CN108964506A - 一种变换电路及相应的三相变换电路和变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种变换电路及相应的三相变换电路和变换装置。变换电路中，通过在现有技术的I型变换电路中增加了一个电感、四个二极管和两个电容，从而使I型变换电路可控开关器件和二极管器件都能实现软开关，降低功率器件和二极管器件的功耗。采用上述变换电路的变换装置，通过设置第一电路模块或第二电路模块以及第三电路模块或第四电路模块，将现有技术中的元器件与本技术方案中新增的元器件结合，从而可以在基本不改变现有逆变/整流装置的内部线路布局的情况下大大降低了改造成本，拓扑结构紧凑，母排设计简单，极为有利于电气布局和结构设计。

Description

一种变换电路及相应的三相变换电路和变换装置

技术领域

本发明涉及电能变换领域，具体涉及一种I型变换电路。

背景技术

如图1所示，现有技术中，I型三电平变换电路包括第一可控开关器件、第二可控开关器件、第三可控开关器件、第四可控开关器件、第五二极管D5、第六二极管D6；第一可控开关器件、第二可控开关器件、第三可控开关器件和第四可控开关器件依次串接在正母线和负母线之间；第五二极管D5和第六二极管D6串接，第五二极管D5的阴极接至第一可控开关器件和第二可控开关器件的连接点，第六二极管D6的阳极接至第三可控开关器件和第四可控开关器件的连接点；第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点作为输入输出端；第五二极管和第六二极管的连接点接至中线；其中，第一可控开关器件包括第一IGBT管Q1和与其反并联连接的第一续流二极管Dq1；第二可控开关器件包括第二IGBT管Q2和与其反并联连接的第二续流二极管Dq2；第三可控开关器件包括第三IGBT管Q3和与其反并联连接的第三续流二极管Dq3；第四可控开关器件包括第四IGBT管Q4和与其反并联连接的第四续流二极管Dq4；而第一IGBT管Q1的集电极接至正母线，第四IGBT管Q4的发射极接至负母线；现有技术中，当然还包括用于触发第一IGBT管Q1、第二IGBT管Q2、第三IGBT管Q3和第四IGBT管Q4的控制器。现有技术中的I型三电平变换电路相较于双电平变换电路，具有单个IGBT管阻断电压减半、谐波小、损耗低、效率高等优势。

在I型三电平变换电路中，各IGBT管的功耗可以分为通态功耗、通断功耗，其中通断功耗又可以分开通阶段功耗和关断阶段功耗。在工作频率较低时，通态功耗是主要的；但当工作频率较高时，通断功耗则上升为主要的功耗，其中开通阶段功耗比关断阶段功耗还要大。因此，在工作频率较高的情况下，需要实现“软开关”，所谓的“软开关”是指可控开关器件能够实现零电压开关(ZVS)、零电流开关(ZCS)或零电压零电流开关(ZVZXCS)，或者是在通断过程中电流或电压按有限的斜率上升。如果无法实现软开关，则会出现以下问题：

1、功率器件(可控开关器件)损耗大；并导致功率器件温度上升，不仅使工作频率无法提高，而且功率器件的电流、电压容量也无法达到额定指标，使功率器件无法在额定条件下运行，从而制约三电平拓扑的应用；

2、功率器件易被二次击穿；感性负载条件下，功率器件关断时存在尖峰电压；而在容性负载条件下，功率器件开通时存在尖峰电流；从而很容易导致二次击穿，极大地危害功率器件的安全运行，使得需要设计较大的安全工作区(SOA)；

3、产生较大的EMI电磁干扰；在高频工作状态运行时，功率器件本身的极间寄生电容是极为重要的参数。这种极间电容在功率器件的开关过程中会产生两种不利因素：(1)在高电压下开通时，极间寄生电容储能被器件本身吸收和耗散，势必产生温升，且频率越高温升就越严重；(2)极间电容电压转换时dv/dt会耦合到输出端，产生电磁干扰，使系统不稳定。此外，极间电容与电路中的杂散电感会产生振荡，干扰系统正常工作；

4、导致电路拓扑对功率器件的寄生参数十分敏感；当软开关无法实现时，可能存在上下桥臂直通问题，而由于无法实现软开关，功率器件还存在开通延迟时间(死区时间)，而在高频情况下，为了消除死区时间对逆变器性能的影响，所采取的校正措施又使整个系统的设计变得复杂；

