CN102594152B - 一种串联型半桥dc-dc变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种串联型半桥DC-DC变换器，包括变压器、与变压器原边绕组相连的原边电路、与变压器副边绕组相连的副边电路；原边电路由一个直流电源、一个原边电感、两个母线电容、两条隔直电容支路和四个功率开关管相互连接构成。本发明将每个功率开关器件的电压降为输入电压的一半，故可选用低压功率器件，并充分发挥低压功率器件应力低、效率高、成本低、开关频率高的特性，能够在高输入电压场合下实现高效高性能的DC-DC变换；同时本发明无需附加电路或控制方式即可实现直流母线电容的电压均衡。
Description
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种串联型半桥DC-DC(直流-直流)变换器。
背景技术
近年来，各种电源设备已经被广泛的应用于通讯、照明、军工等行业。为了规范电源设备的用电质量，一些世界性的学术组织和国家开始制定并实施了一系列电源设备的标准。限制电源设备对交流电网的谐波污染是重要的标准之一，如IEC555-2、IEEE519等。为了满足谐波标准，行业内通常使用多级级联型高频变换器，并在第一级整流设备中使用功率因素校正技术(Power FactorCorrection，PFC)。
在三相电力系统中使用多级级联型高频变换器时，第一级三相PFC整流变换器的输出母线电压一般为600-800V，甚至某些场合会高达1000V。这使得后级变换器中开关器件的电压应力大大增加。
现有的应用于三相PFC后级的DC-DC变换器一般采用由高压器件组成的传统桥式结构或由低压器件组成的三电平结构。其中由IGBT或高压MOSFET等高压器件组成的传统桥式结构，如图1所示；虽然控制方便、技术成熟，但是由于高压器件开关频率低、导通电阻大，致使变换器无法满足高效高性能的需求，同时高压器件成本比较高。
而由低压功率器件组成的三电平结构，如图2所示；可以使得每个功率器件承受的电压降为母线电压的二分之一；同时，三电平结构中的开关器件工作频率较高，有利于提高变换器功率密度、减小变换器的体积；另外，三电平结构还具有较小的电压变换应力、器件开关损耗低等优点。
因此三电平结构已经开始取代由高压器件组成的传统桥式结构，被应用于高输入电压场合的DC-DC变换器中。但是，由低压功率器件组成的三电平结构中，开关器件的数量多，同时三电平结构中两个母线电容串联后接入直流母线电压，在使用过程中需要增加额外的硬件电路或控制方法来实现直流母线电容的电压均衡。
发明内容
针对现有技术所存在的上述技术缺陷，本发明提供了一种串联型半桥DC-DC变换器，能够自动实现直流母线电容的电压均衡，且开关器件应力低，系统稳定性高。
一种串联型半桥DC-DC变换器，包括变压器、与变压器原边绕组相连的原边电路、与变压器副边绕组相连的副边电路；
所述的原边电路包括一个直流电源、一个原边电感、两个母线电容、两条隔直电容支路和四个功率开关管；其中：原边电感与变压器原边绕组串联构成原边支路；直流电源的正极与第一母线电容的一端和第一功率开关管的漏极相连，负极与第二母线电容的一端和第四功率开关管的源极相连；第一功率开关管的源极与第二功率开关管的漏极和第一隔直电容支路的一端相连；第四功率开关管的漏极与第三功率开关管的源极和第二隔直电容支路的一端相连；第一母线电容的另一端与第二母线电容的另一端、第二功率开关管的源极、第三功率开关管的漏极和原边支路的一端相连；原边支路的另一端与第一隔直电容支路的另一端和第二隔直电容支路的另一端相连；
所述的功率开关管为带有反并二极管的功率开关管；所述的功率开关管的栅极接收外部设备提供的开关信号。
第一功率开关管与第三功率开关管接收的开关信号相同，第一功率开关管与第二功率开关管接收的开关信号互补，第三功率开关管与第四功率开关管接收的开关信号互补。
所述的四个功率开关管的开关控制方式采用不对称半桥控制方式、移相控制方式或谐振控制方式。
不对称半桥控制方式：所有功率开关管的开关信号的频率相同且固定；第一、第三功率开关管的开关信号相同且占空比为0～50％，第一、第二功率开关管的开关信号互补，第三、第四功率开关管的开关信号互补；通过调节开关信号的占空比来调节输出电压。
