CN110212768A - 一种高变比双向半桥倍流变换器 - Google Patents
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 32
- 230000005611 electricity Effects 0.000 claims description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 23
- 230000006837 decompression Effects 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 4
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 3
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 3
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 3
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 3
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
Abstract
本发明提供了电力电子领域的一种高变比双向半桥倍流变换器，包括一低压电源V1、一高压电源V2、一高频变压器Tx、一电容C3、一隔直电容Cb、一倍流整流电路、一半桥电路以及一半桥分压电路；所述高频变压器Tx的原边的匝数为Np，所述高频变压器Tx的副边的匝数为Ns；所述低压电源V1、电容C3以及倍流整流电路相互并联，所述倍流整流电路与高频变压器Tx的原边连接；所述高压电源V2、半桥电路以及半桥分压电路相互并联；所述隔直电容Cb的一端与高频变压器Tx的副边的c端连接，另一端与半桥电路连接；所述高频变压器Tx的副边的d端与半桥分压电路连接。本发明的优点在于：降低了电流纹波以及开关管应力，提升了变换器的安全性以及变比，且结构简单、控制方法简单。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子领域，特别指一种高变比双向半桥倍流变换器。
背景技术
双向DC/DC变换器是一种既能实现能量双向传输又能实现电气隔离的DC-DC变换拓扑，在电动汽车系统、电能质量调节系统、电池储能系统、可再生能源发电以及光伏微电网储能系统领域有广阔的应用前景。与其它拓扑相比，该类拓扑利用变压器进行能量双向传输，可以实现低压端和高压端之间的高变比能量双向转换，具备主电路的开关管容易实现软开关、功耗低、效率高、体积小等特点，因而广泛应用于开关电源等电力电子产品领域。
传统的变换器包括如下三种类型：
其一是非隔离型单向并联DC/DC变换器，该变换器由两个或者多个单向DC/DC变换器并联组成；这种变换器的优点是功率可以并联成很大，但是存在如下缺点：并联单向DC/DC变换器数量多，设计成本高，体积大，控制方法复杂，并且输入和输出不隔离，安全性低，电源存在异常后对负载的损害大，在安全性高的一些应用场合上不适用。
其二是隔离电压型双向DC/DC变换器，该变换器包括一组电气隔离变压器，两组高频整流/逆变单元；这种变换器的优点是通过电压进行控制，响应速度较快，但是存在如下缺点：开关管存在压降，低压侧的电压不能过低，并且输入端没有电感结构而只有储能电容，不适合电压变比很大并且输入端要求较小电流纹波的场合。
其三是移相控制双向DC/DC变换器，该变换器包括一组电气隔离变压器，一组电感单元，两组高频整流/逆变单元；这种变换器的优点是利用移相控制两边的开关信号的相位差，可以使能量从一侧转移到另一侧，具备软开关方式，工作效率高，但是存在如下缺点：控制方法较复杂，并且两侧开关管都在工作，电路中存在很大的环流，开关管电流应力大。
因此，如何提供一种电流纹波小、开关管应力小、安全性高、高变比、结构简单且控制方法简单的变换器，成为一个亟待解决的问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题，在于提供一种高变比双向半桥倍流变换器，实现降低电流纹波以及开关管应力，提升变换器的安全性以及变比，且结构简单、控制方法简单。
本发明是这样实现的：一种高变比双向半桥倍流变换器，包括一低压电源V1、一高压电源V2、一高频变压器Tx、一电容C3、一隔直电容Cb、一倍流整流电路、一半桥电路以及一半桥分压电路；所述高频变压器Tx的原边的匝数为Np，所述高频变压器Tx的副边的匝数为Ns；所述低压电源V1、电容C3以及倍流整流电路相互并联，所述倍流整流电路与高频变压器Tx的原边连接；所述高压电源V2、半桥电路以及半桥分压电路相互并联；所述隔直电容Cb的一端与高频变压器Tx的副边的c端连接，另一端与半桥电路连接；所述高频变压器Tx的副边的d端与半桥分压电路连接。
