CN110401369A - 高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块 - Google Patents

Abstract

本发明属于电力电子技术领域，具体为一种高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块，包括控制器、第一GaN半桥电路(1)、第一电感(L1)、第一电容(C1)、第二GaN半桥电路(2)、第二电感(L2)、第二电容(C2)、输出电容C3、检测电路和反馈电路。本发明通过采用LGA封装的GaN HEMT器件实现全桥逆变器的高频化，进一步为提高功率等级采用多管并联结构，为提高可靠性采用双面布局结构对栅驱动电路、HEMT器件、电源母线和散热布局进行优化设计，从而实现逆变器模块的高频化和小型化，进一步实现高密度功率集成和高效率，可以广泛应用于各类新能源并网逆变系统中。

Description

高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块

技术领域

本发明涉及一种用于逆变系统的高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块，属于电力电子技术领域。

背景技术

进入21世纪，在智能电网、移动通信以及新能源汽车等新兴产业的牵引下，电力电子应用系统要求进一步提高系统的效率、小型化和增加功能，特别要求电路应用在尺寸、质量、功率和效率之间的权衡，比如服务器电源管理、电池充电器和太阳能电场的微逆变器。上述应用要求电力电子系统在设计效率>95％的同时，还具有高的功率密度(>500W/in3，即30.5W/cm3)、高比功率(10kW/磅,22kW/kg)和高总负载点(>1000W)。随着超结MOSFET和绝缘栅双极晶体管(IGBT)的出现和应用普及，器件性能逐渐接近硅材料的极限，每四年功率密度提升1倍的规律趋于饱和(功率电子领域的摩尔定律)，功率密度仅为个位数的硅基功率半导体器件的开发由于上述原因而困难重重。

近年来以氮化镓(GaN)为代表的第三代半导体功率器件，因禁带宽、击穿电场强度高、高电子饱和速度快，在大功率、高温、高频、抗辐射的微电子领域，以及短波长光电子领域，有明显优于Si、Ge、GaAs等第一代和第二代半导体材料的性能。GaN功率器件与Si器件相比具有优越的通态特性和非常好的开关特性，因此在较短的时间内就吸引了工业界的关注，从事应用研究的学者们也开展了大量的研究工作，将其应用到POL、DC/DC等低压、小功率的电源装置中。研究表明，用GaN器件替换Si器件可以大幅度提高开关频率，同时保持了良好的效率指标。毫无疑问，在低压、小功率应用中，GaN器件将会获得越来越普遍的应用，并极大的促进这些领域电源装置在功率密度、效率等方面的性能的提高。

逆变器是把直流电能(电池、蓄电瓶)转变成交流电(一般为220V，50Hz正弦波)。它由逆变桥、控制逻辑和滤波电路组成。广泛适用于空调、家庭影院、电动砂轮、电动工具、缝纫机、DVD、VCD、电脑、电视、洗衣机、抽油烟机、冰箱，录像机、按摩器、风扇、照明等。当前汽车的普及率较高外出工作或外出旅游即可用逆变器连接蓄电池带动电器及各种工具工作。再大一些功率逆变电源要通过连接线接到电瓶上。把家用电器连接到电源转换器的输出端就能在汽车内使用各种电器。可使用的电器有：手机、笔记本电脑、数码摄像机、照像机、照明灯、电动剃须刀、CD机、游戏机、掌上电脑、电动工具、车载冰箱及各种旅游、野营、医疗急救电器等。高频逆变器通过高频DC/AC变换技术，将低压直流电逆变为高频低压交流电，然后经过高频变压器升压后，再经过高频整流滤波电路整流成通常均在300V以上的高压直流电，最后通过工频逆变电路得到220V工频交流电供负载使用。高频逆变器的优缺点：高频逆变器采用的是体积小，重量轻的高频磁芯材料，从而大大提高了电路的功率密度，使得逆变电源的空载损耗很小，逆变效率得到了提高。通常高频逆变器峰值转换效率达到90％以上。

逆变器的高频化追求需要面对诸多问题，首先是功率器件的硬开关所固有的缺陷变得不可容忍：开通和关断损耗大；容性开通问题；二极管反向恢复问题；感性关断问题；硬开关电路的EMI问题。因此，有必要寻求较好的解决方案尽量减少或消除硬开关带来的各种问题。采用软开关技术是克服以上缺陷的有效办法之一。最理想的软开通过程是：电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，开通损耗近似为零。因功率管开通前电压已下降到零，其结电容上的电压即为零，故解决了容性开通问题，同时也意味着二极管已经截止，其反向恢复过程结束，因此二极管的反向恢复问题亦不复存在。最理想的软关断过程为：电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于功率管关断前电流已下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题得以解决。在传统的硅基功率器件基础上，即使采用软开关技术，模块的开关频率仍然受功率开关器件特性限制，通常硅基MOSFET和IGBT器件的频率被限制在100KHz以下。

随着整机系统小型化和功率密度要求日益严格，如何在空间越来越小的情况下，提供越来越高的输出功率，并具有超高速瞬态响应和最佳的性价比，是新一代逆变器模块设计的一个综合瓶颈问题。实现其小型化和功率密度提升的主要途径就是提高电源系统的开关工作频率。GaN器件的特性，使得GaN器件的栅极驱动电荷(Qg)很小，结电容也非常小，开关速度比Si器件快得多，采用GaN开关器件使升压和逆变器能以高于500kHz的频率工作，传统的绝缘栅双极晶体管(IGBT)设计以低于20KHz的频率运行。较高的频率大大降低了逆变器和电源优化器(如使用)中大型磁铁的尺寸。GaN功率级固有的低开关损耗使得效率可以达到99％以上。更高的效率意味着更小的散热器和需要较少的散热，使设计更加紧凑和更具成本效益。

