CN108964505A - 一种t型变换电路及相应的三相变换电路和变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种T型变换电路及相应的三相变换电路和变换装置。T型变换电路中，通过在现有技术的T型变换电路中增加了一个电感、四个二极管和两个电容，从而使T型变换电路可控开关器件和二极管器件都能实现软开关，降低功率器件和二极管器件的功耗。采用上述T型变换电路的变换装置，通过设置第一电路模块和第二电路模块，将现有技术中的元器件与本技术方案中新增的元器件结合，从而可以在基本不改变现有逆变/整流装置的内部线路布局的情况下大大降低了改造成本，拓扑结构紧凑，母排设计简单，极为有利于电气布局和结构设计。

Description

一种T型变换电路及相应的三相变换电路和变换装置
技术领域
本发明涉及电能变换领域，具体涉及一种T型变换电路。
背景技术
现有技术中，T型布局的变换电路已经广泛使用。T型布局的变换电路一般包括两个竖向设置的可控开关器件和两个横向设置的可控开关器件；两个竖向设置的可控开关器件串联连接，一端连接正母线，另一端连接负母线；两个竖向设置的可控开关器件之间的连接点作为变换电路的输入输出端；两个横向设置的可控开关器件一般设置在中间桥臂上，中间桥臂的一端接至输入输出端，中间桥臂的另一端接至中线。两个横向设置的可控开关器件在中间桥臂上的连接方式一般有三种，分别如图1、图2和图3所示。图1为两个横向设置的可控开关器件彼此反向串联，且彼此之间漏极或集电极相连的情况。图2为两个横向设置的可控开关器件彼此反向串联，且彼此之间源极或发射极相连的情况。图3为两个横向设置的可控开关器件各串联一个二极管后再并联连接在中间桥臂上的情况。以上3张图中，可控开关器件均包括IGBT管及与该IGBT管反并联连接的续流二极管。现有技术中的T型三电平变换电路相较于双电平变换电路，具有单个IGBT管阻断电压减半、谐波小、损耗低、效率高等优势。
在T型三电平变换电路中，各IGBT管的功耗可以分为通态功耗、通断功耗，其中通断功耗又可以分开通阶段功耗和关断阶段功耗。在工作频率较低时，通态功耗是主要的；但当工作频率较高时，通断功耗则上升为主要的功耗，其中开通阶段功耗比关断阶段功耗还要大。因此，在工作频率较高的情况下，需要实现“软开关”，所谓的“软开关”是指可控开关器件能够实现零电压开关(ZVS)、零电流开关(ZCS)或零电压零电流开关(ZVZXCS)，或者是在通断过程中电流或电压按有限的斜率上升。如果无法实现软开关，则会出现以下问题：
1、功率器件(可控开关器件)损耗大；并导致功率器件温度上升，不仅使工作频率无法提高，而且功率器件的电流、电压容量也无法达到额定指标，使功率器件无法在额定条件下运行，从而制约三电平拓扑的应用；
2、功率器件易被二次击穿；感性负载条件下，功率器件关断时存在尖峰电压；而在容性负载条件下，功率器件开通时存在尖峰电流；从而很容易导致二次击穿，极大地危害功率器件的安全运行，使得需要设计较大的安全工作区(SOA)；
3、产生较大的EMI电磁干扰；在高频工作状态运行时，功率器件本身的极间寄生电容是极为重要的参数。这种极间电容在功率器件的开关过程中会产生两种不利因素：(1)在高电压下开通时，极间寄生电容储能被器件本身吸收和耗散，势必产生温升，且频率越高温升就越严重；(2)极间电容电压转换时dv/dt会耦合到输出端，产生电磁干扰，使系统不稳定。此外，极间电容与电路中的杂散电感会产生振荡，干扰系统正常工作；
4、导致电路拓扑对功率器件的寄生参数十分敏感；当软开关无法实现时，可能存在上下桥臂直通问题，而由于无法实现软开关，功率器件还存在开通延迟时间(死区时间)，而在高频情况下，为了消除死区时间对逆变器性能的影响，所采取的校正措施又使整个系统的设计变得复杂；
5、需要设计吸收电路，吸收电路用于限制功率器件开通时的di/dt和关断时的dv/dt，使动态开关轨迹缩小到直流安全区SOA内，保证功率器件能够安全运行，但吸收电路不能消除开关损耗，且又增加了整个变换装置的设计难度，同时还可能会导致能量再生过程中续流二极管反向恢复和吸收电路的相互干扰引起较大的器件应力；
6、功率器件在高频开关时会产生噪声污染，因此会导致变换电路对输入、输出滤波器的要求较高。
基于以上六点问题，迫切需要实现T型三电平变换电路的软开关。
发明内容
本发明的目的在于解决现有技术中的问题，提供一种T型变换电路及相应的三相变换电路和变换装置，以使功率器件能实现软开关工作，从而降低功率器件和二极管器件的功耗，并解决现有技术中存在的问题。
为达成上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种T型变换电路，包括两个竖向设置的可控开关器件、两个横向设置的可控开关器件、电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容和第二电容；所述的两个竖向设置的可控开关器件串联连接，一端连接正母线，另一端连接负母线；所述的两个竖向设置的可控开关器件之间的连接点作为输入输出端；所述的两个横向设置的可控开关器件位于中间桥臂上；中间桥臂的一端接至输入输出端，中间桥臂的另一端接至电感的一端；电感的另一端接至中线；所述的两个横向设置的可控开关器件中，符合第一条件或第二条件的可控开关器件定义为第二可控开关器件，符合第三条件或第四条件的可控开关器件定义为第三可控开关器件；所述的第一条件为该可控开关器件的源极或发射极接至电感；所述的第二条件为该可控开关器件的漏极或集电极接至输入输出端；所述的第三条件为该可控开关器件的源极或发射极接至输入输出端；所述的第四条件为该可控开关器件的漏极或集电极接至电感；所述的第一二极管和第二二极管串接，第一二极管的阴极接至正母线，第二二极管的阳极接至第三可控开关器件的漏极或集电极；所述的第一电容一端接至第一二极管和第二二极管的连接点，另一端接至第三可控开关器件的源极或发射极；所述的第三二极管和第四二极管串接，第四二极管的阳极接至负母线，第三二极管的阴极接至第二可控开关器件的源极或发射极；所述的第二电容一端接至第三二极管和第四二极管的连接点，另一端接至第二可控开关器件的漏极或集电极。
进一步地，所述的第二可控开关器件与所述的第三可控开关器件反向串联连接，第二可控开关器件的漏极或集电极与第三可控开关器件的漏极或集电极相连接。
进一步地，所述的第二可控开关器件与所述的第三可控开关器件反向串联连接，第二可控开关器件的源极或发射极与第三可控开关器件的源极或发射极相连接。
