CN109450260A - 一种电容串接式交错并联反激电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种电容串接式交错并联反激电路及其工作原理。该变换器在传统反激电路加入中间储能电容使其参与工作，控制开关管180°交错导通，可降低开关管电压应力，同时改变升降压占空比节点，优化电路结构。此外，通过有效调节中间储能电容电压的充放电时间，对一个开关周期内向负载传递的能量进行有效控制，实现了所述变换器的超高降压比，即超低电压输出。与传统反激电路相比，提出的变换器具有更低的电压应力，较小的电流纹波，更突出的降压效果。为需要超低电压输出和中小功率应用场合提供了一种高性能、低成本的解决方案。

Description

一种电容串接式交错并联反激电路
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种反激电路。
背景技术
目前，开关电源产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、通讯设备等领域。对于输入功率在75W以下，对功率因数不作要求的场合，反激式开关电源具有足够的优势：电路拓扑简单，输入电压范围宽。由于元件少，电路控制简单且成本较低，同时可靠性相对高，所以应用广泛。然而传统反激变换器存在开关管电压应力过大、漏感引起的电压尖峰严重、电感电流断续模式的输入电流峰值和方均根值较大、输出电压二倍工频纹波较大等一系列问题。而采用Buck和Buck-Boost这种降压模式工作方式将导致变换器主电路功率器件的电流应力增加，使功率体器件的导通损耗增大。
为解决电路开关管电压应力过大带来的效率不高的影响，相关研究者对传统反激电路拓扑进行改善，通过增加储能元件进一步降低电路应力提高效率。但是拓扑大多不具有超高降压比特性并且效率并未得到显著提高。
图1所示为传统反激电路，图2为CCM模式下传统反激电路开关管电压波形，从图2可知传统反激电路开关管电压应力为输入电压与输出电压之和。电路应力过高导致必须选择耐压等级高的功率器件，增加了电路成本。
发明内容
本发明提供的电路拓扑及其工作模式，克服了现有传统反激电路电流纹波大、电路器件应力过高两个缺点。此外，本发明提供的拓扑具有超高降压比，即超低电压输出的特性，进一步优化了传输增益。
本发明所采用的技术方案是：在一路开关管和耦合电感之间加入中间储能电容并使其参与电路工作，达到降低变换器电压应力，降低损耗提高效率的目的。通过中间储能电容有效参与电路工作，对一个开关周期内向负载传递的能量进行有效控制，实现了所述变换器的超高降压比，即超低电压输出，且进一步优化了电压传输增益。
本发明技术方案为一种电容串接式交错并联反激电路，该电路包括：A相反激电路、B相反激电路、输出滤波电容，所述A相反激电路包括：A相功率开关管(S1)、中间储能电容(CB)、A相耦合电感(T1)、A相二极管(D1)，其中：A相功率开关管(S1)的源极连接中间储能电容(CB)的一端，中间储能电容(CB)的一端连接A相耦合电感(T1)初级侧的一端，A相耦合电感(T1)初级侧的另一端连接输入VIN的负极，A相功率开关管(S1)的漏极连接输入VIN的正极；所述A相耦合电感(T1)次级侧的一端连接A相二极管(D1)的输入端，A相耦合电感(T1)次级侧的另一端与A相二极管(D1)的输出端并联输出滤波电容(Co)后并联于负载上；所述B相反激电路包括：B相功率开关管(S2)、B相耦合电感(T2)、B相二极管(D2)，其中：B相功率开关管(S2)漏极与A相功率开关管(S1)源极相连，B相功率开关管(S2)源极与B相耦合电感(T2)初级侧的一端相连，B相耦合电感(T2)初级侧的另一端与输入VIN的负极；B相耦合电感(T2)次级侧的一端连接B相二极管(D2)的输入端，B相二极管(D2)的输出端与B相耦合电感(T2)次级侧的另一端并联于滤波电容(Co)的两侧。
具体方法为：一种电容串接式交错并联反激电路，由A相反激电路、B相反激电路和输出滤波电路构成主电路；两个开关管通过180°交错控制，当A相开关管S1导通，中间储能电容CB和耦合电感T1被恒定电流充电，同时B相开关管S2断开，耦合电感T2给负载供电；当两相开关管都断开的时候中间储能电容CB脱离主电路不参与工作。由于中间储能电容容值较大，电压变化较小，在四个电路模态都有效的降低了电路应力；中间储能电容加在A相开关管S1和A相耦合电感T1之间起到降低两个开关管和两个二极管电压应力的作用，同时为负载提供能量。
所述中间储能电容CB串接于A相反激电路的功率开关管(S1)和A相耦合电感(T1)之间，当A相开关管导通时，CB充电，当B相开关管导通时，CB放电，通过B相反激电路为负载供能。其串接中间储能电容实现交错并联的思想不仅可用于两相反激电路，可以用于N相DC/DC电路串接N-1个中间储能电容实现交错并联。
所述中间储能电容CB分别与两相的开关管(S1)和(S2)串联并接入A相的耦合电感(T1)，其主要思想在于将电容CB作为中间储能电容参与电路工作，从而有效降低主电路功率器件的电压应力，提升电路效率。
通过有效调节中间储能电容电压的充放电时间，对一个开关周期内向负载传递的能量进行有效控制，实现了所述变换器的超高降压比，即超低电压输出，且在全占空比范围内改变了电路的传输增益。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
一、与现有的传统反激变换器相比，本发明具有更优化的电压传输增益，功率器件电压应力更小，变换器具有成本低、损耗小、效率高等优点。
二、与现有的交错并联反激变换器相比，本发明中间储能电容有效降低了主电路功率器件的电压应力，因此可以选择耐压等级适宜的功率开关管，降低成本。
三、与现有的低电压输出降压变换器相比，本发明具有更大的占空比，对功率开关管的开关速度要求较低，因此可以节约功率开关管和控制器的成本。
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。
附图说明
图1为传统反激变换器的电路结构图。
图2为传统反激变换器开关管脉冲波形和电压波形。
图3为电容串接式交错并联反激变换器电路结构图。
图4、5、6、7为电容串接式交错并联反激变换器工作模态电路图，分别对应工作模态1、工作模态2、工作模态3、工作模态4。
图8、9分别为电容串接式交错并联反激变换器在各个模态的仿真电压波形和仿真电流波形。
具体实施方式
下面通过具体实例结合附图对本发明做进一步详细的描述。
如图4、5、6、7所示，当电路工作在CCM模式时有四个模态,t1：t2：t3：t4＝2：3：2：3；。
Mode1：工作模态1对应图8中t1时段，在此时段开始时，开关管S1、S2关断，两相续流二极管D1、D2导通，副边电感分两路经过D1和D2为负载供电，两耦合电感T1、T2初级电压被钳位，iD1、iD2下降。
Mode2：工作模态2对应图8中t2时段，在此时段开始时，A相功率开关管S1导通，B相功率开关管S2关断。由于A相耦合电感原边电压反向，续流二极管D1关断，续流二极管D2导通续流。此阶段VIN、CB、S1和T1串联，VIN给CB和T1供电，储能电容电压VCB线性上升，A相电流iS1增大。B相耦合电感T2通过续流二极管D2继续为负载供电。
Mode3：工作模态3对应图8中t3时段，此模态与模态1相似。在此时段开始时，开关管S1、S2关断，两相续流二极管D1、D2导通，副边电感分两路经过D1和D2为负载供电，两耦合电感T1、T2初级电压被钳位，iD1、iD2下降。
Mode4：工作模态4对应图8中t4时段，在此时段开始时，开关管S1导关断，S2导通。续流二极管D1导通，D2断开。两相耦合电感T1、T2初级侧、CB和开关管S2构成回路。T1初级侧承受反压，次级侧续流二极管导通给负载供电。T2初级侧承受正向电压，储能电容CB为其供电。

