JP5195161B2

JP5195161B2 - 共振型インバータ装置

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Publication number: JP5195161B2
Application number: JP2008218016A
Authority: JP
Inventors: 豊末廣
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2008-08-27
Filing date: 2008-08-27
Publication date: 2013-05-08
Anticipated expiration: 2028-08-27
Also published as: JP2010057239A

Description

本発明は、高効率な電力変換器が求められている太陽光発電用系統連系インバータや燃料電池用系統連系インバータ等の共振型インバータ装置に関する。

電力変換器の効率を向上させる手段としてソフトスイッチングが有効である。このソフトスイッチング方式として、図１０に示すような共振型インバータ装置が知られている。

この共振型インバータ装置は、直列に接続されたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点と直流電源ＶＤＣの電源電圧ＶＤＣの１／２の電圧を生成するための２つのコンデンサＣ５，Ｃ６の中点との間に、共振用のリアクトルＬ１と双方向スイッチを構成するＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＱ３，Ｑ４とで構成された直列回路が接続されている。

この共振型インバータ装置によれば、スイッチＱ３，Ｑ４を同時にオン／オフすることによって、ハーフブリッジ構成やフルブリッジ構成のインバータ回路の１アームを構成するスイッチＱ１，Ｑ２に並列に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２とリアクトルＬ１とによって共振動作が行なわれる。このソフトスイッチング方式では、インバータ回路のスイッチＱ１，Ｑ２のターンオン時及びターンオフ時にサージ電圧が発生しないため、損失及びノイズを低減することができる。

また、前述した従来技術に関連する技術として、特許文献１に記載された電力変換装置が知られている。
特開平７−３３７０２２号公報

しかしながら、共振動作を行うための２つのスイッチＱ３，Ｑ４（又はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイパーラトランジスタ）、トランジスタ）で構成される双方向スイッチにおいては、スイッチＱ３，Ｑ４のターンオフ時に、図１１に示すように、リアクトルＬ１とスイッチＱ３，Ｑ４の出力容量とによってスイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧Ｑ３Ｖｄｓに共振によるサージ電圧（リンギング電圧）が発生する。このため、高耐圧のスイッチＱ３，Ｑ４を使用しなければならない上にノイズが発生してしまう。

また、２つのスイッチＱ３，Ｑ４とリアクトルＬ１との直列回路の配置は、図１２に示す６通りの配置がある。図１２（ａ）（ｂ）の例では、スイッチＱ３の一端が安定電位に接続されているが、スイッチＱ４は両端が安定電位に接続されておらず不安定となる。

図１２（ｃ）（ｄ）の例では、スイッチＱ３の両端の電位が不安定でスイッチＱ４の一端はスイッチＱ１，Ｑ２のスイッチングモードによって電源電圧ＶＤＣか０Ｖとなる。

図１２（ｅ）（ｆ）の例では、スイッチＱ３の一端が安定電位となり、スイッチＱ４がスイッチＱ１，Ｑ２のスイッチングモードによって電源電圧ＶＤＣが０Ｖとなる。共振動作に影響がない回路構成であるが、スイッチＱ３，Ｑ４を電源電圧ＶＤＣの１／２程度にサージ電圧を抑えるのが困難である。

スイッチＱ３，Ｑ４とリアクトルＬ１との直列回路には、理想的には電源電圧ＶＤＣの１／２の電圧しか印加されないにも拘わらず、サージ電圧のためにスイッチＱ３，Ｑ４の耐圧をスイッチＱ１，Ｑ２と同等以上の耐圧とする必要があり、効率が悪化する。また、オン抵抗の高いスイッチを使用しなければならないため、コストが上昇してしまう。