然而采用提高开关频率的方式来提高功率密度，需要面临两方面的瓶颈问题：一是GaN器件开关过程中开关支路的电流变化非常迅速、di/dt很高，由于功率回路中不可避免的存在寄生电感，当电流迅速变化时，在开关器件两端会产生很高的尖峰过电压。轻则造成电路误动作、EMI超标，重则导致器件击穿损坏。GaN器件很高的开关速度导致其开关过程中的寄生振荡和过电压现象远比Si器件明显。GaN器件由于开关速度更快，因此对电路中的寄生电感更为敏感。如果布线不够优化，寄生电感较大，则会直接影响电路的正常工作。二是随着GaN功率模块的功率密度提高，功率器件的散热要求更为严格。原因在于模块体积减小，散热器结构的选择和位置的摆放对功率模块的性能影响较传统功率模块更敏感。针对采用GaN功率器件进行功率集成时面临的应用挑战，本发明在栅驱动电路、器件布局和散热等方面进行了优化设计，提出了一种采用GaN功率器件的高效率单相逆变器功率模块。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块。

按照本发明提供的一种高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块技术方案，其特征是包括：控制器、第一GaN半桥电路1、第一电感L1、第一电容C1、第二GaN半桥电路2、第二电感L2、第二电容C2、输出电容C3、检测电路和反馈电路。所述第一GaN半桥电路1包括第一栅驱动电路H、第二栅驱动电路L、第一GaN功率开关MH、第二GaN功率开关ML、分别连接在MH和ML栅端的第一限流电阻RH和RL；所述第二GaN半桥电路2包括第三栅驱动电路H1、第四栅驱动电路L1、第三GaN功率开关MH1和第四GaN功率开关ML1、分别连接在MH1和ML1栅端的第三限流电阻RH1和RL1；

上述电路的连接关系如下：控制器的第一脉宽信号PWH输出端连接到第一栅驱动电路H的输入端，控制器的第二脉宽信号PWL输出端连接到第二栅驱动电路L的输入端，控制器的第三脉宽信号PWH1输出端连接到第三栅驱动电路H1的输入端，控制器的第四脉宽信号PWL1输出端连接到第四栅驱动电路L1的输入端；第一栅驱动电路H的输出端连接到第一限流电阻RH的左端，第一限流电阻RH的右端连接到第一GaN功率开关MH的栅端，第二栅驱动电路L的输出端连接到第二限流电阻RL的左端，第二限流电阻RL的右端连接到第二GaN功率开关ML的栅端，第三栅驱动电路H1的输出端连接到第三限流电阻RH1的左端，第三限流电阻RH1的右端连接到第三GaN功率开关MH1的栅端，第四栅驱动电路L1的输出端连接到第四限流电阻RL1的左端，第四限流电阻RL1的右端连接到第四GaN功率开关ML1的栅端；第一GaN功率开关MH的源端连接到输入高压母线Vbus，第一GaN功率开关MH的漏端为半桥输出HB，半桥输出HB连接到第二GaN功率开关ML的漏端和第一电感L1的左端，第二GaN功率开关ML的源端连接到输入低压母线Vgnd和第一电容C1的下端；第三GaN功率开关MH1的源端连接到输入高压母线Vbus，第三GaN功率开关MH1的漏端为半桥输出HB1，半桥输出HB1连接到第四GaN功率开关ML1的漏端和第二电感L2的左端，第四GaN功率开关ML1的源端连接到输入低压母线Vgnd和第二电容C2的下端；第一电感L1的右端连接到第一电容C1的上端、检测电路的第一输入端口、输出电容C3的上端和输出高压母线Vout+；第二电感L2的右端连接到第二电容C2的上端、检测电路的第二输入端口、输出电容C3的下端和输出低压母线Vout-；检测电路的第一输出、第二输出和第三输出分别连接到反馈电路的第一、第二和第三输入端；反馈电路的第一输出、第二输出和第三输出分别连接到控制器的第一、第二和第三输入端；

所述控制器、第一GaN半桥电路1、第一电感L1、第一电容C1、第二GaN半桥电路2、第二电感L2、第二电容C2、输出电容C3、检测电路和反馈电路在版图实现时采用双面布局结构。

进一步的，所述的第一GaN功率开关和第二GaN功率开关采用多个小电流GaN功率开关管并联来实现大电流输出；并且所述的第一GaN功率开关和第二GaN功率开关均采用LGA封装形式的HEMT器件。

进一步的，所述双面布局结构包括：第一GaN半桥区、第二GaN半桥区、检测电路版图区、输出电容版图区和低压供电区；

所述第一GaN半桥区、第二GaN半桥区分布在正面，所述低压供电区分布在本发明所述单相逆变器模块的反面，正面和方面之间的第二脉宽信号、第一脉宽信号、第四脉宽信号、第三脉宽信号通过通孔连接信号；所述第一GaN半桥区和第二GaN半桥区采用相同的GaN半桥区布局方式；

所述GaN半桥区内部包括第一栅驱动电路版图区、第二栅驱动电路版图区、第一限流电阻版图区、第二限流电阻版图区、第一GaN功率开关版图区、第二GaN功率开关版图区、第一散热器版图区、半桥输出HB版图区、第一电感版图区、第一电容版图区、输入高压母线Vbus版图区和输入高压地线Vgnd版图区，所述第一散热器版图区分布在半桥输出HB版图区的内部；

所述检测电路版图区、输出电容版图区跨接在第一GaN半桥区和第二GaN半桥区之间；

所述低压供电区内部包含控制器版图区、反馈电路版图区和低压地线版图区。

进一步的，所述输入高压母线Vbus版图区采用C型半包围结构，其所包围的空间内分布有：第一通孔版图区、第一栅驱动电路版图区、第一限流电阻版图区、第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区；