5、需要设计吸收电路，吸收电路用于限制功率器件开通时的di/dt和关断时的dv/dt，使动态开关轨迹缩小到直流安全区SOA内，保证功率器件能够安全运行，但吸收电路不能消除开关损耗，且又增加了整个变换装置的设计难度，同时还可能会导致能量再生过程中续流二极管反向恢复和吸收电路的相互干扰引起较大的器件应力；

6、功率器件在高频开关时会产生噪声污染，因此会导致变换电路对输入、输出滤波器的要求较高。

基于以上六点问题，迫切需要实现I型三电平变换电路的软开关。

发明内容

本发明的目的在于解决现有技术中的问题，提供一种变换电路及相应的三相变换电路和变换装置，以使功率器件能实现软开关工作，从而降低功率器件和二极管器件的功耗，并解决现有技术中存在的问题。

为达成上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种变换电路，包括第一可控开关器件、第二可控开关器件、第三可控开关器件、第四可控开关器件、第五二极管、第六二极管、电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容和第二电容；所述的第一可控开关器件、第二可控开关器件、第三可控开关器件和第四可控开关器件依次串接在正母线和负母线之间；所述的第五二极管和第六二极管串接，第五二极管的阴极接至第一可控开关器件和第二可控开关器件的连接点，第六二极管的阳极接至第三可控开关器件和第四可控开关器件的连接点；第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点作为输入输出端；所述的电感一端连接中线，另一端接至第五二极管和第六二极管的连接点；所述的第一二极管和第二二极管串接，第一二极管的阴极接正母线，第二二极管的阳极接至第一可控开关器件和第二可控开关器件的连接点，所述的第一电容一端接至第一二极管和第二二极管的连接点，另一端接至第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点；所述的第三二极管和第四二极管串接，第三二极管的阴极接至第三可控开关器件和第四可控开关器件的连接点，第四二极管的阳极接负母线，所述的第二电容一端接至第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点，另一端接至第三二极管和第四二极管的连接点。

进一步地，所述的第一可控开关器件为IGBT单元或MOS单元，当第一可控开关器件为IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当第一可控开关器件为MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。

进一步地，所述的第二可控开关器件为IGBT单元或MOS单元，当第二可控开关器件为IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当第二可控开关器件为MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。

进一步地，所述的第三可控开关器件为IGBT单元或MOS单元，当第三可控开关器件为IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当第三可控开关器件为MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。

进一步地，所述的第四可控开关器件为IGBT单元或MOS单元，当第四可控开关器件为IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当第四可控开关器件为MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。

一种三相变换电路，包括第一变换电路、第二变换电路、第三变换电路；所述的第一变换电路、第二变换电路和第三变换电路均采用上述的一种变换电路；第一变换电路的中线、第二变换电路的中线和第三变换电路的中线相互连接。

一种变换装置，包括上述的变换电路，用于实现变流，使电能从直流侧流向交流侧或使电能从交流侧流向直流侧。

进一步地，变换电路中的第一二极管、第二二极管和第一电容与第一可控开关器件整合设置为第一电路模块或与第二可控开关器件整合设置为第二电路模块；当第一二极管、第二二极管和第一电容与第一可控开关器件整合设置为第一电路模块时，所述的第一电路模块的第一端接至第一二极管的阴极，用于连接正母线；所述的第一电路模块的第二端接至第二二极管的阳极，用于连接第二可控开关器件；所述的第一电路模块的第三端接至第一电容的一端，用于连接第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点；当第一二极管、第二二极管和第一电容与第二可控开关器件整合设置为第二电路模块时，所述的第二电路模块的第四端接至第一二极管的阴极，用于连接正母线；所述的第二电路模块的第五端接至第二二极管的阳极，用于连接第一可控开关器件；所述的第三电路模块的第六端接至第一电容的一端，用于连接第三可控开关器件。

