CN110445373A - 高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块 - Google Patents

高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块，包括EMI滤波电路、全桥整流电路、LC滤波电路、储能电容、第一电感、第二电感、PFC控制器、第一栅驱动电路、第二栅驱动电路、第一GaN功率开关管、第二GaN功率开关管、第一限流电阻、第二限流电阻、第一二极管、第二二极管、输出电容C1、输出状态检测电路和反馈电路。本发明一方面采用电容串接式交错并联可以实现超高降压比特性和增大电源模块功率；另外通过采用GaN功率器件，提高电源模块的开关频率，从而实现更高的功率密度。可以广泛应用于各类大功率交直流充换电系统。

Description

高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块
技术领域
本发明涉及一种用于交直流充换电系统的高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块，属于电力电子技术领域。
背景技术
进入21世纪，在智能电网、移动通信以及新能源汽车等新兴产业的牵引下，电力电子应用系统要求进一步提高系统的效率、小型化和增加功能，特别要求电路应用在尺寸、质量、功率和效率之间的权衡，比如服务器电源管理、电池充电器和太阳能电场的微逆变器。上述应用要求电力电子系统在设计效率>95％的同时，还具有高的功率密度(>500W/in3，即30.5W/cm3)、高比功率(10kW/磅,22kW/kg)和高总负载点(>1000W)。随着超结MOSFET和绝缘栅双极晶体管(IGBT)的出现和应用普及，器件性能逐渐接近硅材料的极限，每四年功率密度提升1倍的规律趋于饱和(功率电子领域的摩尔定律)，功率密度仅为个位数的硅基功率半导体器件的开发由于上述原因而困难重重。
近年来以氮化镓(GaN)为代表的第三代半导体功率器件，因禁带宽、击穿电场强度高、高电子饱和速度快，在大功率、高温、高频、抗辐射的微电子领域，以及短波长光电子领域，有明显优于Si、Ge、GaAs等第一代和第二代半导体材料的性能。GaN功率器件与Si器件相比具有优越的通态特性和非常好的开关特性，因此在较短的时间内就吸引了工业界的关注，从事应用研究的学者们也开展了大量的研究工作，将其应用到POL、DC/DC等低压、小功率的电源装置中。研究表明，用GaN器件替换Si器件可以大幅度提高开关频率，同时保持了良好的效率指标。毫无疑问，在低压、小功率应用中，GaN器件将会获得越来越普遍的应用，并极大的促进这些领域电源装置在功率密度、效率等方面的性能的提高。
最新一代国际标准对AC-DC变换器注入电网的谐波电流提出了限制要求，尤其是照明设备等特殊工业产品，需要满足更苛刻的61000-3-2C类法规。因此，有源功率因数校正电路(Active Power Factor Correction，APFC)成为了研究热点，是高性能电源所必须使用的前端变换模块。单级APFC变换器以其控制简单、成本较低等优势，引起了广泛关注和应用，其拓扑通常分为两类——隔离型拓扑和非隔离型拓扑。隔离型拓扑中，Flyback变换器以控制电路简单、电路结构简单等优势，在中小功率场合广泛应用。Flyback PFC通过变导通时间控制策略，解决了传统恒定导通时间控制策略功率因数低和总谐波畸变高的问题。无桥Flyback PFC中引入二次侧谐振电路，减小开关管关断电流，可降低其关断损耗。非隔离型拓中，Boost变换器以电路结构简单、输入电流连续等优势而广泛使用。通过采用开关周期最佳利用策略，可以解决DCM Boost PFC变换器开关管和二极管导通损耗严重的问题。然而在低电压应用场合，Boost PFC变换器会造成较高的中间母线电压，降低下级降压变换器的效率。
为解决中间母线电压较高的问题，通过采用Buck PFC变换器单周期控制技术，减少传统电流模式控制的乘法器和电压传感器，可简化控制电路。另外恒定导通时间控制的临界模式软开关Buck PFC，在宽输入电压范围内具有较高的效率。然当输入电压低于输出电压时，Buck PFC变换器不能塑造输入电流波形，输入电流存在死区，会导致总谐波含量增加以及较低的PF值。为解决传统Buck PFC输入电流死区角的方案，本发明给出了一种具有超高降压比特性的电容串接式交错并联PFC电源模块。通过有效调节中间储能电容的充放电时间，一个开关周期内向负载传递的能量被有效控制，由此实现该变换器的超高降压比，即超低电压输出特性，从而减少输入电流死区角。并且中间储能电容工作于电容电压断续模式(Discontinuous Capacitor Voltage Mode，DCVM)且电压峰值被箝位于输入电压，既不会增加器件的电压应力，又能实现自动功率因数校正功能。由于该变换器工作于DCVM模式，实现了部分功率开关管软开通和输出二极管软关断。为进一步提高PFC电源模块的功率密度，本发明还采用高速GaN器件进行开关变换，通过提高开关频率减小电感和电容储能元件的尺寸，提高功率密度。GaN器件的特性，使得GaN器件的栅极驱动电荷(Qg)很小，结电容也非常小，开关速度比Si器件快得多。而开关频率提高带来的好处是提高功率密度，因此采用GaN器件开发新型PFC电源模块是一种很好的技术途径。