所述第一子HEMT器件版图区左侧和第二子HEMT器件版图区左侧朝向第一限流电阻的右端；

所述输入高压母线Vbus版图区C型半包围结构的两个端部均采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区的源极；

所述第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区的漏极之间夹着所述半桥输出HB版图区的左上角，该左上角的形状为一个顶角朝左且为锐角的等腰三角形。

进一步的，所述第一限流电阻右端到第一子HEMT器件栅端的金属线和第一限流电阻右端到第二子HEMT器件栅端的金属线长度严格相等，并且两根金属线的长度均小于5mm，同时两根金属线之间的夹角小于120度。

进一步的，所述输入高压地线Vgnd版图区采用C型半包围结构，其所包围的空间内分布有第二通孔版图区、第二栅驱动电路版图区、第二限流电阻版图区、第三子HEMT器件版图区和第四子HEMT器件版图区；

所述第三子HEMT器件版图区左侧和第四子HEMT器件的版图区左侧朝向第二限流电阻的右端；

所述输入高压地线Vgnd版图区C型半包围结构的两个端部均采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第三子HEMT器件ML11版图区和第四子HEMT器件ML12版图区的源极；

所述第三子HEMT器件ML11版图区和第四子HEMT器件ML12版图区的漏极之间夹着所述半桥输出HB版图区的左下角，该左下角的形状为一个顶角朝左且为锐角的等腰三角形。

进一步的，所述第二限流电阻右端到第三子HEMT器件栅端的金属线和第二限流电阻右端到第四子HEMT器件栅端的金属线长度严格相等，并且两根金属线的长度均小于5mm，同时两根金属线之间的夹角小于120度。

进一步的，负责传输第二脉宽信号和第一脉宽信号的两根金属线长度、宽度和厚度都必须严格相等；两根金属线必须采用平行走线方式，相互之间垂直距离不大于2mm；两根金属线布局走过的区域必须由低压地线进行隔离保护。

本发明的优点是：通过采用LGA封装的GaN HEMT器件实现逆变器的高频化，进一步为提高功率等级采用多管并联结构，为提高可靠性采用双面布局结构对栅驱动电路、HEMT器件、电源母线和散热布局进行优化设计，从而实现逆变器模块的高频化和小型化，进一步实现高密度功率集成和高效率，可以广泛应用于各类新能源并网逆变系统中。

附图说明

图1为本发明高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块电路结构图；

图2为本发明高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块控制时序图；

图3为本发明高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块的主要工作波形；

图4为本发明高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块双面布局结构图；

图5为本发明GaN半桥区的详细布局图；

图6为采用本发明实现的一种GaN半桥区的实际布局图；

图7为采用本发明实现的一种低压供电区(23)的实际布局图；

图8为采用本发明高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块的测试波形；

图9为本发明的一种典型应用。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明进行进一步详细的说明。

图1为本发明高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块电路结构图，包括：控制器、第一GaN半桥电路1、第一电感L1、第一电容C1、第二GaN半桥电路2、第二电感L2、第二电容C2、输出电容C3、检测电路和反馈电路。所述第一GaN半桥电路1包括第一栅驱动电路H、第二栅驱动电路L、第一GaN功率开关MH、第二GaN功率开关ML、分别连接在MH和ML栅端的第一限流电阻RH和第二限流电阻RL；所述第二GaN半桥电路2包括第三栅驱动电路H1、第四栅驱动电路L1、第三GaN功率开关MH1和第四GaN功率开关ML1、分别连接在MH1和ML1栅端的第三限流电阻RH1和第四限流电阻RL1。

所述高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块电路的连接关系如下：控制器的第一脉宽信号PWH输出端连接到第一栅驱动电路H的输入端，控制器的第二脉宽信号PWL输出端连接到第二栅驱动电路L的输入端，控制器的第三脉宽信号PWH1输出端连接到第三栅驱动电路H1的输入端，控制器的第四脉宽信号PWL1输出端连接到第四栅驱动电路L1的输入端；第一栅驱动电路H的输出端连接到第一限流电阻RH的左端，第一限流电阻RH的右端连接到第一GaN功率开关MH的栅端，第二栅驱动电路L的输出端连接到第二限流电阻RL的左端，第二限流电阻RL的右端连接到第二GaN功率开关ML的栅端，第三栅驱动电路H1的输出端连接到第三限流电阻RH1的左端，第三限流电阻RH1的右端连接到第三GaN功率开关MH1的栅端，第四栅驱动电路L1的输出端连接到第四限流电阻RL1的左端，第四限流电阻RL1的右端连接到第四GaN功率开关ML1的栅端；第一GaN功率开关(MH)的源端连接到输入高压母线Vbus，第一GaN功率开关MH的漏端为半桥输出HB，半桥输出HB连接到第二GaN功率开关ML的漏端和第一电感L1的左端，第二GaN功率开关ML的源端连接到输入低压母线Vgnd和第一电容C1的下端；第三GaN功率开关MH1的源端连接到输入高压母线Vbus，第三GaN功率开关MH1的漏端为半桥输出HB1，半桥输出HB1连接到第四GaN功率开关ML1的漏端和第二电感L2的左端，第四GaN功率开关ML1的源端连接到输入低压母线Vgnd和第二电容C2的下端；第一电感L1的右端连接到第一电容C1的上端、检测电路的第一输入端口、输出电容C3的上端和输出高压母线Vout+；第二电感L2的右端连接到第二电容C2的上端、检测电路的第二输入端口、输出电容C3的下端和输出低压母线Vout-；检测电路的第一输出f1、第二输出f2和第三输出f3分别连接到反馈电路的第一、第二和第三输入端；反馈电路的第一输出fb1、第二输出fb2和第三输出fb3分别连接到控制器的第一、第二和第三输入端。其中，检测电路的第一输出电压f1、第二输出f2和第三输出f3，分别对应本发明所述单相逆变器模块输出的电压反馈信号、电流反馈信号和温度反馈信号。