进一步地，所述倍流整流电路包括一电感L1、一电感L2、一开关二级管M1以及一开关二级管M2；所述电感L1的一端与低压电源V1的正极连接，另一端与所述开关二级管M1以及高频变压器Tx的原边的a端连接；所述电感L2的一端与低压电源V1的正极连接，另一端与所述开关二级管M2以及高频变压器Tx的原边的b端连接；所述开关二级管M1以及开关二级管M2均与低压电源V1的负极连接。
进一步地，所述半桥电路包括一开关二级管M3以及一开关二级管M4；所述开关二级管M3的一端与高压电源V2的正极连接，另一端与所述隔直电容Cb以及开关二级管M4连接；所述开关二级管M4与高压电源V2的负极连接。
进一步地，所述半桥分压电路包括一电容C1以及一电容C2；所述电容C1的一端与高压电源V2的正极连接，另一端与所述电容C2以及高频变压器Tx的副边的d端连接；所述电容C2与高压电源V2的负极连接。
本发明的优点在于：
1、通过设置所述电感L1以及电感L2对电流进行分流，实现了对电流纹波进行分摊，进而达到了降低电流纹波、降低电感L1以及电感L2的铜损的效果。
2、通过在所述高频变压器Tx的原边设置开关二级管M1以及开关二级管M2对电压进行分压，在所述高频变压器Tx的副边设置开关二级管M3以及开关二级管M4对电压进行分压，实现了降低各个开关二级管的应力。
3、仅设置一个所述高频变压器Tx，电路结构简单；通过所述高频变压器Tx对输入以及输出进行隔离，提升了安全性。
4、通过控制所述开关二级管M1、开关二级管M2、开关二级管M3以及开关二级管M4的通断即可对所述一种高变比双向半桥倍流变换器进行控制，控制方法简单。
5、通过设置所述开关二级管M1以及开关二级管M2对电压进行分压，减小单个开关二级管的压降，以及设置所述电感L1以及电感L2，实现高频变压器Tx的高变比。
附图说明
下面参照附图结合实施例对本发明作进一步的说明。
图1是本发明一种高变比双向半桥倍流变换器的电路图。
图2是本发明降压模式的阶段1的电路图。
图3是本发明降压模式的阶段2的电路图。
图4是本发明降压模式的阶段3的电路图。
图5是本发明降压模式的阶段4的电路图。
图6是本发明降压模式电压与电流波形示意图。
图7是本发明升压模式的阶段1的电路图。
图8是本发明升压模式的阶段2的电路图。
图9是本发明升压模式的阶段3的电路图。
图10是本发明升压模式的阶段4的电路图。
图11是本发明升压模式电压与电流波形示意图。
图12是传统非隔离型单向并联DC/DC变换器的电路原理框图。
图13是传统隔离电压型双向DC/DC变换器的电路原理框图。
图14是传统移相控制双向DC/DC变换器的电路原理框图。
具体实施方式
请参照图1至图14所示，本发明一种高变比双向半桥倍流变换器的较佳实施例，包括一低压电源V1、一高压电源V2、一高频变压器Tx、一电容C3、一隔直电容Cb、一倍流整流电路、一半桥电路以及一半桥分压电路；所述高频变压器Tx的原边的匝数为Np，所述高频变压器Tx的副边的匝数为Ns；所述低压电源V1、电容C3以及倍流整流电路相互并联，所述倍流整流电路与高频变压器Tx的原边连接；所述高压电源V2、半桥电路以及半桥分压电路相互并联；所述隔直电容Cb的一端与高频变压器Tx的副边的c端连接，另一端与半桥电路连接；所述高频变压器Tx的副边的d端与半桥分压电路连接。所述隔直电容Cb用于隔离高频变压器Tx与半桥电路，同时又承担着传输信号的功能；仅设置一个所述高频变压器Tx，电路结构简单；通过所述高频变压器Tx对输入以及输出进行隔离，提升了安全性。
所述倍流整流电路包括一电感L1、一电感L2、一开关二级管M1以及一开关二级管M2；所述电感L1的一端与低压电源V1的正极连接，另一端与所述开关二级管M1以及高频变压器Tx的原边的a端连接；所述电感L2的一端与低压电源V1的正极连接，另一端与所述开关二级管M2以及高频变压器Tx的原边的b端连接；所述开关二级管M1以及开关二级管M2均与低压电源V1的负极连接。通过设置所述电感L1以及电感L2对电流进行分流，实现了对电流纹波进行分摊，进而达到了降低电流纹波、降低电感L1以及电感L2的铜损的效果。通过设置所述开关二级管M1以及开关二级管M2对电压进行分压，减小单个开关二级管的压降，以及设置所述电感L1以及电感L2，实现高频变压器Tx的高变比。
所述半桥电路包括一开关二级管M3以及一开关二级管M4；所述开关二级管M3的一端与高压电源V2的正极连接，另一端与所述隔直电容Cb以及开关二级管M4连接；所述开关二级管M4与高压电源V2的负极连接。通过在所述高频变压器Tx的原边设置开关二级管M1以及开关二级管M2对电压进行分压，在所述高频变压器Tx的副边设置开关二级管M3以及开关二级管M4对电压进行分压，实现了降低各个开关二级管的应力。通过控制所述开关二级管M1、开关二级管M2、开关二级管M3以及开关二级管M4的通断即可对所述一种高变比双向半桥倍流变换器进行控制，控制方法简单。
所述半桥分压电路包括一电容C1以及一电容C2；所述电容C1的一端与高压电源V2的正极连接，另一端与所述电容C2以及高频变压器Tx的副边的d端连接；所述电容C2与高压电源V2的负极连接。