本発明は、ノイズ及びサージ電圧を低減することにより、低耐圧で低コストのスイッチを使用できる共振型インバータ装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源の正極と負極との間に接続され、第１コンデンサとこの第１コンデンサと同一容量の第２コンデンサとからなる第１直列回路と、前記直流電源の正極と負極との間に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第２直列回路と、前記第１スイッチに並列に接続された第３コンデンサと、前記第２スイッチに並列に接続された第４コンデンサと、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に第１主電極が接続され、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがオフしている時にオンする第３スイッチと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、第１主電極が前記リアクトルの他端に接続され、第２主電極が前記第３スイッチの第２主電極に接続され、前記第３スイッチと同時にオンする第４スイッチと、前記第３スイッチに並列に接続される第５コンデンサと、前記第４スイッチに並列に接続される第６コンデンサと、前記第３スイッチの第２主電極にアノードが接続された第１ダイオード、一端が前記第１ダイオードのカソードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第７コンデンサ、一端が前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのカソードとに接続され他端が前記直流電源の正極に接続された第１抵抗を有する第１サージ抑制回路と、前記第４スイッチの第１主電極にカソードが接続された第２ダイオード、一端が前記第２ダイオードのアノードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第８コンデンサ、一端が前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのアノードに接続され他端が前記直流電源の負極に接続された第２抵抗を有する第２サージ抑制回路とを有することを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の共振型インバータ装置において、前記第１抵抗に代えて、アノードが前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのカソードとに接続されカソードが前記直流電源の正極に接続された第３ダイオードを設け、前記第２抵抗に代えて、カソードが前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのアノードに接続されアノードが前記直流電源の負極に接続された第４ダイオードを設けたことを特徴とする。

請求項３の発明は、直流電源の正極と負極との間に接続され、第１コンデンサとこの第１コンデンサと同一容量の第２コンデンサとからなる第１直列回路と、前記直流電源の正極と負極との間に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第２直列回路と、前記第１スイッチに並列に接続された第３コンデンサと、前記第２スイッチに並列に接続された第４コンデンサと、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に第２主電極が接続され、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがオフしている時にオンする第３スイッチと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、第２主電極が前記リアクトルの他端に接続され、第１主電極が前記第３スイッチの第１主電極に接続され、前記第３スイッチと同時にオンする第４スイッチと、前記第３スイッチに並列に接続される第５コンデンサと、前記第４スイッチに並列に接続される第６コンデンサと、前記第３スイッチの第１主電極にカソードが接続された第１ダイオード、一端が前記第１ダイオードのアノードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第７コンデンサ、一端が前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのアノードとに接続され他端が前記直流電源の負極に接続された第１抵抗を有する第１サージ抑制回路と、前記第４スイッチの第２主電極にアノードが接続された第２ダイオード、一端が前記第２ダイオードのカソードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第８コンデンサ、一端が前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのカソードに接続され他端が前記直流電源の正極に接続された第２抵抗を有する第２サージ抑制回路とを有することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３記載の共振型インバータ装置において、前記第１抵抗に代えて、カソードが前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのアノードとに接続されアノードが前記直流電源の負極に接続された第３ダイオードを設け、前記第２抵抗に代えて、アノードが前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのカソードに接続されカソードが前記直流電源の正極に接続された第４ダイオードを設けたことを特徴とする。

請求項１，３の発明によれば、第１コンデンサと第２コンデンサとの接続点に第３スイッチを接続し、第１スイッチと第２スイッチとの接続点にリアクトルを接続し、第３スイッチとリアクトルとの間に第４スイッチを接続したので、第３スイッチ及び第４スイッチのターンオフが共振電流がゼロとなる前後で行われ、リアクトルのエネルギーによるサージ電圧が発生する場合でも、第３スイッチ及び第４スイッチに印加される電圧が第１サージ抑制回路及び第２サージ抑制回路により直流電源の電源電圧の略１／２で抑制される。即ち、第３スイッチ及び第４スイッチのターンオフのタイミングにバラツキがあっても第３スイッチ及び第４スイッチに過大なサージ電圧を発生させることがなくノイズを低減できる。また、サージ電圧が抑制されることにより、低耐圧で低コストで低オン抵抗のスイッチを使用できる。

請求項２，４の発明によれば、抵抗の代わりにダイオードを接続することによって、第７コンデンサ及び第８コンデンサの電圧が直流電源の電源電圧にクランプされるため、サージ電圧が抑制される。