进一步地，中间桥臂上还包括第五二极管和第六二极管；所述的第三可控开关器件的源极或发射极与所述的第二可控开关器件的漏极或集电极接至输入输出端；所述的第二可控开关器件的源极或发射极接至第五二极管的阳极；所述的第三可控开关器件的漏极或集电极接至第六二极管的阴极；第五二极管的阴极与第六二极管的阳极接至电感。
进一步地，所述的两个竖向设置的可控开关器件中的任一个采用IGBT单元或MOS单元，当采用IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当采用MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。
进一步地，所述的两个横向设置的可控开关器件中的任一个采用IGBT单元或MOS单元，当采用IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当采用MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。
一种三相变换电路，包括第一变换电路、第二变换电路、第三变换电路；所述的第一变换电路、第二变换电路和第三变换电路均采用如上所述的一种T型变换电路；第一变换电路的中线、第二变换电路的中线和第三变换电路的中线相互连接。
一种变换装置，包括如上所述的一种T型变换电路，用于实现变流，使电能从直流侧流向交流侧或使电能从交流侧流向直流侧。
进一步地，所述的T型变换电路中的第三二极管、第四二极管、第二电容与第二可控开关器件整合设置为第一电路模块；所述的第一电路模块的第一端接至第二可控开关器件的源极或发射极，第一电路模块的第二端接至第二可控开关器件的漏极或集电极，第一电路模块的第三端接至第四二极管的阳极，用于连接负母线。
进一步地，所述的T型变换电路中的第一二极管、第二二极管、第一电容与第三可控开关器件整合设置为第二电路模块；所述的第二电路模块的第四端接至第三可控开关器件的漏极或集电极，第二电路模块的第五端接至第三可控开关器件的源极或发射极，第二电路模块的第六端接至第一二极管的阴极，用于连接正母线。
本发明所述的技术方案相对于现有技术，取得的有益效果是：
1、本发明中的T型变换电路中，所有可控开关器件和二极管器件都能实现软开关，即零电压开关(ZVS)、零电流开关(ZCS)或零电压零电流开关(ZVZCS)，或以有限的dv/dt和di/dt进行通断切换。从而极大地降低了可控开关器件的通断损耗，提高了变换电路的工作效率；使功率器件不易被二次击穿，同时得以消除死区时间；
2、可控开关器件以有限的dv/dt和di/dt进行通断切换，因此系统EMI电磁干扰较未实现软开关要优化得多；
3、由于可控开关器件的通断损耗变小，使得变换装置可以成倍地工作于传统变换装置工作频率之上，因此变换装置所需输出滤波器参数要求变低，尺寸也可以成倍减小，从而有利于进一步降低物料成本，缩减产品尺寸、提高产品功率密度；
4、相较在现有技术，本发明中只增加了一个电感、四个二极管和两个电容，增加器件数量少，结构简单而紧凑，不需要额外增加可控开关器件及控制电路；
5、由于两组二极管器件和电容各跨接在一个可控开关器件两端，形成第一电路模块和第二电路模块，从而将现有技术中的元器件与本技术方案中新增的元器件结合，可以在基本不改变现有逆变/整流装置的内部线路布局的情况下实现本技术方案，大大降低了改造成本，拓扑结构紧凑，母排设计简单，极为有利于电气布局和结构设计。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对发明的进一步理解，构成本发明的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：
图1为现有技术中第一种情况的电路示意图；
图2为现有技术中第二种情况的电路示意图；
图3为现有技术中第三种情况的电路示意图；
图4为本发明中T型变换电路的实施例一的电路示意图；
图5为本发明中T型变换电路的实施例二的电路示意图；
图6为本发明中T型变换电路的实施例三的电路示意图；
图7为本发明中三相变换电路的实施例的电路示意图；
图8为本发明中变换装置的实施例一的示意图；
图9为本发明中变换装置的实施例二的示意图；
图10为本发明中变换装置的实施例三的示意图；
图11为本发明T型变换电路的实施例一进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时竖管向横管换流前的工作示意图；
图12为本发明T型变换电路的实施例一进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时竖管向横管换流的第一阶段工作示意图；
图13为本发明T型变换电路的实施例一进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时竖管向横管换流的第二阶段工作示意图；
图14为本发明T型变换电路的实施例一进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时横管向竖管换流前的工作示意图；
图15为本发明T型变换电路的实施例一进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时横管向竖管换流的第三阶段的工作示意图；
图16为本发明T型变换电路的实施例一进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时横管向竖管换流的第四阶段的工作示意图；
图17为本发明T型变换电路的实施例一进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时竖管向横管换流前的工作示意图；
图18为本发明T型变换电路的实施例一进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时竖管向横管换流的第一阶段工作示意图；
图19为本发明T型变换电路的实施例一进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时竖管向横管换流的第二阶段工作示意图；
图20为本发明T型变换电路的实施例一进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时横管向竖管换流前的工作示意图；
图21为本发明T型变换电路的实施例一进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时横管向竖管换流的工作示意图；