Claims (2)

1.一种电容串接式交错并联反激电路，该电路包括：A相反激电路、B相反激电路、输出滤波电容，所述A相反激电路包括：A相功率开关管(S1)、中间储能电容(CB)、A相耦合电感(T1)、A相二极管(D1)，其中：A相功率开关管(S1)的源极连接中间储能电容(CB)的一端，中间储能电容(CB)的一端连接A相耦合电感(T1)初级侧的一端，A相耦合电感(T1)初级侧的另一端连接输入VIN的负极，A相功率开关管(S1)的漏极连接输入VIN的正极；所述A相耦合电感(T1)次级侧的一端连接A相二极管(D1)的输入端，A相耦合电感(T1)次级侧的另一端与A相二极管(D1)的输出端并联输出滤波电容(Co)后并联于负载上；所述B相反激电路包括：B相功率开关管(S2)、B相耦合电感(T2)、B相二极管(D2)，其中：B相功率开关管(S2)漏极与A相功率开关管(S1)源极相连，B相功率开关管(S2)源极与B相耦合电感(T2)初级侧的一端相连，B相耦合电感(T2)初级侧的另一端与输入VIN的负极；B相耦合电感(T2)次级侧的一端连接B相二极管(D2)的输入端，B相二极管(D2)的输出端与B相耦合电感(T2)次级侧的另一端并联于滤波电容(Co)的两侧。
2.如权利要求1所述的一种电容串接式交错并联反激电路的控制方法，一个周期内本电路依次经过t1、t2、t3、t4时间段，t1：t2：t3：t4＝2：3：2：3；t1时间段时A相功率开关管(S1)关断、B相功率开关管(S2)关断，t2时间段时A相功率开关管(S1)导通、B相功率开关管(S2)关断，t3时间段时A相功率开关管(S1)关断、B相功率开关管(S2)关断；t4时间段时A相功率开关管(S1)关断、B相功率开关管(S2)导通。
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