所述控制器、第一GaN半桥电路1、第一电感L1、第一电容C1、第二GaN半桥电路2、第二电感L2、第二电容C2、输出电容C3、检测电路和反馈电路在版图实现时采用双面布局结构。

图1所述高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块电路在实际应用中，所述第一栅驱动电路H和第二栅驱动电路L可以使用一个半桥驱动电路实现，因此栅驱动电路可以合并为一个。同时现有的GaN器件的输出电流还无法达到硅基器件的电流大小，为实现大电流输出能力，本发明所述的第一GaN功率开关MH和ML通常采用多个小电流开关管并联来实现大电流输出。为实现最佳的开关频率，本发明所述的第一GaN功率开关MH和ML采用LGA封装形式的HEMT器件，最大程度上减小寄生参数的影响。所述控制器可以采用模拟线性电路或者DSP来实现，控制器的版图面积和布局方式根据不同控制器类型会存在一定的区别。控制器输出的第一脉宽信号PWH和第三脉宽信号PWH1可以为相同信号，控制器输出的第二脉宽信号PWL和第四脉宽信号PWL1同样也可以为相同信号。

本发明所述栅驱动电路采用现有的增强型GaN HEMT驱动芯片即可完成相关功能；所述检测电路采用现有开关电源常用的温度检测电路、电流检测电路和电压检测电路即可实现；所述反馈电路采用光耦器件进行信号传输，再经电压积分电路处理即可实现。

本发明GaN全桥逆变器的4个GaN功率开关的控制方式可以采用ZVS软开关技术。如图2所示为GaN全桥逆变器模块控制时序图，其出发点是在尽量不改变硬开关拓扑结构，即尽量不增加或少增加辅助元器件的前提下，有效利用现有电路元器件及功率管的寄生参数，为逆变桥主功率管创造ZVS软开关条件，最大限度地实现ZVS，从而达到减少损耗，降低EMI，提高可靠性的目的。考虑到HEMT功率开关管输出结电容值的离散性及非线性，4只HEMT功率开关管的寄生电容类似于并联一小电容，吸收其结电容在内的等效为C1～C4，且C1＝C2＝C3＝C4；则软开关方式在整个输出电压的一个周期内共有12种开关状态。基于正负半周两个桥臂工作的对称性，以输出电压正半周为例。图3给出了输出电压正半周的一个开关周期内的电路的主要波形，此时ML1常通，ML关断。由于载波频率远大于输出电压基波频率，在一个开关周期Ts内近似认为输出电压保持不变，电感电流的相邻开关周期的瞬时极值不变。图中Ugs1和Ugs3分别为HEMT功率开关管MH和ML1的栅源电压；Uc1和Uc3分别为HEMT功率开关管MH和ML1的寄生电容C1和C3两端电压，也等于其源漏端的电压差Uds1和Uds3，对于功率器件未导通时通常源漏电压远大于栅源电压；流过HEMT功率开关管MH和ML1的电流分别为Ids1和Ids3；IL为流过电感L1的电流，其最小值为-I0，最大值为I1。

1)模式A[t0，t1]，MH和ML1导通，电路为+1态输出模式，电感电流线性增加，直到t1时刻MH关断为止。

2)模式A1[t1，t2]，在t1时刻，MH关断，电感电流从MH中转移到C1和C3支路，给C1充电，同时C3放电。由于C1、C3的存在，MH为零电压关断。在此很短的时间内，可以认为电感电流近似不变，为一恒流源，则C1两端电压线性上升，C3两端电压线性下降。t2时刻，C3电压下降到零，结束电路模式A1。

3)模式B[t2，t3]，开通MH1，所以MH1为零电压开通，此时MH1工作于同步整流状态，电流基本上由MH1流过，电路处于零态续流状态，电感电流线性减小，直到t3时刻，减小到零。此期间要保证MH1实现ZVS，则MH关断和MH1开通之间需要死区时间tdead1。

4)模式B1[t3，t4]，此时加在电感上的电压为-Vout，则其电流开始由零向负向增加，电路处于零态储能状态，MH1中的电流也相应由零正向增加，到t4时刻MH1关断，结束该模式。

5)模式C[t4，t5]，与模式A1近似，MH1关断，C3充电，C1放电，同理MH1为零电压关断。t5时刻，C1的电压降到零，进入下一电路模式。

6)模式C1[t5，t6]，开通MH，则MH为零电压开通，MH工作于同步整流状态，电路处于+1态回馈模式，电感电流负向减小，直到零，之后输入电压正向输出给电感储能，回到初始模式A，开始下一开关周期。同理，要保证MH零电压开通，则MH1关断和MH开通之间需要死区时间tdead2，一般需tdead2>tdead1。

从以上的工作模式分析可知，由于电容C1及C3的存在，MH及MH1容易实现ZVS关断；要实现功率管的零电压开通，必须保证有足够的能量在其开通之前抽去等效并联电容上所储存的电荷。在上面的分析中，下管总是容易实现ZVS开通，因为其开通时刻总是在电感电流的瞬时最大值的时刻，即使轻载时电感储存的能量也可以保证其实现零电压开通；对于上管来说，则必须在零态续流模式中电感电流瞬时值由正变负，达到一定负向值，才能保证在下管关断时该电流可以使上管等效并联电容放电，从而实现其零电压开通。此种情况实际为在输出半个周期中，电感电流与输出电压同向，即Vout>0，iL>0的情况；当二者反向即iL<0时，则上下管的情况正好互换，上管容易实现ZVS开通，而下管实现ZVS的条件则同样在零态续流模式中要保证电感电流瞬时值反向。对输出电压负半周，上下管实现ZVS的情况与正半周相同。