图22为本发明T型变换电路的实施例三进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时竖管向横管换流前的工作示意图；
图23为本发明T型变换电路的实施例三进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时竖管向横管换流的第一阶段工作示意图；
图24为本发明T型变换电路的实施例三进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时竖管向横管换流的第二阶段工作示意图；
图25为本发明T型变换电路的实施例三进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时横管向竖管换流前的工作示意图；
图26为本发明T型变换电路的实施例三进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时横管向竖管换流的第三阶段的工作示意图；
图27为本发明T型变换电路的实施例三进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时横管向竖管换流的第四阶段的工作示意图。
图28为本发明T型变换电路的实施例三进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时正电平向零电平换流前的工作示意图；
图29为本发明T型变换电路的实施例三进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时正电平向零电平换流的第一阶段工作示意图；
图30为本发明T型变换电路的实施例三进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时正电平向零电平换流的第二阶段工作示意图；
图31为本发明T型变换电路的实施例三进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时零电平向正电平换流前的工作示意图；
图32为本发明T型变换电路的实施例三进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时零电平向正电平换流的工作示意图。
具体实施方式
为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚、明白，以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
图4示出了本发明中T型变换电路的实施例一的电路示意图。如图4所示，T型变换电路的实施例一包括了两个竖向设置的可控开关器件、两个横向设置的可控开关器件、电感L、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第一电容C1、第二电容C2、第三极性电容C3和第四极性电容C4。
两个竖向设置的可控开关器件分别为第一可控开关器件、第四可控开关器件，其中第一可控开关器件采用IGBT单元，包括第一IGBT管Q1和与其反并联连接的第一续流二极管Dq1；第四可控开关器件采用IGBT单元，包括第四IGBT管Q4和与其反并联连接的第四续流二极管Dq4。第一IGBT管Q1与第四IGBT管Q4串联连接，第一IGBT管Q1的集电极连接正母线，第四IGBT管Q4的发射极连接负母线，第一IGBT管Q1的发射极和第四IGBT管Q4的集电极连接，连接点作为输入输出端。
两个位于中间桥臂上的横向设置的可控开关器件分别为第二可控开关器件、第三可控开关器件，其中第二可控开关器件采用IGBT单元，包括第二IGBT管Q2和与其反并联连接的第二续流二极管Dq2；第三可控开关器件采用IGBT单元，包括第三IGBT管Q3和与其反并联连接的第三续流二极管Dq3。第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3反向串联连接于中间桥臂。第三IGBT管Q3的发射极接至输入输出端；第三IGBT管Q3的集电极接至第二IGBT管Q2的集电极；第二IGBT管Q2的发射极接至电感L；电感L的另一端接至中线。
第一二极管D1和第二二极管D2串接，第一二极管D1的阴极接至正母线，第二二极管D2的阳极接至第三IGBT管Q3的集电极；第一电容C1的一端接至第一二极管D1和第二二极管D2的连接点，第一电容C1的另一端接至第三IGBT管Q3的发射极。
第三二极管D3和第四二极管D4串接，第四二极管D4的阳极接至负母线，第三二极管D3的阴极接至第二IGBT管Q2的发射极；第二电容C2一端接至第三二极管D3和第四二极管D4的连接点，第二电容C2的另一端接至第二IGBT管的集电极。
第三极性电容C3的正极接正母线，负极接中线；第四极性电容C4的正极接中线，负极接负母线。
本实施例中，可控开关器件也可以采用MOS单元，当采用MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。
本实施例的T型变换电路，可以实现在逆变和整流过程中，所有可控开关器件和二极管器件都能实现软开关，即零电压开关(ZVS)、零电流开关(ZCS)或零电压零电流开关(ZVZCS)，或以有限的dv/dt和di/dt进行通断切换。具体而言：
当T型变换电路的实施例一工作于逆变时，包括逆变输出电压为正半周期和逆变输出电压为负半周期两个半周期，每个半周期又分为竖管向横管换流和横管向竖管换流两个过程：
逆变输出电压为正半周期时，竖管向横管换流过程如下：
图11示出了竖管向横管换流前的状态。竖管向横管换流前，第一IGBT管Q1和第三IGBT管Q3处于导通状态，第二IGBT管Q2和第四IGBT管Q4处于截止状态。此时，电流经第一IGBT管Q1流向负载Z，而第三IGBT管Q3虽然导通，但并没有电流经过。由于第一IGBT管Q1导通，第二电容C2被充电至Vdc状态，此时，电感L没有电流经过，第一电容C1电压为零。