进一步地，变换电路中的第三二极管、第四二极管和第二电容与第三可控开关器件整合设置为第三电路模块或与第四可控开关器件整合设置为第四电路模块；当第三二极管、第四二极管和第二电容与第三可控开关器件整合设置为第三电路模块时，所述的第三电路模块的第七端接至第二电容的一端，用于连接第二可控开关器件；所述的第三电路模块的第八端接至第三二极管的阴极，用于连接第四可控开关器件；所述的第三电路模块的第九端接至第四二极管的阳极，用于连接负母线；当第三二极管、第四二极管和第二电容与第四可控开关器件整合设置为第四电路模块时，所述的第四电路模块的第十端接至第二电容的一端，用于连接第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点；所述的第四电路模块的第十一端接至第三二极管的阴极，用于连接第三可控开关器件；所述的第四电路模块的第十二端接至第四二极管的阳极，用于连接负母线。

本发明所述的技术方案相对于现有技术，取得的有益效果是：

1、本发明中的变换电路中，所有可控开关器件和二极管器件都能实现软开关，即零电压开关(ZVS)、零电流开关(ZCS)或零电压零电流开关(ZVZCS)，或以有限的dv/dt和di/dt进行通断切换。从而极大地降低了可控开关器件的通断损耗，提高了变换电路的工作效率；使功率器件不易被二次击穿，同时得以消除死区时间；

2、可控开关器件以有限的dv/dt和di/dt进行通断切换，因此系统EMI电磁干扰较未实现软开关要优化得多；

3、由于可控开关器件的通断损耗变小，使得变换装置可以成倍地工作于传统变换装置工作频率之上，因此变换装置所需输出滤波器参数要求变低，尺寸也可以成倍减小，从而有利于进一步降低物料成本，缩减产品尺寸、提高产品功率密度；

4、相较在现有技术，本发明中只增加了一个电感、四个二极管和两个电容，增加器件数量少，结构简单而紧凑，不需要额外增加可控开关器件及控制电路；

5、由于两组二极管器件和电容各跨接在一个可控开关器件两端，形成第一电路模块或第二电路模块以及第三电路模块或第四电路模块，从而将现有技术中的元器件与本技术方案中新增的元器件结合，可以在基本不改变现有逆变/整流装置的内部线路布局的情况下实现本技术方案，大大降低了改造成本，拓扑结构紧凑，母排设计简单，极为有利于电气布局和结构设计。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对发明的进一步理解，构成本发明的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为现有技术中I型变换电路的原理图；

图2为本发明变换电路实施例的原理图；

图3为本发明三相变换电路实施例的原理图；

图4为本发明变换装置实施例一的电连接关系示意图；

图5为本发明变换装置实施例二的电连接关系示意图；

图6为本发明变换电路的实施例进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时正电平向零电平换流前的工作示意图；

图7为本发明变换电路的实施例进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时正电平向零电平换流的第一阶段工作示意图；

图8为本发明变换电路的实施例进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时正电平向零电平换流的第二阶段工作示意图；

图9为本发明变换电路的实施例进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时零电平向正电平换流前的工作示意图；

图10为本发明变换电路的实施例进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时零电平向正电平换流的第三阶段工作示意图；

图11为本发明变换电路的实施例进行DC/AC变换，逆变输出电压为正半周期时零电平向正电平换流的第四阶段工作示意图；

图12为本发明变换电路的实施例进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时正电平向零电平换流前的工作示意图；

图13为本发明变换电路的实施例进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时正电平向零电平换流的第一阶段工作示意图；

图14为本发明变换电路的实施例进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时正电平向零电平换流的第二阶段工作示意图；

图15为本发明变换电路的实施例进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时零电平向正电平换流前的工作示意图；

图16为本发明变换电路的实施例进行AC/DC变换，交流输入电压为正半周期时零电平向正电平换流的工作示意图。

具体实施方式

为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚、明白，以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图2示出了本发明变换电路的实施例的原理图。如图2所示，实施例中的变换电路包括第一可控开关器件、第二可控开关器件、第三可控开关器件、第四可控开关器件、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第一电容C1、第二电容C2、第三极性电容C3、第四极性电容C4和电感L。