然而采用提高开关频率的方式来提高功率密度，需要面临两方面的瓶颈问题：一是GaN器件开关过程中开关支路的电流变化非常迅速、di/dt很高，由于功率回路中不可避免的存在寄生电感，当电流迅速变化时，在开关器件两端会产生很高的尖峰过电压。轻则造成电路误动作、EMI超标，重则导致器件击穿损坏。GaN器件很高的开关速度导致其开关过程中的寄生振荡和过电压现象远比Si器件明显。GaN器件由于开关速度更快，因此对电路中的寄生电感更为敏感。如果布线不够优化，寄生电感较大，则会直接影响电路的正常工作。二是随着GaN功率模块的功率密度提高，功率器件的散热要求更为严格。原因在于模块体积减小，散热器结构的选择和位置的摆放对功率模块的性能影响较传统功率模块更敏感。针对采用GaN功率器件进行功率集成时面临的应用挑战，本发明在栅驱动电路、器件布局和散热等方面进行了优化设计，提出了一种采用GaN功率器件的高功率密度电容串接式交错并联PFC电源模块。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块。
按照本发明提供的高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块技术方案，其特征是包括：EMI滤波电路、全桥整流电路、LC滤波电路、储能电容Ct、第一电感L1、第二电感L2、PFC控制器、第一栅驱动电路H、第二栅驱动电路L、第一GaN功率开关管MH、第二GaN功率开关管ML、第一限流电阻RH、第二限流电阻RL、第一二极管Da、第二二极管Db、输出电容C1、输出状态检测电路和反馈电路；
所述高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块电路的连接关系如下：PFC控制器的第一脉宽信号(PWH)输出端连接到第一栅驱动电路H的输入端，PFC控制器的第二脉宽信号PWL输出端连接到第二栅驱动电路L的输入端；第一栅驱动电路H的输出端连接到第一限流电阻RH的左端，第一限流电阻RH的右端连接到第一GaN功率开关管MH的栅端，第二栅驱动电路L的输出端连接到第二限流电阻RL的左端，第二限流电阻RL的右端连接到第二GaN功率开关管ML的栅端；
第一GaN功率开关管MH的源端连接到LC滤波电路的输出DC，第一GaN功率开关管MH的漏端连接到第二GaN功率开关管ML的源端和储能电容Ct的左端；储能电容的右端连接到第一电感L1的左端和第一二极管Da的阴极；第一电感L1的右端为输出高压母线Vout+，还连接到检测电路的第一输入端口和输出电容C1的上端；第二GaN功率开关管ML的漏端连接到第二电感L2的右端VL和第二二极管Db的阴极；第一二极管Da和第二二极管Db的阳极相连，还连接到输出高压母线端Vout+、检测电路的第二输入端口和输出电容C1的下端；输入高压交流母线连接到EMI滤波电路的输入端，EMI滤波电路的输出连接到全桥整流电路的输入端，全桥整流电路的输出端连接到LC滤波电路的输入，LC滤波电路的输出为DC连接到第一GaN功率开关管MH的源端；
检测电路的第一输出f1、第二输出f2和第三输出f3分别连接到反馈电路的第一、第二和第三输入端；反馈电路的输出fb连接到PFC控制器的模拟信号输入端；其中，检测电路的第一输出f1、第二输出f2和第三输出f3，分别对应电源模块输出的电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号；
所述EMI滤波电路、全桥整流电路、LC滤波电路、储能电容Ct、第一电感L1、第二电感L2、PFC控制器、第一栅驱动电路H、第二栅驱动电路L、第一GaN功率开关管MH、第二GaN功率开关管ML、第一限流电阻RH、第二限流电阻RL、第一二极管Da、第二二极管Db、输出电容C1、输出状态检测电路和反馈电路，在具体版图布局实现时采用双面布局结构。
进一步的，所述的第一GaN功率开关管和第二GaN功率开关管均采用多个小电流GaN功率开关管并联来实现大电流输出；并且所述的第一GaN功率开关管和第二GaN功率开关管均采用LGA封装形式的HEMT器件。
进一步的，所述双面布局结构包括：输入高压区、输入高压直流母线DC区、输出电压区和低压供电区；
所述输入高压区、输入高压直流母线DC区、输出电压区分布在电源模块的正面，所述低压供电区分布在电源模块的反面，正面和方面之间的第二脉宽信号、第一脉宽信号、电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号通过通孔连接信号；
所述输入高压区内部包括EMI滤波电路版图区、整流桥版图区、第一散热器1版图区、LC滤波版图区、输入高压交流母线AC版图区和输入高压地线版图区；