图12示出了竖管向横管换流过程中第一阶段的工作状态。在第一阶段中，第三IGBT管Q3保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态，而第一IGBT管Q1则从导通状态转至截止状态，第二IGBT管Q2则从截止状态转至导通状态。如图12所示，在第一IGBT管Q1截止、第二IGBT管Q2导通的过程中，第二电容C2通过第四二极管D4和第三IGBT管Q3向负载Z放电。与此同时，第二电容C2还通过第二IGBT管Q2和第四二极管D4向电感L充能。由于第二电容C2上的电压是逐步放电到零。由于此过程中，负载Z的电流由第二电容C2提供，因此，第一IGBT管Q1是以零电压方式关断，关断损耗非常小，属典型的软开关过程。而由于存在电感L，第二IGBT管Q2在从截止状态转至导通状态的过程中，电流的建立也是以di/dt的方式进行的，也属于软开关过程。
图13示出了竖管向横管换流过程中第二阶段的工作状态。第一阶段完成后，第四续流二极管Dq4开始续流导通。负载Z输出电平钳位在-Vdc/2电平。电感L通过第二续流二极管Dq2和第三IGBT管Q3开始储能，而电感L的电流从零开始线性增加，与此同时，通过第四续流二极管Dq4的电流同比例减少。当通过第四续流二极管Dq4的电流减少为零后，换流过程完成。此时第四续流二极管Dq4截止，由第二续流二极管Dq2和第三IGBT管Q3承载负载电流。在上述过程中，由于电感L的存在，通过第二续流二极管Dq2、第二IGBT管Q2、第四续流二极管Dq4和第三IGBT管Q3中发生的电流变化都是以有限的电流变化率di/dt进行的。所以在此过程中，它们都实现了软开关。而第四二极管D4的续流过程同样是以有限的电流变化率di/dt导通与截止的，因此可以显著减少第四二极管D4的导通损耗。
逆变输出电压为正半周期时，横管向竖管换流过程如下：
图14示出了逆变输出电压为正半周期时，竖管向横管换流后的状态，或者说是横管向竖管换流前的状态。横管向竖管换流前，第一IGBT管Q1和第四IGBT管Q4处于截止状态，第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3处于导通状态。此时，电流从电感L经过第二续流二极管Dq2和第三IGBT管Q3流向负载Z，第二IGBT管Q2虽然导通但没有电流经过。而第一电容C1和第二电容C2处于零电压放电状态，经过电感L的电流与经过负载Z的电流相等。
图15示出了横管向竖管换流过程中第三阶段的工作状态。在第三阶段中，第三IGBT管Q3保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态，而第一IGBT管Q1则从截止状态转至导通状态，第二IGBT管Q2则从导通状态转至截止状态。如图15所示，在第一IGBT管Q1导通、第二IGBT管Q2截止的过程中，上半母线电压通过第一IGBT管Q1、第二续流二极管Dq2、第三IGBT管Q3对电感L反向加压，迫使经过电感L的电流线性减少。与此同时，上半母线通过第一IGBT管Q1对负载Z供电。上述两个回路并存，同时工作。随着流经电感L的电流逐步减少，负载电流向流经第一IGBT管Q1的电流过渡。当流经电感L的电流为零时，第二续流二极管Dq2反向截止，由于第二IGBT管Q2截止，因此电流不再流过中间桥臂。
在第一IGBT管Q1导通瞬间，由于由电感L承担负载电流，因此第一IGBT管Q1导通为零电流导通，第一IGBT管Q1在导通过程中的电流是以有限的di/dt方式建立的，因此第一IGBT管Q1为软开关工作模式。而第二IGBT管Q2在从导通状态转至截止状态的过程中没有电流流过，也属于软开关工作模式。
图16示出了横管向竖管换流过程中第四阶段的工作状态。第三阶段完成后，由于第二电容C2电压为零，负载Z输出电平钳位在Vdc/2电平。因此，如图16所示，上半母线电压通过第一IGBT管Q1、第三续流二极管Dq3、第三二极管D3和电感L对第二电容C2充电。由于存在电感L，当第二电容C2充电至电压为Vdc时，第三续流二极管Dq3和第三二极管D3反向截止，充电和换流过程完成，回到电流经第一IGBT管Q1流向负载Z的状态，即图11的状态。
在第二电容C2充电过程中，第三续流二极管Dq3和第三二极管D3是以有限的电流变化率di/dt导通和截止的，因此，第三续流二极管Dq3和第三二极管D3的导通和截止过程中开关损耗非常低，属于软开关工作模式。
逆变输出电压为负半周期时的换流过程与逆变输出电压为正半周期时的换流过程类似，竖管向横管换流或者横管向竖管换流同样都需要经历两个阶段，在此不再详述。
当变换电路工作于整流时，包括交流输入电压为正半周期和交流输入电压为负半周期两个半周期，每个半周期又分为竖管向横管换流和横管向竖管换流两个过程：
交流输入电压为正半周期时，竖管向横管换流过程如下：
图17示出了竖管向横管换流前状态。竖管向横管换流前，第一IGBT管Q1和第三IGBT管Q3处于导通状态，第二IGBT管Q2和第四IGBT管Q4处于截止状态。整流电流从第一续流二极管Dq1流向母线。第三IGBT管Q3导通但没有电流经过。由于第三IGBT管导通，因此第一电容C1处于零电压放电状态。由于第一IGBT管Q1导通，因此第二电容C2被充电至Vdc状态，此时电感L的电流为零。
图18示出了竖管向横管换流过程第一阶段的工作状态。在第一阶段，第三IGBT管Q3保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态。而第一IGBT管Q1则从导通状态转至截止状态，第二IGBT管Q2则从截止状态转至导通状态。如图18所示，在此过程中，第三续流二极管Dq3、第二IGBT管Q2和电感L与输入源建立回路。由于电感L的存在，经过中间桥臂的电流从零开始线性增加；与此同时，经过第一续流二极管Dq1的电流线性减少，直至经过电感L的电流增至整流电流，此时第一续流二极管Dq1截止。
由于第一续流二极管Dq1的存在，第一IGBT管Q1从导通转至截止的过程属于零电压、零电流关断。由于电感L的存在，第二IGBT管Q2从截止转至导通的过程中电流是线性增加的，因此第二IGBT管Q2的导通过程属于零电流导通。两者均是典型的软开关过程。
图19示出了竖管向横管换流过程第二阶段的工作状态。第一阶段完成后，第一续流二极管Dq1截止，第二电容C2通过第二IGBT管Q2、第四二极管D4和电感L开始放电。放电到零后。第二阶段完成。
交流输入电压为正半周期时，横管向竖管换流过程如下：
图20示出了竖管向横管换流过程结束后的状态，也即是横管向竖管换流之前的状态。此时，第二电容C2放电结束，由第三续流二极管Dq3、第二IGBT管Q2和电感L承载整流电流。第一IGBT管Q1和第四IGBT管Q4处于截止状态，第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3处于导通状态。其中，第三IGBT管Q3虽然处于导通状态但没有电流流过。而第一电容C1和第二电容C2均处于零电压放电状态。经过电感L的电流为整流电流。