滤波电感的取值直接影响ZVS实现的范围，也影响到电路的效率。电感值大，电感电流瞬时值变化范围小，ZVS实现的范围减小，也就是说在较大负载情况下，在半波电感电流峰值附近上管难以实现ZVS开通，从而仍然有较大的开通损耗；电感取值减小，其电流瞬时值脉动变大，则ZVS实现的范围加大，开通损耗可以减小，但此时由于整个输出周期内电感上的瞬时电流的高频脉动很大，因而磁芯的磁滞及涡流损耗增加。所以，电感的取值、ZVS实现的范围及电路的效率之间需根据具体情况适当折衷。

在实际应用中须做以下说明。

1)如考虑逆变器负载功率因数较大的情况，即有tdead2>tdead1成立。为充分保证上管软开关的实现，则可以考虑在下管驱动附加加速关断措施，如采用电阻二极管网络，以适当增加下管关断到上管开通之间的死区时间。

2)由上述可知，由于要保证ZVS的实现，则滤波电感上必然存在较大的电流脉动，因而电感的磁芯损耗比较大，实际应用须选用电阻率高、高频损耗小的磁芯材料。

图4为本发明高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块的双面布局结构图，包括第一GaN半桥区21、第二GaN半桥区22、检测电路版图区、输出电容C3版图区和低压供电区23，所述第一GaN半桥区21、第二GaN半桥区22分布在本发明所述单相逆变器模块的正面，所述低压供电区23分布在本发明所述单相逆变器模块的反面，正面和方面之间的第二脉宽信号PWL、第一脉宽信号PWH、第四脉宽信号PWL1、第三脉宽信号PWH1、电压反馈信号f1、电流反馈信号f2和温度反馈信号f3通过通孔连接信号；所述第一GaN半桥区21和第二GaN半桥区22采用相同的GaN半桥区布局方式。

所述第一GaN半桥区21内部包括第一栅驱动电路H版图区、第二栅驱动电路L版图区、第一限流电阻RH版图区、第二限流电阻RL版图区、第一GaN功率开关MH版图区、第二GaN功率开关ML版图区、第一散热器1版图区、半桥输出HB版图区、第一电感L1版图区、第一电容C1版图区、输入高压母线Vbus版图区和输入高压地线Vgnd版图区，所述散热器1版图区分布在半桥输出HB版图区的内部。

所述第二GaN半桥区22内部包括第三栅驱动电路H1版图区、第四栅驱动电路L1版图区、第三限流电阻RH1版图区、第四限流电阻RL1版图区、第三GaN功率开关MH1版图区、第四GaN功率开关ML1版图区、第二散热器2版图区、半桥输出HB1版图区、第二电感L2版图区、第二电容C2版图区、输入高压母线Vbus版图区和输入高压地线Vgnd版图区，所述散热器1版图区分布在半桥输出HB1版图区的内部。

检测电路版图区、输出电容C3版图区跨接在第一GaN半桥区21和第二GaN半桥区22之间。

所述低压供电区23内部包含控制器版图区、反馈电路版图区和低压地线版图区。

图5为本发明所述GaN半桥区的详细布局图，所述第一GaN功率开关MH和第二GaN功率开关ML均采用2个小电流HEMT器件并联来实现，即MH由第一子HEMT器件MH11和第二子HEMT器件MH12并联而成，ML由第三子HEMT器件ML11和第四子HEMT器件ML12并联而成。所述输入高压母线Vbus版图区采用C型半包围结构，其包围的空间分布有第一通孔P_PWH版图区、第一栅驱动电路H版图区、第一限流电阻RH版图区、第一子HEMT器件MH11版图区和第二子HEMT器件MH12版图区。所述第一子HEMT器件MH11版图区和第二子HEMT器件MH12的版图区的左侧，即栅端位置朝向第一限流电阻RH的右端PH，第一限流电阻RH的右端PH到第一子HEMT器件MH11的栅端的金属线和第一限流电阻RH的右端PH到第二子HEMT器件MH12的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。所述输入高压母线Vbus版图区采用C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第一子HEMT器件MH11版图区和第二子HEMT器件MH12版图区的源极。所述输入高压母线Vbus版图区内部全部为金属层覆盖，并且包含2个通孔版图区P_H1和P_H2。第一子HEMT器件MH11版图区和第二子HEMT器件MH12版图区的漏极之间为半桥输出HB版图区的左上角，其现状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角应小于90度，并且等腰三角形内部存在一个通孔版图区P_T1。

所述输入高压地线Vgnd版图区同样采用C型半包围结构，其包围的空间分布有第二通孔P_PWL版图区、第二栅驱动电路L版图区、第二限流电阻RL版图区、第三子HEMT器件ML11版图区和第四子HEMT器件ML12版图区。所述第三子HEMT器件ML11版图区和第四子HEMT器件ML12的版图区的左侧，即栅端位置朝向第二限流电阻RL的右端PL，第二限流电阻RL的右端PL到第三子HEMT器件ML11的栅端的金属线和第二限流电阻RL的右端PL到第四子HEMT器件ML12的栅端的金属线长度必须严格相等，并且两根金属线的长度均必须小于5mm，同时之间的夹角必须小于120度。所述输入高压地线Vgnd版图区采用C型半包围结构的右上角和右下角采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第三子HEMT器件ML11版图区和第四子HEMT器件ML12版图区的源极。所述输入高压地线Vgnd版图区内部全部为金属层覆盖，并且包含2个通孔版图区P_L1和P_L2。第三子HEMT器件ML11版图区和第四子HEMT器件ML12版图区的漏极之间为半桥输出HB版图区的左下角，其现状为等腰三角形，三角形的两个腰的夹角应小于90度，并且等腰三角形内部存在一个通孔版图区P_T2。半桥输出HB版图区的右侧包含一个通孔版图区P_T3，用于连接变压器版图区的左侧。