所述输出电压区内部包括第一栅驱动电路(H)版图区、第二栅驱动电路L版图区、第一限流电阻RH版图区、第二限流电阻RL版图区、第一GaN功率开关MH版图区、第二GaN功率开关ML版图区、第一二极管Da版图区、第二二极管Db版图区、第一电感L1版图区、第二电感L2版图区、储能电容Ct版图区、输出电容C1版图区、输出高压母线Vout+版图区、输出低压母线Vout-版图区、VH版图区、VL版图区和输出状态检测电路版图区；
所述输入高压直流母线DC区跨接在输入高压区和输出电压区之间，输入高压直流母线DC区左侧和整流桥版图区的右侧重合；输入高压直流母线DC区右侧和输出电压区的左侧重合；
所述低压供电区内部包含PFC控制器版图区、反馈电路版图区和低压地线版图区。
进一步的，所述输入高压直流母线DC区包含C型半包围结构，其包围的空间内分布有第一通孔版图区、第一栅驱动电路版图区、第一限流电阻版图区、第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区；
所述第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件的版图区的左侧朝向第一限流电阻的右端；
所述输入高压直流母线DC区C型半包围结构的两个端部均采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区的源极；
所述第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区的漏极之间为所述VH版图区的左上角，其现状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角为锐角。
进一步的，所述第一限流电阻RH的右端PH到HEMT器件MH1的栅端的金属线和第一限流电阻RH的右端PH到HEMT器件MH2的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
进一步的，所述VL版图区同样包含C型半包围结构，其包围的空间内分布有第二通孔版图区、第二栅驱动电路版图区、第二限流电阻版图区、第三子HEMT器件版图区和第四子HEMT器件版图区；
所述第三子HEMT器件版图区和第四子HEMT器件版图区的左侧，朝向第二限流电阻的右端；
所述VL版图区C型半包围结构的2个端部均采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第三子HEMT器件版图区和第四子HEMT器件版图区的源极；
所述第三子HEMT器件版图区和第四子HEMT器件版图区的漏极之间为所述VH版图区的左下角，其现状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角为锐角。
进一步的，所述第二限流电阻的右端到第三子HEMT器件栅端的金属线和第二限流电阻的右端PL到第四子HEMT器件栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
进一步的，负责传输第二脉宽信号和第一脉宽信号的两根金属线长度、宽度和厚度都必须严格相等；两根金属线必须采用平行走线方式，相互之间垂直距离不大于2mm；两根金属线布局走过的区域必须由低压地线进行隔离保护。
本发明的优点是：一方面采用电容串接式交错并联可以实现超高降压比特性和增大电源模块功率；另外通过采用GaN功率器件，提高电源模块的开关频率，从而实现更高的功率密度；此外，为保证GaN器件的高频工作特性，本发明还采用双面布局结构，对GaN器件的栅端驱动、源漏端电流走线方式进行优化，从而实现功率模块的高频化和小型化，从而实现高密度功率集成和高效率，可以广泛应用于各类大功率交直流充换电系统中。
附图说明
图1为本发明高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块电路结构图；
图2为本发明PFC电源模块的简化电路原理图；
图3为本发明PFC电源模块的工作模态时序图；
图4为本发明PFC电源模块中输出检测电路和反馈电路的电路框图；
图5为本发明高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块双面布局图；
图6为本发明中输出高压区的详细布局图；
图7为采用本发明实现的一种输出高压区的实际布局图；
图8为采用本发明实现的一种低压供电区的实际布局图；
图9为采用本发明高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块的测试波形；
图10为采用本发明PFC电源模块的一种典型应用场景。
具体实施方式
下面结合附图和实例对本发明进行进一步详细的说明。
图1为本发明高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块电路结构图，包括EMI滤波电路、全桥整流电路、LC滤波电路、储能电容Ct、第一电感L1、第二电感L2、PFC控制器、第一栅驱动电路H、第二栅驱动电路L、第一GaN功率开关管MH、第二GaN功率开关管ML、第一限流电阻RH、第二限流电阻RL、第一二极管Da、第二二极管Db、输出电容C1、输出状态检测电路和反馈电路。