其中，第一可控开关器件采用IGBT单元，包括第一IGBT管Q1和与其反并联连接的第一续流二极管Dq1；第二可控开关器件采用IGBT单元，包括第二IGBT管Q2和与其反并联连接的第二续流二极管Dq2；第三可控开关器件采用IGBT单元，包括第三IGBT管Q3和与其反并联连接的第三续流二极管Dq3；第四可控开关器件采用IGBT单元，包括第四IGBT管Q4和与其反并联连接的第四续流二极管Dq4。上述的反并联连接，具体而言是指二极管的阳极接IGBT管的发射极，而二极管的阴极接IGBT管的集电极。当然，可控开关器件也可使用MOS单元，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。

第一可控开关器件、第二可控开关器件、第三可控开关器件和第四可控开关器件依次串接在正母线和负母线之间。具体而言，第一IGBT管Q1的集电极接正母线，第一IGBT管Q1的发射极接第二IGBT管Q2的集电极，第二IGBT管Q2的发射极接第三IGBT管Q3的集电极，第三IGBT管Q3的发射极接第四IGBT管Q4的集电极，第四IGBT管Q4的发射极接负母线。

第五二极管D5和第六二极管D6串接，第五二极管D5的阴极接至第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2的连接点，第六二极管D6的阳极接至第三IGBT管Q3和第四IGBT管Q4的连接点。第五二极管D5的阳极接至第六二极管D6的阴极。

第三极性电容C3的正极接正母线，负极接中线；第四极性电容C4的正极接中线，负极接负母线。

电感L一端连接中线端子，另一端接至第五二极管D5和第六二极管D6的连接点。

第一二极管D1和第二二极管D2串接，第一二极管D1的阴极接正母线，第二二极管D2的阳极接第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2的连接点，第一二极管D1的阳极接第二二极管D2的阴极。第一电容C1的一端接第一二极管D1和第二二极管D2的连接点，另一端接至第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3的连接点。

第三二极管D3和第四二极管D4串接，第三二极管D3的阴极接第三IGBT管Q3和第四IGBT管Q4的连接点，第三二极管D3的阳极接第四二极管D4的阴极。第四二极管D4的阳极接负母线。第二电容C2的一端接第三二极管D3和第四二极管D4的连接点，另一端接至第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3的连接点。

本实施例的变换电路，可以实现在逆变和整流过程中，所有可控开关器件和二极管器件都能实现软开关，即零电压开关(ZVS)、零电流开关(ZCS)或零电压零电流开关(ZVZCS)，或以有限的dv/dt和di/dt进行通断切换。具体而言：

当变换电路工作于逆变时，包括逆变输出电压为正半周期和逆变输出电压为负半周期两个半周期，每个半周期又分为正/负电平向零电平换流和零电平向正/负电平换流两个过程：

逆变输出电压为正半周期时，正电平向零电平换流过程如下：

图6示出了正电平向零电平换流前的状态。正电平向零电平换流前，第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2处于导通状态，第三IGBT管Q3和第四IGBT管Q4处于截止状态。电流从正母线，经第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2流向负载Z。由于第二IGBT管Q2导通，因此第一电容C1处于零电压放电状态。由于第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2处于导通状态，负载输出点电平钳位在正母线，第二电容C2被充电至Vdc状态。而电感L的电流为零。

图7示出了正电平向零电平换流过程中第一阶段的工作状态。在第一阶段中，第二IGBT管Q2保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态，而第一IGBT管Q1则从导通状态转至截止状态，第三IGBT管Q3则从截止状态转至导通状态。如图7所示，第二电容C2通过第四二极管D4向负载Z放电。在第二电容C2放电完成后，第四二极管D4截止。第一阶段完成。由于第二电容C2上电压是逐步放电到零。因此，第一IGBT管Q1在从导通转至截止的过程中的电压是从零开始以有限的dV/dt建立的。负载Z的电流则由第二电容C2提供。因此，第一IGBT管Q1是以零电压方式关断的，而第三IGBT管Q3在开通全过程没有电流经过，导通和关断的损耗都为零，属于典型的软开关过程。