本发明工作原理：
本发明的一种高变比双向半桥倍流变换器存在降压模式以及升压模式两种工作模式，降压模式即将高电压端的能量传递给低电压端，升压模式即将低电压端的能量传递给高电压端。
降压模式在一个开关周期内存在如下4个阶段：
阶段1[t0，t1)：开关二级管M1断开、开关二级管M2导通、开关二级管M3导通、开关二级管M4断开；此时开关二级管M4两端的电压为V2，高频变压器Tx的副边的电压为V2/2，且高频变压器Tx的副边的c端为正极；电流i2流经开关二级管M3以及高频变压器Tx的副边给电容C2充电；高频变压器Tx的副边将电压感应到原边，电流iNp从高频变压器Tx的原边的a端流出，依次经过电感L1、电容C3、开关二级管M2后回到高频变压器Tx的原边的b端，电流iL1的大小线性上升，电流iL2的大小线性下降，通过开关二级管M2的电流iM2＝iL1+iL2。电路图参见图2。
阶段2[t1，t2)：开关二级管M1导通、开关二级管M2导通、开关二级管M3断开、开关二级管M4断开；此时高压端的开关二级管M3以及开关二级管M4均断开，能量不能通过高频变压器Tx进行传递，高压电源V2给电容C1以及电容C2充电；流经电感L1的电流在开关二级管M3断开的瞬间达到最大值，然后保持电流方向不变、大小线性下降，并通过反向导通的开关二级管M1和电感L1给低压电源V1充电；流经电感L2的电流保持电流方向不变、大小线性下降，并通过反向导通的开关二级管M2以及电感L2给低压电源V1充电。电路图参见图3。
阶段3[t2，t3)：开关二级管M1导通、开关二级管M2断开、开关二级管M3断开、开关二级管M4导通；此时开关二级管M3两端的电压为V2，高频变压器Tx的副边的电压为V2/2，且高频变压器Tx的副边的d端为正极；电流i2流经开关二级管M4以及高频变压器Tx的副边给电容C1充电；电流ic1和ic2流向高频变压器Tx的副边的d端；高频变压器Tx的副边将电压感应到原边，电流iNp从高频变压器Tx的原边的b端流出，依次经过电感L2、电容C3、开关二级管M1后回到高频变压器Tx的原边的a端，电流iL2的大小线性上升，电流iL1的大小线性下降，通过开关二级管M1的电流iM1＝iL1+iL2。电路图参见图4。
阶段4[t3，t4)：开关二级管M1导通、开关二级管M2导通、开关二级管M3断开、开关二级管M4断开；此阶段和阶段2相同，电流iL2的大小由线性上升变为线性下降，电流iL1的大小线性下降。电路图参见图5。
图6为降压模式下阶段1至阶段4，变压器电压UNp、变压器电流iNs、电感电流iL1、电感电流iL2以及输出电流iout的波形图。
升压模式在一个开关周期内存在如下4个阶段：
阶段1[t0，t1)：开关二级管M1断开、开关二级管M2导通、开关二级管M3导通、开关二级管M4断开；此时低压电源V1的电压加在电感L2的两端，且电感L2上的电流iL2逐渐增大，iL1从低压电源V1、电感L1流向高频变压器Tx的原边的a端，即iNp＝iL1,且iL1开始减小，电感L1与电感L2上的电流纹波有相互抵消的作用；高频变压器Tx的原边上的电压为低压电源V1和电感L1两端的电压之和，高频变压器Tx的副边的电势en＝NS(V1+L1*diL1/dt)/Np＝V2/2，其中diL1/dt表示电流iL1在单位时间内的变化率，电流iNs从高频变压器Tx的副边的c端流出后经开关二级管M3给电容C1充电。电路图参见图7。
阶段2[t1，t2)：开关二级管M1导通、开关二级管M2导通、开关二级管M3断开、开关二级管M4断开；低压电源V1并在电感L1和电感L2的两端，给电感L1和电感L2储存能量，iL1由减小变为增大，iL2继续增大，i1增大，此时刻电感中的电压和电流的关系为V1＝L1*diL1/dt，V1＝L2*diL2/dt，高频变压器Tx的副边的电压为零，电容C1和电容C2给高压电源V2供电。电路图参见图8。
阶段3[t2，t3)：开关二级管M1导通、开关二级管M2断开、开关二级管M3断开、开关二级管M4导通；此时低压电源V1的电压加在电感L1的两端，且电感L1上的电流iL1逐渐增大，iL2从低压电源V1、电感L2流向高频变压器Tx的原边的b端，即iNp＝iL2,且iL2开始减小，电感L1与电感L2上的电流纹波有相互抵消的作用；高频变压器Tx的原边上的电压为低压电源V1和电感L2两端的电压之和，高频变压器Tx的副边的电势en＝NS(V1+L2*diL1/dt)/Np＝V2/2，其中diL1/dt表示电流iL1在单位时间内的变化率，电流iNs从高频变压器Tx的副边的d端流出后经开关二级管M4给电容C2充电。电路图参见图9。
阶段4[t3，t4)：开关二级管M1导通、开关二级管M2导通、开关二级管M3断开、开关二级管M4断开；此阶段和阶段2相同，电流iL1的大小继续增大，电流i1继续增大。电路图参见图10。
图11为升压模式下阶段1至阶段4，变压器电压UNp、变压器电流iNs、电感电流iL1、电感电流iL2以及输出电流iout的波形图。
图2至图5与图7至图10中的虚线表示开关二级管断开后该线路不通电。