所述高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块电路的连接关系如下：PFC控制器的第一脉宽信号PWH输出端连接到第一栅驱动电路H的输入端，PFC控制器的第二脉宽信号PWL输出端连接到第二栅驱动电路L的输入端；第一栅驱动电路H的输出端连接到第一限流电阻RH的左端，第一限流电阻RH的右端连接到第一GaN功率开关管MH的栅端，第二栅驱动电路L的输出端连接到第二限流电阻RL的左端，第二限流电阻RL的右端连接到第二GaN功率开关管ML的栅端；
第一GaN功率开关管MH的源端连接到LC滤波电路的输出DC，第一GaN功率开关管MH的漏端连接到第二GaN功率开关管ML的源端和储能电容Ct的左端；储能电容的右端连接到第一电感L1的左端和第一二极管Da的阴极；第一电感L1的右端为输出高压母线Vout+，还连接到检测电路的第一输入端口和输出电容C1的上端；第二GaN功率开关管ML的漏端连接到第二电感L2的右端VL和第二二极管Db的阴极；第一二极管Da和第二二极管Db的阳极相连，还连接到输出高压母线端Vout+、检测电路的第二输入端口和输出电容C1的下端；输入高压交流母线连接到EMI滤波电路的输入端，EMI滤波电路的输出连接到全桥整流电路的输入端，全桥整流电路的输出端连接到LC滤波电路的输入，LC滤波电路的输出为DC连接到第一GaN功率开关管MH的源端；
检测电路的第一输出f1、第二输出f2和第三输出f3分别连接到反馈电路的第一、第二和第三输入端；反馈电路的输出fb连接到PFC控制器的模拟信号输入端。其中，检测电路的第一输出f1、第二输出f2和第三输出f3，分别对应电源模块输出的电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号。
所述EMI滤波电路、全桥整流电路、LC滤波电路、储能电容Ct、第一电感L1、第二电感L2、PFC控制器、第一栅驱动电路H、第二栅驱动电路L、第一GaN功率开关管MH、第二GaN功率开关管ML、第一限流电阻RH、第二限流电阻RL、第一二极管Da、第二二极管Db、输出电容C1、输出状态检测电路和反馈电路，在具体版图布局实现时采用双面布局结构。
图1所述高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块电路在实际应用中，所述第一栅驱动电路H和第二栅驱动电路L可以使用一个半桥驱动电路实现，因此栅驱动电路可以合并为一个。同时现有的GaN器件的输出电流还无法达到硅基器件的电流大小，为实现大电流输出能力，本发明所述的GaN功率开关MH和ML通常采用多个小电流开关管并联来实现大电流输出。为实现最佳的开关频率，本发明所述的GaN功率开关MH和ML采用LGA封装形式的HEMT器件，最大程度上减小寄生参数的影响。所述PFC控制器可以采用模拟线性电路或者DSP来实现，PFC控制器的版图面积和布局方式根据不同控制器类型会存在一定的区别。
本发明所述栅驱动电路采用现有的增强型GaN HEMT驱动芯片即可完成相关功能；所述检测电路采用现有开关电源常用的温度检测电路、电流检测电路和电压检测电路即可实现；所述反馈电路采用光耦器件进行信号传输，再经电压积分电路处理即可实现，3种检测信号经过信号选择开关得到反馈信号fb。
图2为本发明PFC电源模块的简化电路原理图，中间储能电容Ct工作于DCVM模式且电压峰值被箝位于输入电压，实现自动功率因数校正。图1中LC滤波器由L0和C0实现，GaN晶体管MH由S1表示，GaN晶体管ML由S2表示，输出负载为RL。为了简化对电路分析，作如下假设：1)所有器件均为理想器件，忽略二极管压降。2)输入电压ui是整流后的正弦半波电压，开关周期远小于开关周期，因此在一个开关周期内，输入电压ui是恒定值Vi。3)L1、L2足够大，因此认为iL1、iL2在一个开关周期内是恒定的，其值分别为IL1、IL2。但是在半个工频周期内，iL1、iL2从零到最大值变化。4)电容Ct的值足够小，因此Ct工作于DCVM模式。5)电容C1足够大，因此认为C1上的电压在一个开关周期内为恒定值VC1。此外，由L1的伏秒平衡原理可知，每一个开关周期内，C1上的电压VC1等于该开关周期内的输入电压Vi。6)A、B两相电流均流，为输出电流Io的一半。
图3为本发明PFC电源模块的工作模态时序图，在一个开关周期内，DCVM工作方式有6个工作模态。其中Sa和Sb的驱动信号移相180°，其占空比均为D，中间储能电容Ct充放电时间为D1。
工作模态1[t0～t1]：在t＝t0时刻，开关管S1导通，Da关断，输入电压Vi和C1为A相提供能量。Ct被充电，uCt从0开始线性上升，二极管电压uDa从Vi开始线性下降。当uDa下降到零，uCt则上升到Vi。当uCt＝Vi时，A相续流二极管Da导通，该模态结束。