谐振控制方式：所有功率开关管的开关信号的频率相同且可调；第一、第三功率开关管的开关信号相同且占空比固定为50％，第一、第二功率开关管的开关信号互补，第三、第四功率开关管的开关信号互补；通过调节开关信号的频率来调节输出电压。
移相控制方式：副边电路为由功率开关管所构成的可控整流电路，原边电路中所有功率开关管的开关信号的频率相同且固定；第一、第三功率开关管的开关信号相同且占空比固定为50％，第一、第二功率开关管的开关信号互补，第三、第四功率开关管的开关信号互补；副边电路中所有功率开关管的开关信号的频率相同且固定；通过调节副边电路中功率开关管开关信号的占空比及调节原副两边开关信号的相位差来调节输出电压。
所述的功率开关管为IGBT(绝缘栅双极型晶体管)或MOS管。
优选地，所述的功率开关管的漏源两极上并联有电容；能够限制功率开关管关断期间的电压上升率，减小了功率开关管的关断损耗；同时利用漏感在功率开关管开通期间抽取并联电容上的能量，可实现所有功率开关管的零电压开通，有效的降低了开关管的开通损耗。
优选地，所述的第一隔直电容支路由第一隔直电容构成或由第一隔直电容串联第一电感后构成；所述的第二隔直电容支路由第二隔直电容构成或由第二隔直电容串联第二电感后构成；对于隔直电容串联电感，有利于减小隔直电容支路对母线电容充放电的冲击电流，减小高频电流分量，使流过第一隔直电容和第二隔直电容的电流均衡，可提升电路的性能。
所述的副边电路为全波整流电路、半波整流电路、全桥整流电路或倍流整流电路。
所述的全波整流电路包括一个副边电感、一个输出电容和两个二极管；其中：第一二极管的阳极与变压器副边绕组的一端相连，阴极与第二二极管的阴极和副边电感的一端相连；第二二极管的阳极与变压器副边绕组的另一端相连；副边电感的另一端与输出电容的一端相连；输出电容的另一端与变压器副边绕组的中间抽头端相连。
所述的半波整流电路包括一个副边电感、一个输出电容和两个二极管；其中：第一二极管的阳极与变压器副边绕组的一端相连，阴极与第二二极管的阴极和副边电感的一端相连；第二二极管的阳极与变压器副边绕组的另一端和输出电容的一端相连；副边电感的另一端与输出电容的另一端相连。
所述的全桥整流电路包括一个副边电感、一个输出电容和四个二极管；其中：第一二极管的阳极与第二二极管的阴极和变压器副边绕组的一端相连，阴极与第三二极管的阴极和副边电感的一端相连；第四二极管的阴极与第三二极管的阳极和变压器副边绕组的另一端相连，阳极与第二二极管的阳极和输出电容的一端相连；副边电感的另一端与输出电容的另一端相连。
所述的倍流整流电路包括两个副边电感、一个输出电容和两个二极管；其中：第一二极管的阳极与变压器副边绕组的一端和第一副边电感的一端相连，阴极与第二二极管的阴极和输出电容的一端相连；第二二极管的阳极与变压器副边绕组的另一端和第二副边电感的一端相连；第二副边电感的另一端与第一副边电感的另一端和输出电容的另一端相连。
其中，所述的全波整流电路、半波整流电路、全桥整流电路或倍流整流电路中的二极管可替换为功率开关管。
本发明的DC-DC变换器中，第一母线电容与第二母线电容串联后并联于直流电源两端。在理想情况下，每个母线电容的电压为直流电源电压的二分之一。又第一、第二功率开关管串联后与第一母线电容并联，第三、第四功率开关管串联后与第二母线电容并联，所以每个功率开关管的关断电压应力为单个母线电容电压，为直流电源电压的二分之一。因此本发明变换器可以选用低压、高性能的开关器件，有利于提升变换器的效率、减小变换器的体积。
本发明的DC-DC变换器中，第一隔直电容支路与第二隔直电容支路串联，串联后的电路一端与第二功率开关管的源极和第三功率开关管的漏极相连，另一端与第三功率开关管的源极和第四功率开关管的漏极相连。这样的连接方式，使隔直电容支路与功率开关管形成开关电容结构，可以实现直流侧母线电容的自动均压。开关电容结构的具体工作过程为：当第一、第三功率开关管导通时，第一、第二隔直电容支路串联后与第一母线电容并联；当第二、第四功率开关管导通时，第一、第二隔直电容支路串联后与第二母线电容并联。在该并联过程中，第一、第二隔直电容支路对高电压的母线电容放电，对低电压的母线电容充电，最终可使两个母线电容的电压达到均衡。
与现有适用于高电压母线场合的传统桥式结构DC-DC变换器相比，本发明的DC-DC变换器将每个功率开关器件的电压降为输入电压的一半，故可选用低压功率开关器件。由于低压功率器件具有性能好、成本低、开关频率高的优点，故本发明能够在高输入电压场合下实现高效高性能的DC-DC变换。