以下、本発明の共振型インバータ装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

本発明の共振型インバータ装置は、共振回路を構成する２つのスイッチのターンオフ時に発生する各スイッチのドレイン−ソース間の電圧上昇を電源電圧の略１／２に抑制するための最適なスイッチの配置を導き出し、サージ抑制回路によりサージ電圧を抑制することでノイズ及びサージ電圧を低減して、低耐圧で低コストで低オン抵抗のスイッチを使用することを特徴とする。

図１は本発明の実施例１の共振型インバータ装置を示す回路図である。図１において、直流電源ＶＤＣの正極と負極との間には、コンデンサＣ５（第１コンデンサ）とこのコンデンサＣ５と同一容量のコンデンサＣ６（第２コンデンサ）とからなる直列回路が接続されている。直流電源ＶＤＣの正極と負極との間には、還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなるスイッチＱ１（第１スイッチ）と還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなるスイッチＱ２（第２スイッチ）とからなる直列回路が接続されている。スイッチＱ１には並列にコンデンサＣ１（第３コンデンサ）が接続され、スイッチＱ２には並列にコンデンサＣ２（第４コンデンサ）が接続されている。

コンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂには還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなるスイッチＱ３（第３スイッチ）のソース（第１主電極）が接続されている。スイッチＱ１とスイッチＱ２との接続点ＡにはリアクトルＬ１の一端が接続されている。還流ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなるスイッチＱ４（第４スイッチ）は、ソース（第１主電極）がリアクトルＬ１の他端に接続され、ドレイン（第２主電極）がスイッチＱ３のドレイン（第２主電極）に接続されている。スイッチＱ３には並列にコンデンサＣ３（第５コンデンサ）が接続されている。スイッチＱ４には並列にコンデンサＣ４（第６コンデンサ）が接続されている。スイッチＱ３，Ｑ４で双方向スイッチ（交流スイッチともいう）を構成している。

スイッチＱ３のドレインにはダイオードＤ１（第１ダイオード）のアノードが接続されている。コンデンサＣ７（第７コンデンサ）は、一端がダイオードＤ１のカソードに接続され他端がコンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂに接続されている。第１抵抗Ｒ１は、一端がコンデンサＣ７の一端とダイオードＤ１のカソードとに接続され他端が直流電源ＶＤＣの正極に接続されている。ダイオードＤ１とコンデンサＣ７と第１抵抗Ｒ１とは第１サージ抑制回路を構成する。

スイッチＱ４のソースにはダイオードＤ２（第２ダイオード）のカソードが接続されている。コンデンサＣ８（第８コンデンサ）は、一端がダイオードＤ２のアノードに接続され他端がコンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂに接続されている。第２抵抗Ｒ２は、一端がコンデンサＣ８の一端とダイオードＤ２のアノードに接続され他端が直流電源ＶＤＣの負極に接続されている。ダイオードＤ２とコンデンサＣ８と第２抵抗Ｒ２とは第２サージ抑制回路を構成する。

制御部（不図示）は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とは所定のデットタイム（スイッチＱ１，Ｑ２が共にオフである期間）を設けて交互にオン／オフさせると共にスイッチＱ１とスイッチＱ２とがオフしている所定のデットタイム期間中にスイッチＱ３とスイッチＱ４とを同時にオンさせる。

次に、実施例１の共振型インバータ装置のスイッチＱ３，Ｑ４に発生するサージ電圧の抑制について説明する。図１では、共振動作を理解し易くするため、ハーフブリッジ構成のインバータ回路の１アーム（スイッチＱ１，Ｑ２）に電流源ＣＣ１が接続されているとして説明する。

まず、スイッチＱ１及びスイッチＱ２がオフしている時に、インバータ回路から出力電流が図１の向きに流れているモードにおいて、スイッチＱ３及びスイッチＱ４がオンする。

この時、直流電源ＶＤＣの負極側の電位を基準にすると、Ａ点の電位はスイッチＱ２の還流ダイオードがオンしているため、０Ｖとなっている。Ｂ点の電位は電源電圧ＶＤＣのＶＤＣ／２であるため、Ｂ点からＡ点に電流が流れる。この時、電流はスイッチＱ３の還流ダイオードを通り、スイッチＱ４はリアクトルＬ１によりゼロ電流スイッチング（ソフトスイッチング）となる。このため、スイッチＱ４のターンオン時のスイッチングロスはほとんど発生しない。