工作模态2[t1～t2]：在t＝t1时刻，A相续流二极管Da导通续流。此阶段C1与Ct并联，由于C1远大于Ct，故可以忽略流过Ct的电流，认为输入电流全部流过C1。
工作模态3[t2～t3]：t＝t2时刻，开关管S1断开。由于工作模态2中流过开关管S1的电流iSa为0，故开关管S1零电流关断。此阶段AB两相均由各自的续流二极管续流。由于S1、S2均断开，故Ct不存在放电回路，uct保持不变，其值仍为Vi。
工作模态4[t3～t4]：t＝t3时刻，开关管S2导通，Db关断。Ct放电为B相提供能量，uCt线性下降，直到uCt降为0，续流二极管Db导通，该模态结束。此模态的持续时间与工作模态1的持续时间相同。
工作模态5[t4～t5]：t＝t4时刻，续流二极管Db导通。此阶段A、B两相均续流，且没有电流流过开关管S2。
工作模态6[t5～t0]：t＝t5时刻，开关管S2关断。由于工作模态5中流过开关管S2的电流为0，故开关管S2零电流关断。此阶段开关管S1、Sb均关断，电容Ct不存在充放电回路，其电压uCt保持为0。t＝t0时刻，开关管S1导通，下一个开关周期开始。
图4为本发明PFC电源模块中输出检测电路和反馈电路的电路框图。输出检测电路内部的输出电压检测信号电路、电流传感器信号电路和温度传感器信号电路，它们的输出分别进入反馈电路的电压放大电路1、电流转电压放大电路和电压放大电路2，然后进入反馈电路的信号选择电路进行选择，得到输出反馈信号fb。图中信号选择电路的选择信号来自于PFC控制器。
图5为本发明高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块采用的双面布局结构图，包括输入高压区1、输入高压直流母线DC区2、输出电压区3和低压供电区4。所述输入高压区1、输入高压直流母线DC区2、输出电压区3分布在电源模块的正面，所述低压供电区4分布在电源模块的反面，正面和方面之间的第二脉宽信号PWL、第一脉宽信号PWH、电压反馈信号f1、电流反馈信号f2和温度反馈信号f3通过通孔连接信号。
所述输入高压区内部包括EMI滤波电路版图区、整流桥版图区、第一散热器1版图区、LC滤波版图区、输入高压交流母线AC版图区和输入高压地线版图区。
所述输出电压区内部包括第二散热器2版图区、第一栅驱动电路H版图区、第二栅驱动电路L版图区、第一限流电阻RH版图区、第二限流电阻RL版图区、第一GaN功率开关MH版图区、第二GaN功率开关ML版图区、第一二极管Da版图区、第二二极管Db版图区、第一电感L1版图区、第二电感L2版图区、储能电容Ct版图区、输出电容C1版图区、输出高压母线Vout+版图区、输出低压母线Vout-版图区、VH版图区、VL版图区和输出状态检测电路版图区。
所述输入高压直流母线DC区跨接在输入高压区和输出电压区之间，输入高压直流母线DC区左侧和整流桥版图区的右侧重合；输入高压直流母线DC区右侧和输出电压区的左侧重合。
所述低压供电区内部包含PFC控制器版图区、反馈电路版图区和低压地线版图区。
图6为本发明高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块中输出高压区的详细布局结构图，所述第一GaN功率开关管MH和第二GaN功率开关管ML均采用2个小电流HEMT器件并联来实现，即MH由第一子HEMT器件MH1和第二子HEMT器件MH2并联而成，ML由第三子HEMT器件ML1和第四子HEMT器件ML2并联而成。
所述输入高压直流母线DC区包含一个C型半包围结构，其包围的空间分布有第一通孔P_PWH版图区、第一栅驱动电路H版图区、第一限流电阻RH版图区、第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2版图区。所述第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2的版图区的左侧，即栅端位置朝向第一限流电阻RH的右端PH，第一限流电阻RH的右端PH到第一子HEMT器件MH1的栅端的金属线和第一限流电阻RH的右端PH到第二子HEMT器件MH2的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。上述输入高压直流母线DC区包含的C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2版图区的源极。上述输入高压直流母线DC区包含的C型半包围结构内部全部为金属层覆盖，并且包含2个通孔版图区P_H1和P_H2。第一子HEMT器件MH1版图区和第二子HEMT器件MH2版图区的漏极之间为VH版图区的左上角，其现状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角应小于90度，并且等腰三角形内部存在一个通孔版图区P_T1。