图21示出了横管向竖管换流过程的工作状态。横管向竖管换流时，第三IGBT管Q3保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态，而第一IGBT管Q1则从截止状态转至导通状态，第二IGBT管Q2则从导通状态转至截止状态。在第二IGBT管Q2截止的过程中，由于第二电容C2的存在，整流电流从经过第二IGBT管Q2转至经过第二电容C2。第二IGBT管Q2的电压从零开始线性增长，属零电压、零电流关断。当电感L的电流逐渐从整流电流变为零，第二电容C2完成充电的过程中，整流电流经第一续流二极管Dq1流至母线的电流逐渐增加，由于第一续流二极管Dq1的存在，第一IGBT管Q1无电流经过，因此第一IGBT管Q1的导通过程属于零电流、零电压导通。从上述分析可知，在横管向竖管换流过程中，第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2的导通和截止过程均为软开关过程。
当经过电感L的电流变为零，第二电容C2完成充电时，第三二极管D3和第三续流二极管Dq3截止，完成整个换流过程。回到图17的状态。
交流输入电压为负半周期时的换流过程与交流输入电压为正半周期时的换流过程类似，竖管向横管换流或者横管向竖管换流过程也类似，在此不再详述。
图5示出了本发明中T型变换电路的实施例二的电路示意图。如图5所示，T型变换电路的实施例二包括了两个竖向设置的可控开关器件、两个横向设置的可控开关器件、电感L、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第一电容C1、第二电容C2、第三极性电容C3和第四极性电容C4。
两个竖向设置的可控开关器件分别为第一可控开关器件、第四可控开关器件，其中第一可控开关器件采用IGBT单元，包括第一IGBT管Q1和与其反并联连接的第一续流二极管Dq1；第四可控开关器件采用IGBT单元，包括第四IGBT管Q4和与其反并联连接的第四续流二极管Dq4。第一IGBT管Q1与第四IGBT管Q4串联连接，第一IGBT管Q1的集电极连接正母线，第四IGBT管Q4的发射极连接负母线，第一IGBT管Q1的发射极和第四IGBT管Q4的集电极连接，连接点作为输入输出端。
两个位于中间桥臂上的横向设置的可控开关器件分别为第二可控开关器件、第三可控开关器件，其中第二可控开关器件采用IGBT单元，包括第二IGBT管Q2和与其反并联连接的第二续流二极管Dq2；第三可控开关器件采用IGBT单元，包括第三IGBT管Q3和与其反并联连接的第三续流二极管Dq3。第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3反向串联连接于中间桥臂。第二IGBT管Q2的集电极接至输入输出端；第二IGBT管Q2的发射极接至第三IGBT管Q3的发射极；第三IGBT管的集电极接至电感L；电感L的另一端接至中线。
第一二极管D1和第二二极管D2串接，第一二极管D1的阴极接至正母线，第二二极管D2的阳极接至第三IGBT管Q3的集电极；第一电容C1的一端接至第一二极管D1和第二二极管D2的连接点，第一电容C1的另一端接至第三IGBT管Q3的发射极。
第三二极管D3和第四二极管D4串接，第四二极管D4的阳极接至负母线，第三二极管D3的阴极接至第二IGBT管Q2的发射极；第二电容C2一端接至第三二极管D3和第四二极管D4的连接点，第二电容C2的另一端接至第二IGBT管的集电极。
第三极性电容C3的正极接正母线，负极接中线；第四极性电容C4的正极接中线，负极接负母线。
本实施例中，可控开关器件也可以采用MOS单元，当采用MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。
实施例二在换流过程中可控开关器件和二极管实现软开关的原理与实施例一相似，在此不再详述。
图6示出了本发明中T型变换电路的实施例三的电路示意图。如图6所示，T型变换电路的实施例三包括了两个竖向设置的可控开关器件、两个横向设置的可控开关器件、电感L、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第一电容C1、第二电容C2、第三极性电容C3和第四极性电容C4。
两个竖向设置的可控开关器件分别为第一可控开关器件、第四可控开关器件，其中第一可控开关器件采用IGBT单元，包括第一IGBT管Q1和与其反并联连接的第一续流二极管Dq1；第四可控开关器件采用IGBT单元，包括第四IGBT管Q4和与其反并联连接的第四续流二极管Dq4。第一IGBT管Q1与第四IGBT管Q4串联连接，第一IGBT管Q1的集电极连接正母线，第四IGBT管Q4的发射极连接负母线，第一IGBT管Q1的发射极和第四IGBT管Q4的集电极连接，连接点作为输入输出端。
中间桥臂上包括两个横向设置的可控开关器件、第五二极管和第六二极管。两个横向设置的可控开关器件分别为第二可控开关器件、第三可控开关器件，其中第二可控开关器件采用IGBT单元，包括第二IGBT管Q2和与其反并联连接的第二续流二极管Dq2；第三可控开关器件采用IGBT单元，包括第三IGBT管Q3和与其反并联连接的第三续流二极管Dq3。第二IGBT管Q2的集电极和第三IGBT管Q3的发射极接至输入输出端；第二IGBT管Q2的发射极接至第五二极管D5的阳极，第三IGBT管Q3的集电极接至第六二极管D6的阴极，第五二极管D5的阴极和第六二极管D6的阳极接至电感L的一端；电感L的另一端接至中线。
第一二极管D1和第二二极管D2串接，第一二极管D1的阴极接至正母线，第二二极管D2的阳极接至第三IGBT管Q3的集电极；第一电容C1的一端接至第一二极管D1和第二二极管D2的连接点，第一电容C1的另一端接至第三IGBT管Q3的发射极。
第三二极管D3和第四二极管D4串接，第四二极管D4的阳极接至负母线，第三二极管D3的阴极接至第二IGBT管Q2的发射极；第二电容C2一端接至第三二极管D3和第四二极管D4的连接点，第二电容C2的另一端接至第二IGBT管的集电极。
第三极性电容C3的正极接正母线，负极接中线；第四极性电容C4的正极接中线，负极接负母线。
本实施例中，可控开关器件也可以采用MOS单元，当采用MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。