リアクトルＬ１に流れる電流は、（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで電流源ＣＣ１の電流まで上昇していき、電流源ＣＣ１の電流に達した時にリアクトルＬ１（インダクタンス値をＬ１とする）とコンデンサＣ１，Ｃ２（コンデンサＣ１，Ｃ２の容量をＣ１とする）とで共振する。この時、コンデンサＣ１が放電してコンデンサＣ２が充電する経路となり、π√（Ｌ１×２Ｃ１）の周期でコンデンサＣ１の電圧が０Ｖとなり、コンデンサＣ２の電圧が電源電圧ＶＤＣとなる。コンデンサＣ１の電圧が０ＶでスイッチＱ１をオンし、スイッチＱ１がゼロ電圧スイッチング（ソフトスイッチング）となる。

共振動作後には、Ａ点の電位が０Ｖから電源電圧ＶＤＣとなっているため、リアクトルＬ１には共振が始まった時とは逆の向きにＶＤＣ／２の電圧が印加されている。このため、（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きでリアクトルＬ１に流れる共振電流が減少する。

共振電流が０となった時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４を同時にオフする。この時、スイッチＱ３，Ｑ４の出力容量を考慮すると、リアクトルＬ１とスイッチＱ４の還流ダイオードとスイッチＱ３の出力容量とで直列共振回路が生成される。従って、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフした後、Ａ点からＢ点へ引き続き電流が流れ、リアクトルＬ１とスイッチＱ３の出力容量により傾きの鋭い電圧上昇が発生してこれがサージ電圧となる。

即ち、スイッチＱ３の電圧が上昇した時、ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ７に電流が流れる。コンデンサＣ７に電流が流れ込むことにより、コンデンサＣ７の電圧が上昇していき、電源電圧ＶＤＣ以上となると第１抵抗Ｒ１を介して直流電源ＶＤＣに電流が流れる。これにより、電流は、Ａ点→Ｌ１→Ｑ４の還流ダイオード→Ｄ１→Ｒ１→Ｑ１→Ａ点の経路で流れて、経路のインピーダンスで減少していく。このため、スイッチＱ３の電圧上昇はＶＤＣ／２程度に抑制することができる。

次に、図２では、電流源ＣＣ２がスイッチＱ１のドレイン−ソース間に接続されているとして説明する。

電流源ＣＣ２の電流はスイッチＱ１の還流ダイオードを流れているため、Ａ点の電位は電源電圧ＶＤＣとなっている。この時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をオンすると、Ａ点からＢ点へ（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで電流が増加する。

リアクトルＬ１の電流が電流源ＣＣ２の電流に達した時、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とで共振が発生し、π√（Ｌ１×２Ｃ１）の周期でコンデンサＣ１が電源電圧ＶＤＣまで充電され、コンデンサＣ２が０Ｖまで放電される。この時、スイッチＱ２をオンすると、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチングとなり、損失が発生しない。

共振動作後には、Ａ点の電位が０Ｖとなっているため、共振電流は（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで減少する。共振電流が０となった時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をオフすると、リアクトルＬ１とスイッチＱ３の還流ダイオードとスイッチＱ４の出力容量で直列共振回路が生成される。このため、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフした後、Ｂ点からＡ点へ引き続き電流が流れ、リアクトルＬ１とスイッチＱ４の出力容量により傾きの鋭い電圧上昇が発生しこれがサージ電圧となる。このサージ電圧は第２サージ抑制回路Ｄ２，Ｃ８，Ｒ２により抑制される。

ところで、スイッチＱ４はスイッチＱ３のドレインとリアクトルＬ１に接続されているため、回路上、スイッチＱ４のドレインとソースとは安定電位には接続されていない。しかし、図２に示すような、スイッチＱ３及びスイッチＱ４の配置としておけば、スイッチＱ４の電圧が上昇するモードは、Ｂ点の電位がＶＤＣ／２で、Ａ点の電位は０Ｖとなる時のみでサージ電圧発生時はＢ点の電位がＡ点の電位よりも高い。