与现有适用于高输入电压场合的三电平结构DC-DC变换器相比，本发明的DC-DC变换器结构上简单，减少了两个原边功率二极管，同时无需附加电路或控制方式即可实现直流母线电容的电压均衡。
附图说明
图1为传统桥式DC-DC变换器的电路结构示意图。
图2为三电平式DC-DC变换器的电路结构示意图。
图3为本发明DC-DC变换器的电路结构示意图。
图4为本发明DC-DC变换器的工作波形图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关原理进行详细说明。
如图3所示，一种串联型半桥DC-DC变换器，包括变压器、与变压器原边绕组T1相连的原边电路、与变压器副边绕组T2相连的副边电路；
原边电路包括一个直流电源E、一个原边电感Lk、两个母线电容C1～C2、两条隔直电容支路和四个功率开关管S1～S4；其中：直流电源E的正极与第一母线电容C1的一端和第一功率开关管S1的漏极相连，负极与第二母线电容C2的一端和第四功率开关管S4的源极相连；第一功率开关管S1的源极与第二功率开关管S2的漏极和第一隔直电容支路的一端相连；第四功率开关管S4的漏极与第三功率开关管S3的源极和第二隔直电容支路的一端相连；第一母线电容C1的另一端与第二母线电容C2的另一端、第二功率开关管S2的源极、第三功率开关管的漏极S3和原边电感Lk的一端相连；原边电感Lk的另一端与变压器原边绕组T1的一端相连；变压器原边绕组T1的另一端与第一隔直电容支路的另一端和第二隔直电容支路的另一端相连；
功率开关管S1～S4的栅极接收外部设备提供的开关信号；其中，第一功率开关管S1与第三功率开关管S3接收的开关信号相同，第一功率开关管S1与第二功率开关管S2接收的开关信号互补，第三功率开关管S3与第四功率开关管S4接收的开关信号互补。
本实施方式中，功率开关管采用MOS管，且四个MOS管的漏源两极上分别并联有电容Cs1～Cs4；四个MOS管的开关控制方式采用不对称半桥控制方式。
第一隔直电容支路由第一隔直电容Cb1和第一电感L1构成；其中：第一隔直电容Cb1的一端为第一隔直电容支路的一端，另一端与第一电感L1的一端相连；第一电感L1的另一端为第一隔直电容支路的另一端。
第二隔直电容支路由第二隔直电容Cb2和第二电感L2构成；其中：第二隔直电容Cb2的一端为第二隔直电容支路的一端，另一端与第二电感L2的一端相连；第二电感L2的另一端为第二隔直电容支路的另一端。
本实施方式中，副边电路采用全波整流电路；全波整流电路包括一个副边电感Lf、一个输出电容Co和两个二极管Do1～Do2；其中：第一二极管Do1的阳极与变压器副边绕组T2的一端相连，阴极与第二二极管Do2的阴极和副边电感Lf的一端相连；第二二极管Do2的阳极与变压器副边绕组T2的另一端相连；副边电感Lf的另一端与输出电容Co的一端相连；输出电容Co的另一端与变压器副边绕组T2的中间抽头端相连；输出电容Co两端接负载Ro。
本实施方式的DC-DC变换器的功率为1kW，直流电源E两端的输入电压为600V，负载Ro两端的输出电压为48V。
图4为本实施方式的DC-DC变换器的驱动波形与工作波形。其中波形Vgs1～Vgs4分别是功率开关管S1～S4的开关信号，Vgs1与Vgs3相同；Vgs2与Vgs1互补；Vgs4与Vgs3互补；同时Vgs1与Vgs2之间、Vgs3与Vgs4之间各存在一段共同为低电平的死区时间。波形vds2和vds3分别是功率开关管S2和S3的漏源电压；vd为二极管Do1的阴极与负载Ro负极之间的电压；iDo1和iDo2分别为流过二极管Do1和Do2的电流，iLk为流过原边电感Lk的电流，Ia和Ib为变换器处于稳定导通情况下iLk的电流值。
如图3和图4所示，本实施方式的DC-DC变换器的具体工作过程如下：
一个开关周期内，共有8个工作阶段，其中：工作阶段1～工作阶段3为功率开关管S1和S3关断时的换流过程；工作阶段4为功率开关管S2和S4导通时的稳定状态；工作阶段5～工作阶段7为功率开关管S2和S4关断时的换流过程；工作阶段8为功率开关管S1和S3导通时的稳定状态。
工作阶段1(t0～t1)：S1与S3开始关断，由于Lk的存在，iLk保持恒定，且隔直电容支路的电流为iLk的二分之一。并联电容Cs2和Cs4开始线性放电，并联电容Cs1和Cs3开始线性充电。vd降为零时，该阶段结束。
