具体实现方式，S2为一个N型MOSFET，S1是一个由二极管与N型MOSFET反向串联实现的双向阻断开关。控制电路通过电路各个反馈信号，用于实现两个开关管的控制，实现电路功能。

图9是图8中所示的控制电路的一种具体实施例。在一个工频周期内，图9所示实施例的工作波形如图10所示。一个开关周期内的波形如图11所示。

控制电路接收一个输出电压反馈信号FB，由于输出电压与输入侧不共地，因此需要一个专门的隔离电压采样电路，得到一个与输出电压信号成正比的反馈信号FB，幅度可以简单表示为Kv*Vo，其中Vo为输出电压，Kv为隔离采样电路的固定增益。具体的隔离采样电路有多种实现方法，如电压LEM、霍尔等，这不属于本发明需要关注的内容，不再详细叙述。

输出电压反馈信号FB与一个电压基准VREF1比较，经过误差放大器产生一个误差信号，送到乘法器的一个输入端。乘法器的另一个输入端连接交流波形信号Vac。两者相乘，产生一个电流基准信号IREF。由于交流波形信号Vac直接由交流输入整流后分压产生，因此，其形状与整流后的输入电压完全一致，即与输入电压形状一致，为正弦半波，如图10所示。

所述交流波形信号同时与一个电压基准VREF2比较，产生一个控制信号CTRL，用于分配开关管的驱动信号，如图9所示。VREF2与输出电压相关，Vac与输入电压相关。当输入电压小于直流输出电压时，CTRL为低电平，当输入电压大于直流输出电压时，CTRL为高电平。当CTRL为低电平时，控制电路产生的开关管控制信号PWM，用于控制开关S2(图中Vgs2信号)，同时Vgs1信号被封锁。当CTRL为高电平时，控制电路产生的开关管控制信号PWM，用于控制开关S1(图中Vgs1信号)，同时Vgs2信号被封锁。因此，在整个交流输入工频周期内，仅有一个开关在工作。

因此，与传统的BUCK PFC工作不同，当整流后的输入电压Vd小于直流输出电压Vo时，如图10所示t0-t1以及t2-t3时间段，控制电路通过控制开关S2，使得交流输入可以通过S2对电感进行充电，交流输入端依然可以有输入电流，避免了传统BUCK PFC电流断续的问题，扩大了导通角，提高输入的功率因数。当S2闭合时，整流后的输入电压Vd对电感L充电，当S2关断时，电感L通过输出电压(输出电容Co上的电压Vo)与二极管D1续流放电。在这一时间段，电感L、二极管D1，开关S2以及直流输出组成一个Buck-Boost电路。当整流后的输入电压超过输出电压Vo时，如图10所示的t1-t2时间段，第二开关管S2被一直关断，控制电路通过控制第一开关管S1以控制输入电流，其工作与传统的BUCKPFC电路一样。

需要说明的是，在输入电压小于输出电压时，CTRL为低电平，控制电路产生的开关管控制信号PWM也可以同时施加到第一开关管S1，由于第一开关管S1是双向阻断，尽管施加了控制信号，但由于输出电压被反向施加到开关S1内部的串联二极管，其仍然处于阻断状态，不会有电流流过，因此电路工作状态与封锁Vgs1是完全一样的。

在图9所示的控制电路实施例中，采用了峰值电流模式控制。当开关开通时，开关管电流Isw（等于流经电感的电流）线性增加，采样电阻Rs采样流经第一开关管S1或者S2的电流Isw（因为每时每刻仅有一个开关流过电流）并与乘法器产生的电流基准IREF比较，当流经开关的电流Isw超过电流基准IREF时，比较器输出跳变为低电平，其下降沿触发图9中所示的RS触发器，关断相应的开关管，如图11所示。由此可见，电感电流的峰值包络线(与Isw的包络线一致)与IREF完全一致，即为正弦半波，如图10所示，实现功率因数校正的目的。

在图11中，无论输入电压小于输出电压还是输入电压大于输出电压，CTRL信号不同，将控制脉冲PWM分配到相应开关的控制端，电路的工作是一致的。

当开关管(S1或者S2)关断后，电感电流经过二极管D1，输出电压Vo续流，电感电流线性下降。等到电流下降为零时，开关管的寄生电容和电感L产生寄生振荡，并耦合到电感的耦合辅助绕组Na，在辅助绕组的电压信号Va上。因此，可以通过检测辅助绕组电压Va检测电感电流过零信号，其原理简述如下。