当T型变换电路的实施例三工作于逆变时，包括逆变输出电压为正半周期和逆变输出电压弯负半周期两个半周期，每个半周期又分为竖管向横管换流和横管向竖管换流两个过程：
逆变输出电压为正半周期时，竖管向横管换流过程如下：
图22示出了竖管向横管换流前的状态。竖管向横管换流前，第一IGBT管Q1和第三IGBT管Q3处于导通状态，第二IGBT管Q2和第四IGBT管Q4处于截止状态。此时，电流经第一IGBT管Q1流向负载Z，而第三IGBT管Q3虽然导通，但因第六二极管D6和第二续流二极管Dq2反偏，故中间桥臂上均无电流经过。由于第三IGBT管Q3导通，故第一电容C1电压被钳位为零，第一电容C1处于零电压放电状态。由于第一IGBT管Q1导通，故第二电容C2被充电至Vdc状态。此时，经过电感L的电流为零。
图23示出了竖管向横管换流过程中第一阶段的工作状态。在第一阶段中，第三IGBT管Q3保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态，而第一IGBT管Q1则从导通状态转至截止状态，第二IGBT管Q2则从截止状态转至导通状态。如图23所示，在第一IGBT管Q1截止、第二IGBT管Q2导通的过程中，第二电容C2通过第四二极管D4向负载Z放电。与此同时，第二电容C2通过第二IGBT管Q2、第五二极管D5、电感L和第四二极管D4和第四极性电容C4给电感L充电。由于第二电容C2上的电压是逐步放电到零，因此第一IGBT管Q1在关断过程中的电压是以有限的速率dV/dt建立的，负载Z的电流由第二电容C2提供。因此，第一IGBT管Q1是零电压方式关断，关断损耗非常小，属典型的软开关过程。同时，由于电感L的存在，经过第二IGBT管Q2的电流同样是以有限的速率di/dt增加的，因此，第二IGBT管是零电流方式导通，导通损耗非常小，同样属典型的软开关过程。
图24示出了竖管向横管换流过程中第二阶段的工作状态。第一阶段完成后，第四二极管D4和第五二极管D5截止，经过电感L的电流重新变为零，同时第四续流二极管Dq4开始续流导通。负载Z输出电平钳位在-Vdc/2电平。电感L通过第六二极管D6和第三IGBT管Q3开始储能。而电感L的电流从零开始线性增加，与此同时，通过第四续流二极管Dq4的电流同比例减少。当通过第四续流二极管Dq4的电流减少为零后，换流过程完成。第二阶段完成后第四续流二极管Dq4截止。
上述过程中，所有在第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3中的电流变化都是以有限的电流变化率di/dt进行的，所以在这个过程中，第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3都工作在软开关状态。与此同时，第四二极管D4和第五二极管D5的关断过程同样是以有限的电流变化率di/dt截止的，可以显著减少第四二极管D4的关断损耗，同样属于软开关。
逆变输出电压为正半周期时，横管向竖管换流过程如下：
图25示出了逆变输出电压为正半周期时，竖管向横管换流后的状态，或者说是横管向竖管换流前的状态。横管向竖管换流前，第一IGBT管Q1和第四IGBT管Q4处于截止状态，第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3处于导通状态。此时，电流从电感L、第六二极管D6和第三IGBT管Q3流向负载Z。经过电感L的电流与经过负载Z的电流相等。
图26示出了横管向竖管换流过程中第三阶段的工作状态。在第三阶段中，第三IGBT管Q3保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态，而第一IGBT管Q1则从截止状态转至导通状态，第二IGBT管Q2则从导通状态转至截止状态。如图26所示，在第一IGBT管Q1导通、第二IGBT管Q2截止的过程中，上半母线电压通过第六二极管D6、第三IGBT管Q3对电感L反向加压，迫使电感L的电流线性减少。与此同时，上半母线通过第一IGBT管Q1对负载Z建立供电回路。上述两个回路并存，同时工作。随着流经电感L的电流逐渐减少，负载电流向流经第一IGBT管Q1的回路过渡。当流经电感L的电流减为零时，第六二极管D6反向截止，由于第二IGBT管截止，因此中间桥臂不再导通。
在第一IGBT管Q1导通过程中，由于电感L承载负载电流，而电流在第一IGBT管Q1导通过程中不能突变，因此经过第一IGBT管Q1的电流是以有限的电流变化率di/dt建立的，因此第一IGBT管Q1的导通过程为软开关工作过程。而第二IGBT管Q2在从导通状态转至截止状态的过程中没有电流流过，也属于软开关工作模式。
图27示出了横管向竖管换流过程中第四阶段的工作状态。第三阶段完成后，由于第二电容C2的电压为零，负载Z输出电平钳位在Vdc/2电平。因此，如图27所示，上半线线通过第一IGBT管Q1、第三二极管D3、第五二极管D5和电感L对第二电容C2充电。由于存在电感L，当第二电容C2充电至电压为Vdc时，第三二极管D3和第五二极管D5反向截止，充电和换流过程完成，回到电流经第一IGBT管Q1流向负载Z的状态，即图22所示的状态。
在第二电容C2充电过程中，第三二极管D3和第五二极管D5是以有限的电流变化率di/dt导通和截止的，因此，第三二极管D3和第五二极管D5的导通和截止过程中开关损耗非常低，属于软开关工作模式。
逆变输出电压为负半周期时的换流过程与逆变输出电压为正半周期时的换流过程类似，竖管向横管换流或者横管向竖管换流同样都需要经历两个阶段，在此不再详述。
当变换电路工作于整流时，包括交流输入电压为正半周期和交流输入电压为负半周期两个半周期，每个半周期又分为竖管向横管换流和横管向竖管换流两个过程：
交流输入电压为正半周期时，竖管向横管换流过程如下：
图28示出了竖管向横管换流前状态。竖管向横管换流前，第一IGBT管Q1和第三IGBT管Q3处于导通状态，第二IGBT管Q2和第四IGBT管Q4处于截止状态。整流电流从第一续流二极管Dq1流向母线。第三IGBT管Q3导通但没有电流经过。第一电容C1处于零电压放电状态。第二电容C2被充电至Vdc状态，此时电感L的电流为零。
图29示出了竖管向横管换流过程第一阶段的工作状态。在第一阶段，第三IGBT管Q3保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态。而第一IGBT管Q1则从导通状态转至截止状态，第二IGBT管Q2则从截止状态转至导通状态。如图29所示，在此过程中，第三电容C3两端的电压通过第一续流二极管Dq1、第五二极管D5、第二IGBT管Q2加到电感L的两端。由于电感L的存在，经过中间桥臂的电流从零开始线性增加；与此同时，经过第一续流二极管Dq1的电流线性减少，直至经过电感L的电流增至整流电流，此时第一续流二极管Dq1截止。