所述VL版图区同样包含一个C型半包围结构，其包围的空间分布有第二通孔P_PWL版图区、第二栅驱动电路L版图区、第二限流电阻RL版图区、第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区。所述第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2的版图区的左侧，即栅端位置朝向第二限流电阻RL的右端PL，第二限流电阻RL的右端PL到第三子HEMT器件ML1的栅端的金属线和第二限流电阻RL的右端PL到第四子HEMT器件ML2的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。上述VL版图区包含的C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的源极。上述VL版图区包含的C型半包围结构内部全部为金属层覆盖，并且包含2个通孔版图区P_L1和P_L2。第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的漏极之间为VH版图区的左下角，其现状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角应小于90度，并且等腰三角形内部存在一个通孔版图区P_T2。
第二电感L2版图区的左侧和第一电感L1版图区的左侧分别连接第一二极管Da版图区的上端和第二二极管Db版图区的下端；第一二极管Da版图区的下端和第二二极管Db版图区的上端均连接到到输出低压母线Vout-版图区；第二电感L2版图区的右侧和第一电感L1版图区的右侧均连接到到输出高压母线Vout+版图区；输出高压母线Vout+版图区的右侧为检测电路版图区。
图7为本发明实现的一种输出高压区的实际布局图，完全按照图6所示的布局方式进行器件布局。第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的源端和漏端的连接采用三角形斜边接触方式，是为了适应电流走向。采用LGA封装的HEMT器件，其源端和漏端均采用多叉指并联结构，而VL版图区的主要电流在第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的左侧汇聚流通，因此靠近第三子HEMT器件ML1版图区左侧部分汇聚的电流比第三子HEMT器件ML1版图区右侧部分的电流要大，所以采用三角形斜边的方式进行连接，靠近第三子HEMT器件ML1版图区左侧部分为斜边的底部，靠近第三子HEMT器件ML1版图区右侧部分为斜边的顶部。第三子HEMT器件ML1版图区和第四子HEMT器件ML2版图区的漏极和VH版图区的连接则采用相反方向的三角形斜边接触方式。第二限流电阻RL的右端PL到HEMT器件ML1的栅端的金属线和第二限流电阻RL的右端PL到HEMT器件ML2的栅端的金属线长度必须严格相等。第一限流电阻RH的右端PH到HEMT器件MH1的栅端的金属线和第一限流电阻RH的右端PH到HEMT器件MH2的栅端的金属线长度必须严格相等。图中的每个金属通孔区域内，具体通孔的位置和通孔数目多少，可根据不同的功率等级和需求，进行差异化设计。图中灰色区域全部为金属层填充区域。
图8为采用本发明实现的一种低压供电区的实际布局图，包含PFC控制器版图区、反馈电路版图区和低压地线版图区。信号PWL、PWH、f1、f2和f3通过通孔连接信号。PWL和PWH信号为PFC控制器输出到栅驱动器的低压脉宽信号，因此PWL和PWH信号布线必须特别注意，首先负责传输PWL和PWH两个信号线的两根金属线长度、宽度和厚度都必须严格相等；其次两根金属线必须采用平行走线方式，相互之间垂直距离不大于2mm；此外两根金属线布局走过的区域必须由低压地线金属区域进行隔离保护。图8中的灰色区域同样全部是金属层填充区域。
图9为采用本发明技术实现的一种高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块的测试波形。图中横坐标为时间(每格为10ns)，纵坐标为电压幅度(每格2V)。图的下部是上部信号的放大。图中GaN功率开关的栅端PL和PH信号波形的对应工作频率为500KHz，左图为PH信号的从0到5V上升变化情况，右图为PH信号从5V到0下降情况(看最下面一条放大的信号)，可以看出PH信号上升和下降时间均小于30ns，表明采用本发明布局方式实现的GaN功率器件功能正确，本发明的技术方案切实可行。
图10所示为本发明PFC电源模块在典型车载充电机中应用的结构框图，车载充电系统包括主功率电路部分和弱电控制电路两部分。主功率部分包含EMI滤波、软启动、功率因数校正电路、隔离型DC/DC变换器、辅助电源及负载；弱电部分包含功率因数控制电路、DC/DC变换器控制电路及通讯模块。这2个部分协调工作，实现把市电转换成满足蓄电池充电要求的稳定直流电。其中，车载充电机主功率变换部分通常采用二级变换拓扑结构，前级AC/DC模块采用本发明所设计APFC有源功率因数校正，实现输入电流跟踪输入电压，提高功率因数和减小输入电流谐波对电网的影响，并为后级电路提供稳定的高压直流电；后级DC/DC模块采用隔离式移相全桥LLC逆变电路，开关器件实现零电压导通与关断，从而提高了功率变换的效率，除此之外，还为电池组提供一个宽输出电压范围、低纹波等高质量的直流电。