综上所述，本发明的优点在于：
1、通过设置所述电感L1以及电感L2对电流进行分流，实现了对电流纹波进行分摊，进而达到了降低电流纹波、降低电感L1以及电感L2的铜损的效果。
2、通过在所述高频变压器Tx的原边设置开关二级管M1以及开关二级管M2对电压进行分压，在所述高频变压器Tx的副边设置开关二级管M3以及开关二级管M4对电压进行分压，实现了降低各个开关二级管的应力。
3、仅设置一个所述高频变压器Tx，电路结构简单；通过所述高频变压器Tx对输入以及输出进行隔离，提升了安全性。
4、通过控制所述开关二级管M1、开关二级管M2、开关二级管M3以及开关二级管M4的通断即可对所述一种高变比双向半桥倍流变换器进行控制，控制方法简单。
5、通过设置所述开关二级管M1以及开关二级管M2对电压进行分压，减小单个开关二级管的压降，以及设置所述电感L1以及电感L2，实现高频变压器Tx的高变比。
虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是熟悉本技术领域的技术人员应当理解，我们所描述的具体的实施例只是说明性的，而不是用于对本发明的范围的限定，熟悉本领域的技术人员在依照本发明的精神所作的等效的修饰以及变化，都应当涵盖在本发明的权利要求所保护的范围内。
Claims (4)
1.一种高变比双向半桥倍流变换器，其特征在于：包括一低压电源V1、一高压电源V2、一高频变压器Tx、一电容C3、一隔直电容Cb、一倍流整流电路、一半桥电路以及一半桥分压电路；所述高频变压器Tx的原边的匝数为Np，所述高频变压器Tx的副边的匝数为Ns；所述低压电源V1、电容C3以及倍流整流电路相互并联，所述倍流整流电路与高频变压器Tx的原边连接；所述高压电源V2、半桥电路以及半桥分压电路相互并联；所述隔直电容Cb的一端与高频变压器Tx的副边的c端连接，另一端与半桥电路连接；所述高频变压器Tx的副边的d端与半桥分压电路连接。
2.如权利要求1所述的一种高变比双向半桥倍流变换器，其特征在于：所述倍流整流电路包括一电感L1、一电感L2、一开关二级管M1以及一开关二级管M2；所述电感L1的一端与低压电源V1的正极连接，另一端与所述开关二级管M1以及高频变压器Tx的原边的a端连接；所述电感L2的一端与低压电源V1的正极连接，另一端与所述开关二级管M2以及高频变压器Tx的原边的b端连接；所述开关二级管M1以及开关二级管M2均与低压电源V1的负极连接。
3.如权利要求1所述的一种高变比双向半桥倍流变换器，其特征在于：所述半桥电路包括一开关二级管M3以及一开关二级管M4；所述开关二级管M3的一端与高压电源V2的正极连接，另一端与所述隔直电容Cb以及开关二级管M4连接；所述开关二级管M4与高压电源V2的负极连接。
4.如权利要求1所述的一种高变比双向半桥倍流变换器，其特征在于：所述半桥分压电路包括一电容C1以及一电容C2；所述电容C1的一端与高压电源V2的正极连接，另一端与所述电容C2以及高频变压器Tx的副边的d端连接；所述电容C2与高压电源V2的负极连接。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910412271.0A CN110212768A (zh) | 2019-05-17 | 2019-05-17 | 一种高变比双向半桥倍流变换器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910412271.0A CN110212768A (zh) | 2019-05-17 | 2019-05-17 | 一种高变比双向半桥倍流变换器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110212768A true CN110212768A (zh) | 2019-09-06 |
Family
ID=67787532
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910412271.0A Pending CN110212768A (zh) | 2019-05-17 | 2019-05-17 | 一种高变比双向半桥倍流变换器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110212768A (zh) |
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2019
- 2019-05-17 CN CN201910412271.0A patent/CN110212768A/zh active Pending
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| PB01 | Publication | ||
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