本发明实施例中，图5所述GaN半桥区的详细布局图中，包含2个栅驱动电路版图区、2个限流电阻版图区、4个GaN功率开关版图区、1个散热器1版图区、1个半桥输出HB版图区、输入高压母线Vbus版图区和输入高压地线Vgnd版图区。实际应用中，若采用半桥驱动器，则图3中只需要1个栅驱动电路版图区。若单个GaN功率开关采用3个小电流GaN功率开关并联而成，则图3中需要6个GaN功率开关版图区；若单个GaN功率开关采用4个小电流GaN功率开关并联而成，则图3中需要8个GaN功率开关版图区。

进一步采用本发明图3所示布局方式对全桥GaN功率模块进行布局，则需要4个栅驱动电路版图区、4个限流电阻版图区、8个GaN功率开关版图区、2个散热器1版图区、2个半桥输出HB版图区、输入高压母线Vbus版图区和输入高压地线Vgnd版图区。实际应用中，若采用全桥驱动器，则图6中只需要1个栅驱动电路版图区；若采用半桥驱动器，则图6中只需要2个栅驱动电路版图区。若单个GaN功率开关采用3个小电流GaN功率开关并联而成，则图6中需要12个GaN功率开关版图区；若单个GaN功率开关采用4个小电流GaN功率开关并联而成，则图6中需要16个GaN功率开关版图区。

进一步采用本发明对三相全桥GaN功率模块进行布局，则需要6个栅驱动电路版图区、6个限流电阻版图区、12个GaN功率开关版图区、3个散热器1版图区、3个半桥输出HB版图区、输入高压母线Vbus版图区和输入高压地线Vgnd版图区。实际应用中，若采用三相全桥驱动器，则所述三相全桥GaN功率模块只需要1个栅驱动电路版图区；若采用半桥驱动器，则所述三相全桥GaN功率模块只需要3个栅驱动电路版图区。若单个GaN功率开关采用3个小电流GaN功率开关并联而成，则所述三相全桥GaN功率模块需要18个GaN功率开关版图区；若单个GaN功率开关采用4个小电流GaN功率开关并联而成，则所述三相全桥GaN功率模块需要24个GaN功率开关版图区。

所述的输出电压区内部采用的栅驱动电路、限流电阻以及GaN功率开关管的个数，分别和图3所述输入高压区所采用栅驱动电路、限流电阻以及GaN功率开关管的个数均相等。因此在采用全桥GaN功率模块时，所述的输出电压区需要4个栅驱动电路版图区、4个限流电阻版图区、8个GaN功率开关版图区、输入高压母线Vbus版图区和输入高压地线Vgnd版图区。实际应用中，若采用全桥驱动器，则图6中只需要1个栅驱动电路版图区；若采用半桥驱动器，则图6中只需要2个栅驱动电路版图区。若单个GaN功率开关采用3个小电流GaN功率开关并联而成，则图6中需要12个GaN功率开关版图区；若单个GaN功率开关采用4个小电流GaN功率开关并联而成，则图6中需要16个GaN功率开关版图区

在采用三相全桥GaN功率模块时，所述的输出电压区需要6个栅驱动电路版图区、6个限流电阻版图区、12个GaN功率开关版图区、输入高压母线Vbus版图区和输入高压地线Vgnd版图区。实际应用中，若采用三相全桥驱动器，则所述三相全桥GaN功率模块只需要1个栅驱动电路版图区；若采用半桥驱动器，则所述三相全桥GaN功率模块只需要3个栅驱动电路版图区。若单个GaN功率开关采用3个小电流GaN功率开关并联而成，则所述三相全桥GaN功率模块需要18个GaN功率开关版图区；若单个GaN功率开关采用4个小电流GaN功率开关并联而成，则所述三相全桥GaN功率模块需要24个GaN功率开关版图区。

图6为本发明实现的一种GaN半桥区的实际布局图，完全按照图3所示的布局方式进行器件布局。第三子HEMT器件ML11版图区和第四子HEMT器件ML12版图区的源极和Vgnd的连接采用三角形斜边接触方式，是为了适应电流走向。采用LGA封装的HEMT器件，其源端和漏端均采用多叉指并联结构，而Vgnd的主要电流在第三子HEMT器件ML11版图区和HEMT器件ML2版图区的左侧汇聚流通，因此靠近第三子HEMT器件ML11版图区左侧部分汇聚的电流比第三子HEMT器件ML11版图区右侧部分的电流要大，所以采用三角形斜边的方式进行连接，靠近第三子HEMT器件ML11版图区左侧部分为斜边的底部，靠近HEMT器件ML1版图区右侧部分为斜边的顶部。HEMT器件ML1版图区和HEMT器件ML2版图区的漏极和半桥输出HB的连接则采用相反方向的三角形斜边接触方式。第一散热器采用圆形柱状结构，其版图区域分布在半桥输出HB版图区内部。第二限流电阻RL的右端PL到第三子HEMT器件ML11的栅端的金属线和第二限流电阻RL的右端PL到第四子HEMT器件ML12的栅端的金属线长度必须严格相等。第一限流电阻RH的右端PH到第一子HEMT器件MH11的栅端的金属线和第一限流电阻RH的右端PH到第二子HEMT器件MH12的栅端的金属线长度必须严格相等。图中的每个金属通孔区域内，具体通孔的位置和通孔数目多少，可根据不同的功率等级和需求，进行差异化设计。图中灰色区域全部为金属层填充区域。