图8示出了正电平向零电平换流过程中第二阶段的工作状态。第一阶段结束后，第三续流二极管Dq3和第四续流二极管Dq4开始续流导通。负载输出电平钳位在-Vdc/2电平。此时，电感L通过第五二极管D5、第二IGBT管Q2开始储能。电感L的电流则从零开始线性增加。与此同时，第三续流二极管Dq3和第四续流二极管Dq4的电流则同比减少。当第三续流二极管Dq3和第四续流二极管Dq4的电流为零后，换流过程完成。此时，第三续流二极管Dq3和第四续流二极管Dq4截止，由第五二极管D5、第二IGBT管Q2承载负载电流。由于流经电感L的电流不能突变，必须从零开始线性增加，因此，以上过程中在第三续流二极管Dq3、第四续流二极管Dq4、第二IGBT管Q2和第五二极管D5中发生的电流变化都是以有限的电流变化率di/dt进行的。所以在第二阶段，所有的可控开关器件和二极管器件都工作在软开关状态。

逆变输出电压为正半周期时，零电平向正电平换流过程如下：

图9示出了逆变输出电压为正半周期时，正电平向零电平换流后的状态，或者说是零电平向正电平换流前的状态。零电平向正电平换流前，第一IGBT管Q1和第四IGBT管Q4处于截止状态，第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3处于导通状态。此时，电流从电感L流经第五二极管D5和第二IGBT管Q2为负截Z供电。此时，第三IGBT管Q3虽然导通，但没有电流流过，而第一电容C1和第二电容C2处于零电压放电状态。

图10示出了零电平向正电平换流过程中第三阶段的工作状态。在第三阶段中，第二IGBT管Q2保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态，而第一IGBT管Q1则从截止状态转至导通状态，第三IGBT管Q3则从导通状态转至截止状态。如图10所示，在转换过程中，第一IGBT管Q1上半母线电压通过第一IGBT管Q1、第五二极管D5输出钳位在Vdc/2电平，对电感L反向加压，迫使电感L电流线性减少。与此同时，上半母线通过第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2对负载建立供电回路。上述两个回路并存同时工作。随着电感电流逐渐减少，负载电流向第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2过渡。当电感电流减为零时，第五二极管D5反向截止。上述过程中，在第一IGBT管Q1从截止状态转至导通状态瞬间，由于电感L的电流为负载电流，因此第一IGBT管Q1导通过程为零电流导通，且第一IGBT管Q1在开通过程中的电流是以有限的di/dt建立，所以第一IGBT管Q1的开通是软开关工作模式。而第三IGBT管Q3从导通状态转至截止状态过程中都没有电流通过，属于零电压、零电流截止，也是属于软开关工作模式。

图11示出了零电平向正电平换流过程中第四阶段的工作状态。第三阶段完成后，由于第二电容C2电压为零，负载输出电平钳位在Vdc/2电平。因此，上半母线通过第一IGBT管Q1、第二IGBT管Q2、第三二极管D3、第六二极管D6和电感L对第二电容C2充电。由于电感L的存在，当第二电容C2电压充至Vdc时，第三二极管D3和第六二极管D6反向截止，充电的换流过程完成，回到通过第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2对负载Z供电的状态，即图6的状态。在第二电容C2充电过程中，第三二极管D3、第六二极管D6由于与电感L串联，因此是以有限电流变化率di/dt导通和截止的。因此，第三二极管D3和第六二极管D6导通与截止过程中的开关损耗非常低。

逆变输出电压为负半周期时的换流过程与逆变输出电压为正半周期时的换流过程类似，负电平向零电平换流或者零电平向负电平换流同样都需要经历两个阶段，在此不再详述。

当变换电路工作于整流时，包括交流输入电压为正半周期和交流输入电压为负半周期两个半周期，每个半周期又分为正/负电平向零电平换流和零电平向正/负电平换流两个过程：

交流输入电压为正半周期时，正电平向零电平换流过程如下：

图12示出了正电平向零电平换流前的状态。正电平向零电平换流前，第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2处于导通状态，第三IGBT管Q3和第四IGBT管Q4处于截止状态。整流电流经过第二续流二极管Dq2和第一续流二极管Dq1流向母线。由于第二IGBT管Q2导通，因此第一电容C1处于零电压放电状态。由于第一IGBT管Q1和第二IGBT管Q2导通，因此第二电容C2被充电至Vdc状态，此时电感L的电流为零。