これは、スイッチＱ４の電圧が上昇する時には、スイッチＱ３の還流ダイオードが必ず導通していることを意味する。即ち、スイッチＱ４のドレインは等価的にＢ点に接続されていると考えることができる。仮に、スイッチＱ４がスイッチＱ３の隣に配置されず、図１２（ｅ）のように接続された場合には、スイッチＱ４のドレインは、リアクトルＬに接続されているため、サージ電圧の発生するモードにおいては不安定となってしまう。

スイッチＱ４のドレインが安定電位となっている時、サージ電圧はスイッチＱ４のソースが不安定電位となっているために発生する。このため、スイッチＱ４のソースにサージ電圧を抑制させる第２サージ抑制回路Ｄ２，Ｃ８，Ｒ２を接続している。

また、スイッチＱ４にサージ電圧が発生する時には、スイッチＱ４のドレインがＢ点に接続されていると考えることができるので、図２に示すようにサージ抑制回路のコンデンサＣ８の一端をＢ点に接続することで、スイッチＱ４の電圧上昇をＶＤＣ／２程度に抑制することができる。

スイッチＱ４の電圧がＶＤＣ／２以上に上昇すると、Ｄ点の電位はＣ点の電位よりも低くなるため、ダイオードＤ２が導通して、Ｌ１→Ｑ２→Ｒ２→Ｄ２→Ｌ１の経路で電流が流れて、回路インピーダンスで減少していく。この時、スイッチＱ４の電圧は、コンデンサＣ８の電圧にクランプされるため、電圧は上昇しない。

このように実施例１によれば、スイッチＱ３及びスイッチＱ４のターンオフが共振電流がゼロとなる前後で行われ、リアクトルＬ１のエネルギーによるサージ電圧が発生する場合でも、スイッチＱ３及びスイッチＱ４に印加される電圧が第１サージ抑制回路Ｄ１，Ｃ７，Ｒ１及び第２サージ抑制回路Ｄ２，Ｃ８，Ｒ２により直流電源ＶＤＣの電源電圧ＶＤＣの略１／２で抑制される。即ち、スイッチＱ３及びスイッチＱ４のターンオフのタイミングにバラツキがあってもスイッチＱ３及びスイッチＱ４に過大なサージ電圧を発生させることがなくノイズを低減できる。また、サージ電圧が抑制されることにより、低耐圧で低コストで低オン抵抗のスイッチを使用できる。

なお、図１及び図２において、第１抵抗Ｒ１に代えて、アノードがコンデンサＣ７の一端とダイオードＤ１のカソードとに接続されカソードが直流電源ＶＤＣの正極に接続されたダイオードＤ３（第３ダイオード）を設けても良い。また、第２抵抗Ｒ２に代えて、カソードがコンデンサＣ８の一端とダイオードＤ２のアノードに接続されアノードが直流電源ＶＤＣの負極に接続されたダイオードＤ４（第４ダイオード）を設けても良い。このような構成でも実施例１の効果と同様な効果が得られる。

図３は本発明の実施例２の共振型インバータ装置を示す回路図である。図３では、コンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点ＢにはスイッチＱ３のドレインが接続されている。スイッチＱ４は、ドレインがリアクトルＬ１に接続され、ソースがスイッチＱ３のソースに接続されている。

スイッチＱ３のソースにはダイオードＤ１のカソードが接続されている。コンデンサＣ７は、一端がダイオードＤ１のアノードに接続され他端がコンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂに接続されている。第１抵抗Ｒ１は、一端がコンデンサＣ７の一端とダイオードＤ１のアノードとに接続され他端が直流電源ＶＤＣの負極に接続されている。ダイオードＤ１とコンデンサＣ７と第１抵抗Ｒ１とは第１サージ抑制回路を構成する。

スイッチＱ４のドレインにはダイオードＤ２のアノードが接続されている。コンデンサＣ８は、一端がダイオードＤ２のカソードに接続され他端がコンデンサＣ５とコンデンサＣ６との接続点Ｂに接続されている。第２抵抗Ｒ２は、一端がコンデンサＣ８の一端とダイオードＤ２のカソードに接続され他端が直流電源ＶＤＣの正極に接続されている。ダイオードＤ２とコンデンサＣ８と第２抵抗Ｒ２とは第２サージ抑制回路を構成する。