由于第一续流二极管Dq1的存在，第一IGBT管Q1从导通转至截止的过程属于零电压、零电流关断。由于电感L的存在，第二IGBT管Q2从截止转至导通的过程中电流是线性增加的，因此第二IGBT管Q2的导通过程属于零电流导通。两者均是典型的软开关过程。
图30示出了竖管向横管缺钱流过程第二阶段的工作状态。第一阶段完成后，第一续流二极管Dq1截止，第二电容C2通过第二IGBT管Q2、第四二极管D4、第五二极管D5和电感L开始放电。放电到零后。第二阶段完成。
交流输入电压为正半周期时，横管向竖管换流过程如下：
图31示出了竖管向横管换流过程结束后的状态，也即是横管向竖管换流之前的状态。此时，第二电容C2放电结束，由第五二极管D5、第二IGBT管Q2和电感L承载整流电流。第一IGBT管Q1和第四IGBT管Q4处于截止状态，第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3处于导通状态。其中，第三IGBT管Q3虽然处于导通状态但没有电流流过。而第一电容C1和第二电容C2均处于零电压放电状态。经过电感L的电流为整流电流。
图32示出了横管向竖管换流过程的工作状态。横管向竖管换流时，第三IGBT管Q3保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态，而第一IGBT管Q1则从截止状态转至导通状态，第二IGBT管Q2则从导通状态转至截止状态。在第二IGBT管Q2截止的过程中，由于第二电容C2的存在，整流电流从经过第二IGBT管Q2转至经过第二电容C2。第二IGBT管Q2的电压从零开始线性增长，属零电压、零电流关断。输入源Z通过第三二极管D3、第五二极管D5和电感L对第二电容C2充电。当电感L的电流逐渐从整流电流变为零，第二电容C2完成充电过程中，整流电流经第一续流二极管Dq1流至母线的电流逐渐增加，由于第一续流二极管Dq1的存在，第一IGBT管Q1无电流经过，因此第一IGBT管Q1的导通过程属于零电流、零电压导通。从上述分析可知，在横管向竖管换流过程中，第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2的导通和截止过程均为软开关过程。
当经过电感L的电流变为零，第二电容C2完成充电时，第三二极管D3和第五二极管D5截止，第一续流二极管Dq1导通，完成整个换流过程。回到图28的状态。
交流输入电压为负半周期时的换流过程与交流输入电压为正半周期时的换流过程类似，竖管向横管换流或者横管向竖管换流过程也类似，在此不再详述。
从以上三个实施例可以看出，本发明中的T型变换电路中，所有可控开关器件和二极管器件都能实现软开关，即零电压开关(ZVS)、零电流开关(ZCS)或零电压零电流开关(ZVZCS)，或以有限的dv/dt和di/dt进行通断切换。从而极大地降低了可控开关器件的通断损耗，提高了变换电路的工作效率；使功率器件不易被二次击穿，同时得以消除死区时间。
可控开关器件以有限的dv/dt和di/dt进行通断切换，因此系统EMI电磁干扰较未实现软开关要优化得多。
由于可控开关器件的通断损耗变小，使得变换装置可以成倍地工作于传统变换装置工作频率之上，因此变换装置所需输出滤波器参数要求变低，尺寸也可以成倍减小，从而有利于进一步降低物料成本，缩减产品尺寸、提高产品功率密度。
相较在现有技术，本发明中只增加了一个电感、四个二极管和两个电容，增加器件数量少，结构简单而紧凑，不需要额外增加可控开关器件及控制电路。
图7示出了本发明中三相变换电路的实施例的电路示意图。如图7所示，实施例中的三相变换电路包括第一变换电路、第二变换电路、第三变换电路；第一变换电路、第二变换电路和第三变换电路均采用上述T型变换电路的实施例一所描述的T型变换电路；第一变换电路的中线、第二变换电路的中线和第三变换电路的中线相互连接。当然，第一变换电路、第二变换电路、第三变换电路也可以采用上述T型变换电路的实施例二或实施例三所描述的T型变换电路，效果是一样的。
上述的三相变换电路由于采用了前述的T型变换电路，同样可以实现可控开关器件软开关的效果。
图8是变换装置的实施例一的示意图。变换装置的实施例一所采用的是T型变换电路的实施例一所描述的T型变换电路。所述的T型变换电路中的第三二极管D3、第四二极管D4、第二电容C2、第二IGBT管Q2和第二续流二极管Dq2整合设置为第一电路模块U1。所述的T型变换电路中的第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第三IGBT管Q3和第三续流二极管Dq3整合设置为第二电路模块U2。第一电路模块U1的第一端S1接至第二IGBT管Q2的发射极，用于连接电感L。第一电路模块U1的第二端S2接至第二IGBT管Q2的集电极，用于连接第二电路模块U2的第四端S4。第一电路横块U1的第三端S3接至第四二极管D4的阳极，用于连接负母线。第二电路模块U2的第四端S4接至第三IGBT管Q3的集电极，用于连接第一电路模块U1的第二端S2。第二电路模块U2的第五端S5接至第三IGBT管Q3的发射极，用于连接输入输出端。第二电路模块U2的第六端S6接至第一二极管D1的阴极，用于连接正母线。
图9是变换装置的实施例二的示意图。变换装置的实施例二所采用的是T型变换电路的实施例二所描述的T型变换电路。所述的T型变换电路中的第三二极管D3、第四二极管D4、第二电容C2、第二IGBT管Q2和第二续流二极管Dq2整合设置为第一电路模块U1。所述的T型变换电路中的第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第三IGBT管Q3和第三续流二极管Dq3整合设置为第二电路模块U2。第一电路模块U1的第一端S1接至第二IGBT管Q2的发射极，用于连接第二电路模块U2的第五端S5。第一电路模块U1的第二端S2接至第二IGBT管Q2的集电极，用于连接输入输出端。第一电路横块U1的第三端S3接至第四二极管D4的阳极，用于连接负母线。第二电路模块U2的第四端S4接至第三IGBT管Q3的集电极，用于连接电感L。第二电路模块U2的第五端S5接至第三IGBT管Q3的发射极，用于连接第一电路模块U1的第一端S1。第二电路模块U2的第六端S6接至第一二极管D1的阴极，用于连接正母线。