图7为采用本发明实现的一种低压供电区23的实际布局图，包含控制器版图区、反馈电路版图区和低压地线版图区。其中，第一脉宽信号PWH和第三脉宽信号PWH1为相同信号，第二脉宽信号PWL和第四脉宽信号PWL1同样也为相同信号。信号PWL、PWH、f1、f2和f3通过通孔连接信号。PWL和PWH信号为控制器输出到栅驱动器的低压脉宽信号，因此PWL和PWH信号布线必须特别注意，首先负责传输PWL和PWH两个信号线的两根金属线长度、宽度和厚度都必须严格相等；其次两根金属线必须采用平行走线方式，相互之间垂直距离不大于2mm；此外两根金属线布局走过的区域必须由低压地线金属区域进行隔离保护。图5中的灰色区域同样全部是金属层填充区域。

图8为采用本发明技术实现的一种高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块的测试波形。可以看出GaN功率开关的栅端PH信号到输出信号的延时为30ns，并且PH信号的上升建立时间仅10ns，此时半桥输出信号HB的上升和下降波形功能完全正确，表面采用本发明布局方式实现的GaN功率模块功能正确，本发明的技术方案切实可行。

本发明的一种大规模批量应用背景为光伏逆变系统，目前我国光伏发电系统主要是直流系统，即将太阳电池发出的电能给蓄电池充电，而蓄电池直接给负载供电，如我国西北地区使用较多的太阳能户用光伏发电系统以及远离电网的微波站供电系统均为直流系统。此类系统结构简单，成本低廉，但由于负载直流电压的不同(如12V、24V、48V等)，很难实现系统的标准化和兼容性，特别是民用电力，由于大多为交流负载，以直流电力供电的光伏电源很难作为商品进入市场。另外，光伏发电较终将实现并网运行，这就必须采用成熟的市场模式，今后交流光伏发电系统必将成为光伏发电的主流。光伏发电系统对逆变电源的要求采用交流电力输出的光伏发电系统，其典型结构如图9所示。典型光伏发电系统由光伏阵列、直流接线箱、光伏并网逆变器、交流配电箱和监测系统控制器组成，而光伏并网逆变器是关键部件，本发明的高效率全桥逆变器可以直接大规模应用于光伏逆变器中。光伏发电系统对逆变器要求较高：

(1)要求具有较高的效率。由于目前太阳电池的价格偏高，为了较大限度地利用太阳电池，提高系统效率，必须设法提高逆变器的效率。

(2)要求具有较高的可靠性。目前光伏发电系统主要用于边远地区，许多电站无人值守和维护，这就要求逆变器具有合理的电路结构，严格的元器件筛选，并要求逆变器具备各种保护功能，如输入直流极性接反保护，交流输出短路保护，过热、过载保护等。

(3)要求直流输入电压有较宽的适应范围，由于太阳电池的端电压随负载和日照强度而变化，蓄电池虽然对太阳电池的电压具有重要作用，但由于蓄电池的电压随蓄电池剩余容量和内阻的变化而波动，特别是当蓄电池老化时其端电压的变化范围很大，如12V蓄电池，其端电压可在10V～16V之间变化，这就要求逆变器必须在较大的直流输入电压范围内保证正常工作，并保证交流输出电压的稳定。

4、在中、大容量的光伏发电系统中，逆变电源的输出应为失真度较小的正弦波。这是由于在中、大容量系统中，若采用方波供电，则输出将含有较多的谐波分量，高次谐波将产生附加损耗，许多光伏发电系统的负载为通信或仪表设备，这些设备对电网品质有较高的要求，当中、大容量的光伏发电系统并网运行时，为避免与公共电网的电力污染，也要求逆变器输出正弦波电流。

本发明逆变器将直流电转化为交流电，若直流电压较低，则通过交流变压器升压，即得到标准交流电压和频率。对大容量的逆变器，由于直流母线电压较高，交流输出一般不需要变压器升压即能达到220V，在中、小容量的逆变器中，由于直流电压较低，就必须设计升压电路。全桥逆变电路克服了现有推挽电路的缺点，功率晶体管调节输出脉冲宽度，输出交流电压的有效值即随之改变。由于该电路具有续流回路，即使对感性负载，输出电压波形也不会畸变。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块，其特征是包括：控制器、第一GaN半桥电路(1)、第一电感(L1)、第一电容(C1)、第二GaN半桥电路(2)、第二电感(L2)、第二电容(C2)、输出电容C3、检测电路和反馈电路。所述第一GaN半桥电路(1)包括第一栅驱动电路(H)、第二栅驱动电路(L)、第一GaN功率开关(MH)、第二GaN功率开关(ML)、分别连接在MH和ML栅端的第一限流电阻(RH)和RL；所述第二GaN半桥电路(2)包括第三栅驱动电路(H1)、第四栅驱动电路(L1)、第三GaN功率开关(MH1)和第四GaN功率开关(ML1)、分别连接在MH1和ML1栅端的第三限流电阻(RH1)和RL1；