工作阶段2(t1～t2)：Lk、L1和L2与并联电容Cs1～Cs4发谐振，并联电容Cs2和Cs4两端电压持续减小至零，为功率开关管S2和S4的零电压开通创造条件。
工作阶段3(t2～t3)：Lk与L1串联后被第一隔直电容Cb1箝位，使得iLk下降至Ib。此阶段内，副边二极管Do1和Do2均导通，且负载电流由二极管Do1向二极管换流Do2。
工作阶段4(t3～t4)：功率开关管S2和S4导通，副边二极管Do2导通，电路处于稳定导通状态。
工作阶段5(t4～t5)：S2与S4开始关断，由于Lk的存在，iLk保持恒定，且隔直电容支路的电流为iLk的二分之一。并联电容Cs1和Cs3开始线性放电，并联电容Cs2和Cs4开始线性充电。vd降为零时，该阶段结束。
工作阶段6(t5～t6)：Lk、L1和L2与并联电容Cs1～Cs4发谐振，并联电容Cs1和Cs3两端电压持续减小至零，为功率开关管S1和S3的零电压开通创造条件。
工作阶段7(t6～t7)：Lk与L1串联后被第二隔直电容Cb2箝位，使得iLk上升至Ia。此阶段内，副边二极管Do1和Do2均导通，且负载电流由二极管Do2向二极管换流Do1。
工作阶段8(t7～t0)：功率开关管S1和S3导通，副边二极管Do1导通，电路处于稳定导通状态。
本实施方式的DC-DC变换器可以实现直流侧母线电容电压自动均衡，可提高系统应用于高电压DC-DC场合时的可靠性。其电压自动均衡能力的具体实现方式如下：
第一隔直电容Cb1与第二隔直电容Cb2呈串联连接方式，两个串联连接的隔直电容可等效为一个电容Cb。功率开关管S1和S3开通时，等效电容Cb与母线电容C1并联；功率开关管S2和S4开通时，等效电容Cb与母线电容C2并联；在并联过程中，Cb对高电压的母线电容放电，对低电压的母线电容充电，最终达到自动均压的效果。
Claims (5)
1.一种串联型半桥DC-DC变换器，包括变压器、与变压器原边绕组相连的原边电路、与变压器副边绕组相连的副边电路；其特征在于：
所述的原边电路包括一个直流电源、一个原边电感、两个母线电容、两条隔直电容支路和四个功率开关管；其中：原边电感与变压器原边绕组串联构成原边支路；直流电源的正极与第一母线电容的一端和第一功率开关管的漏极相连，负极与第二母线电容的一端和第四功率开关管的源极相连；第一功率开关管的源极与第二功率开关管的漏极和第一隔直电容支路的一端相连；第四功率开关管的漏极与第三功率开关管的源极和第二隔直电容支路的一端相连；第一母线电容的另一端与第二母线电容的另一端、第二功率开关管的源极、第三功率开关管的漏极和原边支路的一端相连；原边支路的另一端与第一隔直电容支路的另一端和第二隔直电容支路的另一端相连；
所述的第一隔直电容支路与第二隔直电容支路串联，串联后电路的一端与第一功率开关管和第二功率开关管的中间节点相连，另一端与第三功率开关管和第四功率开关管的中间节点相连；所述的原边支路的一端与两条隔直电容支路的中间节点相连，另一端与第二功率开关管和第三功率开关管的中间节点相连，即原边支路和两条隔直电容支路处于相对四个功率开关管的同一侧；
第一功率开关管与第三功率开关管接收的开关信号相同，第一功率开关管与第二功率开关管接收的开关信号互补，第三功率开关管与第四功率开关管接收的开关信号互补；
所述的第一隔直电容支路由第一隔直电容构成或由第一隔直电容串联第一电感后构成；所述的第二隔直电容支路由第二隔直电容构成或由第二隔直电容串联第二电感后构成；
所述的功率开关管为带有反并二极管的功率开关管；所述的功率开关管的栅极接收外部设备提供的开关信号。
2.根据权利要求1所述的串联型半桥DC-DC变换器，其特征在于：所述的四个功率开关管的开关控制方式采用不对称半桥控制方式、移相控制方式或谐振控制方式。
3.根据权利要求1所述的串联型半桥DC-DC变换器，其特征在于：所述的功率开关管的漏源两极上并联有电容。
4.根据权利要求1、2或3所述的串联型半桥DC-DC变换器，其特征在于：所述的功率开关管为IGBT或MOS管。
5.根据权利要求1所述的串联型半桥DC-DC变换器，其特征在于：所述的副边电路为全波整流电路、半波整流电路、全桥整流电路或倍流整流电路。
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