图10是变换装置的实施例三的示意图。变换装置的实施例三所采用的是T型变换电路的实施例三所描述的T型变换电路。所述的T型变换电路中的第三二极管D3、第四二极管D4、第二电容C2、第二IGBT管Q2和第二续流二极管Dq2整合设置为第一电路模块U1。所述的T型变换电路中的第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第三IGBT管Q3和第三续流二极管Dq3整合设置为第二电路模块U2。第一电路模块U1的第一端S1接至第二IGBT管Q2的发射极，用于连接第五二极管D5的阳极。第一电路模块U1的第二端S2接至第二IGBT管Q2的集电极，用于连接输入输出端。第一电路横块U1的第三端S3接至第四二极管D4的阳极，用于连接负母线。第二电路模块U2的第四端S4接至第三IGBT管Q3的集电极，用于连接第六二极管D6的阴极。第二电路模块U2的第五端S5接至第三IGBT管Q3的发射极，用于连接输入输出端。第二电路模块U2的第六端S6接至第一二极管D1的阴极，用于连接正母线。
需要注意的是，第一电路模块U1或第二电路模块U2可以单独存在。
从上述三个变换装置的实施例我们可以看到，由于两组二极管器件和电容各跨接在一个可控开关器件两端，形成第一电路模块或第二电路模块，从而将现有技术中的元器件与本技术方案中新增的元器件结合，可以在基本不改变现有逆变/整流装置的内部线路布局的情况下实现本技术方案，大大降低了改造成本，拓扑结构紧凑，母排设计简单，极为有利于电气布局和结构设计。
上述说明描述了本发明的优选实施例，但应当理解本发明并非局限于上述实施例，且不应看作对其他实施例的排除。通过本发明的启示，本领域技术人员结合公知或现有技术、知识所进行的改动也应视为在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种T型变换电路，其特征是：包括两个竖向设置的可控开关器件、两个横向设置的可控开关器件、电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容和第二电容；
所述的两个竖向设置的可控开关器件串联连接，一端连接正母线，另一端连接负母线；
所述的两个竖向设置的可控开关器件之间的连接点作为输入输出端；
所述的两个横向设置的可控开关器件位于中间桥臂上；中间桥臂的一端接至输入输出端，中间桥臂的另一端接至电感的一端；电感的另一端接至中线；
所述的两个横向设置的可控开关器件中，符合第一条件或第二条件的可控开关器件定义为第二可控开关器件，符合第三条件或第四条件的可控开关器件定义为第三可控开关器件；所述的第一条件为该可控开关器件的源极或发射极接至电感；所述的第二条件为该可控开关器件的漏极或集电极接至输入输出端；所述的第三条件为该可控开关器件的源极或发射极接至输入输出端；所述的第四条件为该可控开关器件的漏极或集电极接至电感；
所述的第一二极管和第二二极管串接，第一二极管的阴极接至正母线，第二二极管的阳极接至第三可控开关器件的漏极或集电极；所述的第一电容一端接至第一二极管和第二二极管的连接点，另一端接至第三可控开关器件的源极或发射极；
所述的第三二极管和第四二极管串接，第四二极管的阳极接至负母线，第三二极管的阴极接至第二可控开关器件的源极或发射极；所述的第二电容一端接至第三二极管和第四二极管的连接点，另一端接至第二可控开关器件的漏极或集电极。
2.如权利要求1所述的一种T型变换电路，其特征是，所述的第二可控开关器件与所述的第三可控开关器件反向串联连接，第二可控开关器件的漏极或集电极与第三可控开关器件的漏极或集电极相连接。
3.如权利要求1所述的一种T型变换电路，其特征是，所述的第二可控开关器件与所述的第三可控开关器件反向串联连接，第二可控开关器件的源极或发射极与第三可控开关器件的源极或发射极相连接。
4.如权利要求1所述的一种T型变换电路，其特征是，中间桥臂上还包括第五二极管和第六二极管；
所述的第三可控开关器件的源极或发射极与所述的第二可控开关器件的漏极或集电极接至输入输出端；
所述的第二可控开关器件的源极或发射极接至第五二极管的阳极；
所述的第三可控开关器件的漏极或集电极接至第六二极管的阴极；
第五二极管的阴极与第六二极管的阳极接至电感。
5.如权利要求1至4中任一项所述的一种T型变换电路，其特征是，所述的两个竖向设置的可控开关器件中的任一个采用IGBT单元或MOS单元，当采用IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当采用MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。
6.如权利要求1至4中任一项所述的一种T型变换电路，其特征是，所述的两个横向设置的可控开关器件中的任一个采用IGBT单元或MOS单元，当采用IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当采用MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。
7.一种三相变换电路，其特征是，包括第一变换电路、第二变换电路、第三变换电路；
所述的第一变换电路、第二变换电路和第三变换电路均采用如权利要求1至6中任一项所述的一种T型变换电路；
第一变换电路的中线、第二变换电路的中线和第三变换电路的中线相互连接。
8.一种变换装置，其特征是，包括如权利要求1至6中任一项所述的一种T型变换电路，用于实现变流，使电能从直流侧流向交流侧或使电能从交流侧流向直流侧。
9.如权利要求8所述的一种变换装置，其特征是，所述的T型变换电路中的第三二极管、第四二极管、第二电容与第二可控开关器件整合设置为第一电路模块；
所述的第一电路模块的第一端接至第二可控开关器件的源极或发射极，第一电路模块的第二端接至第二可控开关器件的漏极或集电极，第一电路模块的第三端接至第四二极管的阳极，用于连接负母线。
10.如权利要求8所述的一种变换装置，其特征是，所述的T型变换电路中的第一二极管、第二二极管、第一电容与第三可控开关器件整合设置为第二电路模块；
所述的第二电路模块的第四端接至第三可控开关器件的漏极或集电极，第二电路模块的第五端接至第三可控开关器件的源极或发射极，第二电路模块的第六端接至第一二极管的阴极，用于连接正母线。
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