图13示出了正电平向零电平换流过程中第一阶段的工作状态。在第一阶段中，第二IGBT管Q2保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态，而第一IGBT管Q1则从导通状态转至截止状态，第三IGBT管Q3则从截止状态转至导通状态。这个过程中，第三IGBT管Q3、第六二极管D6和电感L与输入源Z建立回路。由于电感L的存在，第三IGBT管Q3导通后，电感L的电流从零开始线性增加。与此同时，流经第一续流二极管Dq1和第二续流二极管Dq2的电流相应地线性减少，直至电感L的电流达到整流电流，此时第一续流二极管Dq1和第二续流二极管Dq2截止。在这个阶段，由于第一续流二极管Dq1的存在，第一IGBT管Q1从导通状态转至截止状态的过程属于零电压、零电流截止。而由于电感L的存在，第三IGBT管Q3从截止状态转至导通状态的过程中，电流是从零开始线性增加的，因此第三IGBT管Q3导通过程属于零电流开通，也是软开关过程。

图14示出了正电平向零电平换流过程中第二阶段的工作状态。第一阶段完成后，第一续流二极管Dq1和第二续流二极管Dq2截止。第二电容C2通过第三IGBT管Q3、第四二极管D4和电感L开始放电。放电到零后，第二阶段完成。

交流输入电压为正半周期时，零电平向正电平换流过程如下：

图15示出了正电平向零电平换流过程结束后的状态，也即是零电平向正电平换流之前的状态。此时，第二电容C2放电结束，由第三IGBT管Q3、第六二极管D6、电感L承载整流电流。第一IGBT管Q1和第四IGBT管Q4处于截止状态，第二IGBT管Q2和第三IGBT管Q3处于导通状态，但其中，第二IGBT管Q2没有电流流过。而第一电容C1和第二电容C2均处于零放电状态。经过电感L的电流为整流电流。

图16示出了零电平向正电平换流过程的工作状态。零电平向正电平换流时，第二IGBT管Q2保持导通状态，第四IGBT管Q4保持截止状态，而第一IGBT管Q1则从截止状态转至导通状态，第三IGBT管Q3则从导通状态转至截止状态。当第三IGBT管转至截止状态，由于第二电容C2的存在，整流电流从原来流经第三IGBT管Q3转至流经第二电容C2，对第二电容C2充电。当第二电容C2完成充电，电感L的电流变为零，整流电流经第二续流二极管Dq2和第一续流二极管Dq1完成换流，从而回到图13示出的正电平向零电平换流前的工作状态。上述过程中，第三IGBT管Q3在截止瞬间，由于第二电容C2的存在，第三IGBT管Q3的电压是线性增加的，因此，第三IGBT管Q3的截止过程属于零电压零电流截止过程，是软开关过程。而第一IGBT管在从截止状态转至导通状态的过程中，不流过电流，因此也属于零电压零电流截止过程，是软开关过程。由于电感L的存在，第三二极管D3和第六二极管D6在截止过程中，电流是以di/dt的方式线性降低的，因此也属于软开关过程。

交流输入电压为负半周期时的换流过程与交流输入电压为正半周期时的换流过程类似，负电平向零电平换流或者零电平向负电平的换流过程也类似，在此不再详述。

综上所述，采用实施例中的变换电路，所有可控开关器件和二极管器件都能实现软开关，即零电压开关(ZVS)、零电流开关(ZCS)或零电压零电流开关(ZVZCS)，或以有限的dv/dt和di/dt进行通断切换。从而极大地降低了可控开关器件的通断损耗，提高了变换电路的工作效率，使功率器件不易被二次击穿，同时得以消除死区时间。。同时可控开关器件以有限的dv/dt和di/dt进行通断切换，因此系统EMI电磁干扰较未实现软开关要优化得多。由于可控开关器件的通断损耗变小，使得变换装置可以成倍地工作于传统变换装置工作频率之上，因此变换装置所需输出滤波器参数要求变低，尺寸也可以成倍减小，从而有利于进一步降低物料成本，缩减产品尺寸、提高产品功率密度。相较在现有技术，本实施例中只增加了一个电感、四个二极管和两个电容，增加器件数量少，结构简单而紧凑，不需要额外增加可控开关器件及控制电路。

图3示出了本发明中三相变换电路的实施例原理图。如图3所示，实施例中的三相变换电路包括第一变换电路、第二变换电路、第三变换电路；第一变换电路、第二变换电路和第三变换电路均采用上述变换电路的实施例中描述的变换电路；第一变换电路的中线、第二变换电路的中线和第三变换电路的中线相互连接。