车载充电机需要这到的技术要求主要有：高功率密度、高效率、高功率因数和低谐波，电气隔离，过压、过流、短路保护等。为了满足以上要求，从电路拓扑上，典型车载充电机主要采用两级拓扑，前级采用本发明方案的AC-DC变换器用于功率因数校正并输出稳定的直流母线电压，后级隔离型DC-DC变换器实现电网输入侧与电池输出侧的电气隔离并输出充电指令要求的电压、电流。
前级常用有源功率因数校正使系统有较高的功率因数，采用本发明的方案来实现，输入端经EMI滤波器滤波和整流，减小充电机和外界的相互干扰，同时可加入软启动电路，防止上电瞬间产化很大的冲击电流，造成器件的损坏。后级采用隔离式PWM(全桥/双半桥)变换电路完成直流输出的可调功能，满足电池管理系统对充电控制的需求。系统采用DSP芯片作为控制器，实现对车载充电机的数字控制。
输入EMI滤波器通常50Hz的低频电流可流过，流过高频电流时则会产生很高的阻抗，能抑制电网和充电机的相互干扰。通常选择额定电压220V，电流50A的滤波模块，并且为达到更好的滤波效果采用2级级联结构。输入整流模块DM，整流桥的选取主要关注两个参数即最大反向电压和最大输入电流，输入市电波动范围在±10％内。例如：对于6.6kW的充电机模块，考虑一定的裕量，选巧电压800V，电流的整流模块。
充电机控制电路需采集电感电流、输出电压、充电机输出电压、充电机输出电流、充电机温度等信号送入DSP的A/D模块，进行数据处理，然后参与运算。保护电路判断电路中的电压、电流，温度等信号是否超过设定的保护值，若超过则产生故障信号，使DSP封锁驱动信号的输出。DSP的EV单元产生驱动信号，控制主电路开关管的开通和关断。GPIO模块外接一些LED指示灯，显示充电机的工作状态及故障类型。CAN通信模块接收电池管理系统的充电指令给锂电池组充电。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块，其特征是包括：EMI滤波电路、全桥整流电路、LC滤波电路、储能电容(Ct)、第一电感(L1)、第二电感(L2)、PFC控制器、第一栅驱动电路(H)、第二栅驱动电路(L)、第一GaN功率开关管(MH)、第二GaN功率开关管(ML)、第一限流电阻(RH)、第二限流电阻(RL)、第一二极管(Da)、第二二极管(Db)、输出电容C1、输出状态检测电路和反馈电路；
所述高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块电路的连接关系如下：PFC控制器的第一脉宽信号(PWH)输出端连接到第一栅驱动电路(H)的输入端，PFC控制器的第二脉宽信号(PWL)输出端连接到第二栅驱动电路(L)的输入端；第一栅驱动电路(H)的输出端连接到第一限流电阻(RH)的左端，第一限流电阻(RH)的右端连接到第一GaN功率开关管(MH)的栅端，第二栅驱动电路(L)的输出端连接到第二限流电阻(RL)的左端，第二限流电阻(RL)的右端连接到第二GaN功率开关管(ML)的栅端；
第一GaN功率开关管(MH)的源端连接到LC滤波电路的输出DC，第一GaN功率开关管(MH)的漏端连接到第二GaN功率开关管(ML)的源端和储能电容Ct的左端；储能电容的右端连接到第一电感(L1)的左端和第一二极管(Da)的阴极；第一电感(L1)的右端为输出高压母线Vout+，还连接到检测电路的第一输入端口和输出电容C1的上端；第二GaN功率开关管(ML)的漏端连接到第二电感(L2)的右端VL和第二二极管(Db)的阴极；第一二极管(Da)和第二二极管(Db)的阳极相连，还连接到输出高压母线端Vout+、检测电路的第二输入端口和输出电容C1的下端；输入高压交流母线连接到EMI滤波电路的输入端，EMI滤波电路的输出连接到全桥整流电路的输入端，全桥整流电路的输出端连接到LC滤波电路的输入，LC滤波电路的输出为DC连接到第一GaN功率开关管(MH)的源端；
检测电路的第一输出f1、第二输出f2和第三输出f3分别连接到反馈电路的第一、第二和第三输入端；反馈电路的输出fb连接到PFC控制器的模拟信号输入端；其中，检测电路的第一输出f1、第二输出f2和第三输出f3，分别对应电源模块输出的电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号；
所述EMI滤波电路、全桥整流电路、LC滤波电路、储能电容(Ct)、第一电感(L1)、第二电感(L2)、PFC控制器、第一栅驱动电路(H)、第二栅驱动电路(L)、第一GaN功率开关管(MH)、第二GaN功率开关管(ML)、第一限流电阻(RH)、第二限流电阻(RL)、第一二极管(Da)、第二二极管(Db)、输出电容C1、输出状态检测电路和反馈电路，在具体版图布局实现时采用双面布局结构。
2.根据权利要求1所述的高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块，其特征是：所述的第一GaN功率开关管和第二GaN功率开关管均采用多个小电流GaN功率开关管并联来实现大电流输出；并且所述的第一GaN功率开关管和第二GaN功率开关管均采用LGA封装形式的HEMT器件。