在开关导通期间，Va上感应一个负电压，假设辅助绕组与电感绕组的匝比是1:NT，Ra2/(Ra1+Ra2)=Ka，其幅度Ka*Vd/N（S2导通）或者Ka*(Vd-Vo)/NT（S1导通）。当开关关断，D1导通，Va的电压为正，幅度Ka*Vo/NT，此时比较器CMP2输出的ZCD信号变高电平。当电感电流过零后，开关管的寄生电容和电感L产生寄生振荡，Va会下降，当其电压下降到设定的阀值Vth时，比较器CMP2翻转，ZCD信号由高电平反转为低电平，如在图11所示的t2a时刻，比较器CMP2翻转，ZCD的下降沿触发图中的RS触发器，重新导通开关管，进入下一个开关周期。在CMP2翻转（ZCD信号的下降沿）到开关管重新导通（PWM信号的上升沿，图11中的t2时刻），存在一个内部电路延时引起的一个较小的延时Td（如图11所示），可用于实现开关管在最小电压处导通，提高效率。利用与电感相耦合的辅助绕组的电压，实现电感电流过零的检测及开关的最小电压导通，这一方法已经得到广泛应用，如安森美的NCP1207系列芯片，这里不再详细进行阐述。

上述控制方式实施例，仅仅针对临界断续模式下的峰值电流模式控制。本领域技术人员可以在不影响本发明本质的前提下，采用其他的控制方式，如平均电流模式控制、电压模式控制（恒导通时间）等各种控制方法。

本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。

本发明这里所提供的启示并不是必须应用到上述系统中，还可以应用到其它系统中。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。

可以根据上述详细说明对本发明进行修改，在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。

如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。

在下面以某些特定权利要求的形式描述本发明的某些方案的同时，发明人仔细考虑了本发明各种方案的许多权利要求形式。因此，发明人保留在提交申请后增加附加权利要求的权利，从而以这些附加权利要求的形式追述本发明的其它方案。

Claims (7)

1.一种双开关降压型直流-直流转换电路，包括输出电容Co，其特征在于，该电路还包括电感L、二极管D1、第一开关管S1和第二开关管S2；该电路连接于一个直流输入，其中：直流输入的正端连接电感L的一端、二极管D1的阴极，电感L的另一端与第二开关管S2的一端、输出电容Co的一端相连；输出电容Co的另一端与二极管D1的阳极、第一开关管S1的一端相连接；第二开关管S2和第一开关管S1的另一端与直流输入的负端相连接；输出电容Co的两端为直流输出，与负载相连接。

2.一种双开关降压型直流-直流转换电路，包括输出电容Co，其特征在于，该电路还包括电感L、二极管D1、第一开关管S1和第二开关管S2，所述电感L是一个至少包括2个绕组的耦合电感；该电路连接于一个直流输入，其中，直流输入的正端连接耦合电感第一绕组N1的一端、二极管D1的阴极和输出电容Co的正端，耦合电感第一绕组N1的另一端与第二开关管S2的一端相连；耦合电感第二绕组N2的一端与输出电容Co的负端相连接，另一端则与二极管D1的阳极、第一开关管S1的一端相连接；第二开关管S2与第一开关管S1的另一端与直流母线的负端相连接；输出电容Co的两端为直流输出，与负载相连接。

3.根据权利要求1或2中所述的电路，其特征在于，所述第一开关管S1和第二开关管S2通过同一个电阻与直流母线的负端相连；或者，第一开关管S1和第二开关管S2分别通过一个电阻与直流母线的负端相连。

4.根据权利要求1或2中所述的电路，其特征在于，所述第一开关管S1是一个双向阻断开关，在关断状态下能够承受双向阻断电压，是下述的任意一种：MOSFET与二极管的反向串联结构、两个MOSFET的反向串联结构、IGBT与二极管的反向串联结构、两个IGBT的反向串联结构、功率三极管与二极管的反向串联结构、两个功率三极管的反向串联结构、逆阻型IGBT。

5.根据权利要求1或2中所述的电路，其特征在于，所述第二开关管S2是普通的MOSFET、IGBT或者功率三极管。

6.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述第二开关管S2是N型MOSFET，其漏极与电感L的一端相连接，源极与直流母线的负端相连接，控制端则接受控制电路的信号用于控制开关的导通和关断。

7.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述第二开关管S2在输入电压小于输出电压时进行开关动作，在输入电压大于输出电压时被关闭。

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