上述的三相变换电路由于采用了前述的变换电路，同样可以实现可控开关器件软开关的效果。

图4是变换装置的实施例一的示意图。该变换装置采用了如图2所述的变换电路。

其中，第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1与第一可控开关器件整合设置为第一电路模块U1，其中第一可控开关器件包括第一IGBT管Q1和与其反并联连接的第一续流二极管Dq1。第一电路模块U1设有第一连接端S1、第二连接端S2和第三连接端S3；所述的第一连接端S1接至第一二极管D1的阴极，用于连接正母线；所述的第二连接端S2接至第二二极管D2的阳极，用于连接第二可控开关器件；所述的第三连接端S3接至第一电容C1的一端，用于连接第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点。而第一电路模块U1内，各元器件保持它们在图2所述的变换电路中的连接关系。

同时，第三二极管D3、第四二极管D4、第二电容C2与第四可控开关器件整合设置为第四电路模块U4，其中第四可控开关器件包括第四IGBT管Q4和与其反并联连接的第四续流二极管Dq4。第四电路模块U4设有第十连接端S10、第十一连接端S11和第十二连接端S12；所述的第十连接端S10接至第二电容C2的一端，用于连接第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点；所述的第十一连接端S11接至第三二极管D3的阴极，用于连接第三可控开关器件；所述的第十二连接端S12接至第四二极管的阳极，用于连接负母线。而第四电路模块U4内，各元器件保持它们在图2所述的变换电路中的连接关系。

图5是变换装置的实施例二的示意图。该变换装置采用了如图2所述的变换电路。

其中，第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1与第二可控开关器件整合设置为第二电路模块U2，其中第二可控开关器件包括第二IGBT管Q2和与其反并联连接的第一续流二极管Dq2。第二电路模块U2设有第四连接端S4、第五连接端S5和第六连接端S6；所述的第四连接端S4接至第一二极管D1的阴极，用于连接正母线；所述的第五连接端S5接至第二二极管D2的阳极，用于连接第一可控开关器件；所述的第六连接端S6接至第一电容C1的一端，用于连接第三可控开关器件；而第二电路模块U2内，各元器件保持它们在图2所述的变换电路中的连接关系。

同时，第三二极管D3、第四二极管D4、第二电容C2与第三可控开关器件整合设置为第四电路模块U3，其中第三可控开关器件包括第三IGBT管Q3和与其反并联连接的第三续流二极管Dq3。第三电路模块U4设有第七连接端S7、第八连接端S8和第九连接端S9；所述的第七连接端S7接至第二电容C2的一端，用于连接第二可控开关器件；所述的第八连接端S8接至第三二极管D3的阴极，用于连接第四可控开关器件；所述的第九连接端S9接至第四二极管D4的阳极，用于连接负母线；而第三电路模块U3内，各元器件保持它们在图2所述的变换电路中的连接关系。

除了以上两个实施例外，第一电路模块U1或第二电路模块U2可以单独存在，第三电路模块U3或第四电路模块U4也可以单独存在，第一电路模块U1可以与第三电路模块U3配合，第二电路模块U2也可以与第四电路模块U4配合。

从上述两个变换装置的实施例我们可以看到，由于两组二极管器件和电容各跨接在一个可控开关器件两端，形成第一电路模块或第二电路模块以及第三电路模块或第四电路模块，从而将现有技术中的元器件与本技术方案中新增的元器件结合，可以在基本不改变现有逆变/整流装置的内部线路布局的情况下实现本技术方案，大大降低了改造成本，拓扑结构紧凑，母排设计简单，极为有利于电气布局和结构设计。

上述说明描述了本发明的优选实施例，但应当理解本发明并非局限于上述实施例，且不应看作对其他实施例的排除。通过本发明的启示，本领域技术人员结合公知或现有技术、知识所进行的改动也应视为在本发明的保护范围内。

Claims (9)

1.一种变换电路，包括第一可控开关器件、第二可控开关器件、第三可控开关器件、第四可控开关器件、第五二极管和第六二极管；所述的第一可控开关器件、第二可控开关器件、第三可控开关器件和第四可控开关器件依次串接在正母线和负母线之间；所述的第五二极管和第六二极管串接，第五二极管的阴极接至第一可控开关器件和第二可控开关器件的连接点，第六二极管的阳极接至第三可控开关器件和第四可控开关器件的连接点；第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点作为输入输出端；