3.根据权利要求1所述的高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块，其特征是所述双面布局结构包括：输入高压区、输入高压直流母线DC区、输出电压区和低压供电区；
所述输入高压区、输入高压直流母线DC区、输出电压区分布在电源模块的正面，所述低压供电区分布在电源模块的反面，正面和方面之间的第二脉宽信号、第一脉宽信号、电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号通过通孔连接信号；
所述输入高压区内部包括EMI滤波电路版图区、整流桥版图区、第一散热器1版图区、LC滤波版图区、输入高压交流母线AC版图区和输入高压地线版图区；
所述输出电压区内部包括第一栅驱动电路(H)版图区、第二栅驱动电路(L)版图区、第一限流电阻(RH)版图区、第二限流电阻(RL)版图区、第一GaN功率开关MH版图区、第二GaN功率开关ML版图区、第一二极管(Da)版图区、第二二极管(Db)版图区、第一电感(L1)版图区、第二电感(L2)版图区、储能电容Ct版图区、输出电容C1版图区、输出高压母线Vout+版图区、输出低压母线Vout-版图区、VH版图区、VL版图区和输出状态检测电路版图区；
所述输入高压直流母线DC区跨接在输入高压区和输出电压区之间，输入高压直流母线DC区左侧和整流桥版图区的右侧重合；输入高压直流母线DC区右侧和输出电压区的左侧重合；
所述低压供电区内部包含PFC控制器版图区、反馈电路版图区和低压地线版图区。
4.根据权利要求3所述的高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块，其特征是：所述输入高压直流母线DC区包含C型半包围结构，其包围的空间内分布有第一通孔版图区、第一栅驱动电路版图区、第一限流电阻版图区、第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区；
所述第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件的版图区的左侧朝向第一限流电阻的右端；
所述输入高压直流母线DC区C型半包围结构的两个端部均采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区的源极；
所述第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区的漏极之间为所述VH版图区的左上角，其现状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角为锐角。
5.根据权利要求3所述的高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块，其特征是：所述第一限流电阻(RH)的右端PH到HEMT器件MH1的栅端的金属线和第一限流电阻(RH)的右端PH到HEMT器件MH2的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
6.根据权利要求3所述的一种高功率密度GaN功率模块双面布局方法，其特征是：所述VL版图区同样包含C型半包围结构，其包围的空间内分布有第二通孔版图区、第二栅驱动电路版图区、第二限流电阻版图区、第三子HEMT器件版图区和第四子HEMT器件版图区；
所述第三子HEMT器件版图区和第四子HEMT器件版图区的左侧，朝向第二限流电阻的右端；
所述VL版图区C型半包围结构的2个端部均采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第三子HEMT器件版图区和第四子HEMT器件版图区的源极；
所述第三子HEMT器件版图区和第四子HEMT器件版图区的漏极之间为所述VH版图区的左下角，其现状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角为锐角。
7.根据权利要求3所述的高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块，其特征是所述第二限流电阻的右端到第三子HEMT器件栅端的金属线和第二限流电阻的右端PL到第四子HEMT器件栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。
8.根据权利要求3所述的高功率密度GaN电容串接式交错并联PFC电源模块，其特征是：负责传输第二脉宽信号和第一脉宽信号的两根金属线长度、宽度和厚度都必须严格相等；两根金属线必须采用平行走线方式，相互之间垂直距离不大于2mm；两根金属线布局走过的区域必须由低压地线进行隔离保护。
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