上述电路的连接关系如下：控制器的第一脉宽信号(PWH)输出端连接到第一栅驱动电路(H)的输入端，控制器的第二脉宽信号(PWL)输出端连接到第二栅驱动电路(L)的输入端，控制器的第三脉宽信号(PWH1)输出端连接到第三栅驱动电路(H1)的输入端，控制器的第四脉宽信号(PWL1)输出端连接到第四栅驱动电路(L1)的输入端；第一栅驱动电路(H)的输出端连接到第一限流电阻(RH)的左端，第一限流电阻(RH)的右端连接到第一GaN功率开关(MH)的栅端，第二栅驱动电路(L)的输出端连接到第二限流电阻(RL)的左端，第二限流电阻(RL)的右端连接到第二GaN功率开关(ML)的栅端，第三栅驱动电路(H1)的输出端连接到第三限流电阻(RH1)的左端，第三限流电阻(RH1)的右端连接到第三GaN功率开关(MH1)的栅端，第四栅驱动电路(L1)的输出端连接到第四限流电阻(RL1)的左端，第四限流电阻(RL1)的右端连接到第四GaN功率开关(ML1)的栅端；第一GaN功率开关(MH)的源端连接到输入高压母线Vbus，第一GaN功率开关(MH)的漏端为半桥输出HB，半桥输出HB连接到第二GaN功率开关(ML)的漏端和第一电感(L1)的左端，第二GaN功率开关(ML)的源端连接到输入低压母线Vgnd和第一电容(C1)的下端；第三GaN功率开关(MH1)的源端连接到输入高压母线Vbus，第三GaN功率开关(MH1)的漏端为半桥输出HB1，半桥输出HB1连接到第四GaN功率开关(ML1)的漏端和第二电感(L2)的左端，第四GaN功率开关(ML1)的源端连接到输入低压母线Vgnd和第二电容(C2)的下端；第一电感(L1)的右端连接到第一电容(C1)的上端、检测电路的第一输入端口、输出电容C3的上端和输出高压母线Vout+；第二电感(L2)的右端连接到第二电容(C2)的上端、检测电路的第二输入端口、输出电容C3的下端和输出低压母线Vout-；检测电路的第一输出、第二输出和第三输出分别连接到反馈电路的第一、第二和第三输入端；反馈电路的第一输出、第二输出和第三输出分别连接到控制器的第一、第二和第三输入端；

所述控制器、第一GaN半桥电路(1)、第一电感(L1)、第一电容(C1)、第二GaN半桥电路(2)、第二电感(L2)、第二电容(C2)、输出电容C3、检测电路和反馈电路在版图实现时采用双面布局结构。

2.根据权利要求1所述的高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块，其特征是：所述的第一GaN功率开关和第二GaN功率开关采用多个小电流GaN功率开关管并联来实现大电流输出；并且所述的第一GaN功率开关和第二GaN功率开关均采用LGA封装形式的HEMT器件。

3.根据权利要求1所述的高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块，其特征是所述双面布局结构包括：第一GaN半桥区、第二GaN半桥区、检测电路版图区、输出电容版图区和低压供电区；

所述第一GaN半桥区、第二GaN半桥区分布在正面，所述低压供电区(23)分布在本发明所述单相逆变器模块的反面，正面和方面之间的第二脉宽信号、第一脉宽信号、第四脉宽信号、第三脉宽信号通过通孔连接信号；所述第一GaN半桥区和第二GaN半桥区采用相同的GaN半桥区布局方式；

所述GaN半桥区内部包括第一栅驱动电路版图区、第二栅驱动电路版图区、第一限流电阻版图区、第二限流电阻版图区、第一GaN功率开关版图区、第二GaN功率开关版图区、第一散热器版图区、半桥输出HB版图区、第一电感版图区、第一电容版图区、输入高压母线Vbus版图区和输入高压地线Vgnd版图区，所述第一散热器版图区分布在半桥输出HB版图区的内部；

所述检测电路版图区、输出电容版图区跨接在第一GaN半桥区和第二GaN半桥区之间；

所述低压供电区内部包含控制器版图区、反馈电路版图区和低压地线版图区。

4.根据权利要求3所述的高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块，其特征是：所述输入高压母线Vbus版图区采用C型半包围结构，其所包围的空间内分布有：第一通孔版图区、第一栅驱动电路版图区、第一限流电阻版图区、第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区；

所述第一子HEMT器件版图区左侧和第二子HEMT器件版图区左侧朝向第一限流电阻的右端；

所述输入高压母线Vbus版图区C型半包围结构的两个端部均采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区的源极；

所述第一子HEMT器件版图区和第二子HEMT器件版图区的漏极之间夹着所述半桥输出HB版图区的左上角，该左上角的形状为一个顶角朝左且为锐角的等腰三角形。

5.根据权利要求4所述的高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块，其特征是：所述第一限流电阻右端到第一子HEMT器件栅端的金属线和第一限流电阻右端到第二子HEMT器件栅端的金属线长度严格相等，并且两根金属线的长度均小于5mm，同时两根金属线之间的夹角小于120度。

6.根据权利要求3所述的一种高功率密度GaN功率模块双面布局方法，其特征是：所述输入高压地线Vgnd版图区采用C型半包围结构，其所包围的空间内分布有第二通孔版图区、第二栅驱动电路版图区、第二限流电阻版图区、第三子HEMT器件版图区和第四子HEMT器件版图区；

所述第三子HEMT器件版图区左侧和第四子HEMT器件的版图区左侧朝向第二限流电阻的右端；

所述输入高压地线Vgnd版图区C型半包围结构的两个端部均采用直角三角形结构，2个三角形的斜边分别连接第三子HEMT器件(ML11)版图区和第四子HEMT器件(ML12)版图区的源极；

所述第三子HEMT器件(ML11)版图区和第四子HEMT器件(ML12)版图区的漏极之间夹着所述半桥输出HB版图区的左下角，该左下角的形状为一个顶角朝左且为锐角的等腰三角形。

7.根据权利要求6所述的高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块，其特征是：所述第二限流电阻右端到第三子HEMT器件栅端的金属线和第二限流电阻右端到第四子HEMT器件栅端的金属线长度严格相等，并且两根金属线的长度均小于5mm，同时两根金属线之间的夹角小于120度。

8.根据权利要求1所述的高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块，其特征是：负责传输第二脉宽信号和第一脉宽信号的两根金属线长度、宽度和厚度都必须严格相等；两根金属线必须采用平行走线方式，相互之间垂直距离不大于2mm；两根金属线布局走过的区域必须由低压地线进行隔离保护。