其特征是，还包括电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容和第二电容；

所述的电感一端连接中线，另一端接至第五二极管和第六二极管的连接点；

所述的第一二极管和第二二极管串接，第一二极管的阴极接正母线，第二二极管的阳极接至第一可控开关器件和第二可控开关器件的连接点，所述的第一电容一端接至第一二极管和第二二极管的连接点，另一端接至第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点；

所述的第三二极管和第四二极管串接，第三二极管的阴极接至第三可控开关器件和第四可控开关器件的连接点，第四二极管的阳极接负母线，所述的第二电容一端接至第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点，另一端接至第三二极管和第四二极管的连接点。

2.如权利要求1所述的一种变换电路，其特征是，所述的第一可控开关器件为IGBT单元或MOS单元，当第一可控开关器件为IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当第一可控开关器件为MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。

3.如权利要求1所述的一种变换电路，其特征是，所述的第二可控开关器件为IGBT单元或MOS单元，当第二可控开关器件为IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当第二可控开关器件为MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。

4.如权利要求1所述的一种变换电路，其特征是，所述的第三可控开关器件为IGBT单元或MOS单元，当第三可控开关器件为IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当第三可控开关器件为MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。

5.如权利要求1所述的一种变换电路，其特征是，所述的第四可控开关器件为IGBT单元或MOS单元，当第四可控开关器件为IGBT单元时，所述的IGBT单元包括IGBT管和与IGBT管反并联连接的二极管；当第四可控开关器件为MOS单元时，所述的MOS单元可为带体二极管的MOS管或包括不带体二极管的MOS管和反并联二极管。

6.一种三相变换电路，其特征是，包括第一变换电路、第二变换电路、第三变换电路；

所述的第一变换电路、第二变换电路和第三变换电路均采用如权利要求1至5中任一项所述的一种变换电路；

第一变换电路的中线、第二变换电路的中线和第三变换电路的中线相互连接。

7.一种变换装置，其特征是，包括如权利要求1至5中任一项所述的一种变换电路，用于实现变流，使电能从直流侧流向交流侧或使电能从交流侧流向直流侧。

8.如权利要求7所述的一种变换装置，其特征是，变换电路中的第一二极管、第二二极管和第一电容与第一可控开关器件整合设置为第一电路模块或与第二可控开关器件整合设置为第二电路模块；

当第一二极管、第二二极管和第一电容与第一可控开关器件整合设置为第一电路模块时，所述的第一电路模块的第一端接至第一二极管的阴极，用于连接正母线；所述的第一电路模块的第二端接至第二二极管的阳极，用于连接第二可控开关器件；所述的第一电路模块的第三端接至第一电容的一端，用于连接第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点；

当第一二极管、第二二极管和第一电容与第二可控开关器件整合设置为第二电路模块时，所述的第二电路模块的第四端接至第一二极管的阴极，用于连接正母线；所述的第二电路模块的第五端接至第二二极管的阳极，用于连接第一可控开关器件；所述的第三电路模块的第六端接至第一电容的一端，用于连接第三可控开关器件。

9.如权利要求7所述的一种变换装置，其特征是，变换电路中的第三二极管、第四二极管和第二电容与第三可控开关器件整合设置为第三电路模块或与第四可控开关器件整合设置为第四电路模块；

当第三二极管、第四二极管和第二电容与第三可控开关器件整合设置为第三电路模块时，所述的第三电路模块的第七端接至第二电容的一端，用于连接第二可控开关器件；所述的第三电路模块的第八端接至第三二极管的阴极，用于连接第四可控开关器件；所述的第三电路模块的第九端接至第四二极管的阳极，用于连接负母线；

当第三二极管、第四二极管和第二电容与第四可控开关器件整合设置为第四电路模块时，所述的第四电路模块的第十端接至第二电容的一端，用于连接第二可控开关器件和第三可控开关器件的连接点；所述的第四电路模块的第十一端接至第三二极管的阴极，用于连接第三可控开关器件；所述的第四电路模块的第十二端接至第四二极管的阳极，用于连接负母线。