次に、実施例２の共振型インバータ装置のスイッチＱ３，Ｑ４に発生するサージ電圧の抑制について説明する。図３では、電流源ＣＣ１がスイッチＱ２のドレイン−ソース間に接続されているとして説明する。

スイッチＱ１及びスイッチＱ２がオフしている時に、インバータ回路から出力電流が図３の向きに流れているモードにおいて、スイッチＱ３及びスイッチＱ４を同時にオンする。この時、Ａ点の電位はスイッチＱ２の還流ダイオードがオンしているため、０Ｖとなっている。

スイッチＱ３及びスイッチＱ４をオンすると、Ｂ点からＡ点の向きにリアクトルＬ１に流れる電流は、（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで電流源ＣＣ１の電流まで上昇していき、電流源ＣＣ１の電流に達した時にリアクトルＬ１とコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とで共振する。この時、コンデンサＣ１が放電してコンデンサＣ２が充電する経路となり、π√（Ｌ１×２Ｃ１）の周期でコンデンサＣ１の電圧が０Ｖとなり、コンデンサＣ２の電圧が電源電圧ＶＤＣとなる。コンデンサＣ１の電圧が０Ｖで、スイッチＱ１がオンして、ゼロ電圧スイッチングとなる。

共振動作後には、Ａ点の電位が０Ｖから電源電圧ＶＤＣとなっているため、リアクトルＬ１は共振が始まった時とは逆の向きにＶＤＣ／２の電圧が印加されているため、（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きでリアクトルＬ１に流れる共振電流が減少する。

共振電流が０となった時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４を同時にオフする。この時、スイッチＱ３，Ｑ４の出力容量を考慮すると、リアクトルＬ１とスイッチＱ４の出力容量とスイッチＱ３の還流ダイオードとで直列共振回路が生成される。このため、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフした後、Ａ点からＢ点へ引き続き電流が流れ、リアクトルＬ１とスイッチＱ４の出力容量により傾きの鋭い電圧上昇が発生しこれがサージ電圧となる。

ところで、スイッチＱ４はスイッチＱ３のソースとリアクトルＬ１に接続されているため、回路上スイッチＱ４のドレインとソースが安定電位には接続されていない。しかし、図３に示すスイッチＱ３，Ｑ４の配置では、スイッチＱ４の電圧が上昇する時はＢ点がＶＤＣ／２でＡ点は電源電圧ＶＤＣとなる時のみで、サージ電圧発生時はＡ点の電位がＢ点の電位よりも高い。

これは、スイッチＱ３の還流ダイオードがスイッチＱ４の電圧が上昇する時は必ず導通していることを意味する。即ち、スイッチＱ４のソースは等価的にＢ点に接続されていると考えることができる。仮に、スイッチＱ４がスイッチＱ３の隣に配置されず、図１２（ｆ）のように接続された場合には、サージ電圧の発生するモードにおいては、スイッチＱ４のソースはリアクトルＬ１に接続されているため、不安定となってしまう。

スイッチＱ４のソース電位が安定電位となっている時、サージ電圧はスイッチＱ４のドレインが不安定電位となっているために発生する。即ち、スイッチＱ４のドレインにサージ電圧を抑制させる第２サージ抑制回路Ｄ２，Ｃ８，Ｒ２を接続している。また、スイッチＱ４にサージ電圧が発生する時は、スイッチＱ４のソースがＢ点に接続されていると考えることができるので、図３に示すように、第２サージ抑制回路のコンデンサＣ８の一端をＢ点に接続すると、スイッチＱ４の電圧上昇をＶＤＣ／２程度に抑制できる。

スイッチＱ４の電圧が上昇した時、ダイオードＤ２を通してコンデンサＣ８に電流が流れる。コンデンサＣ８に電流が流れ込むことにより、コンデンサＣ８の電圧が上昇していき、電源電圧ＶＤＣ以上となると、第２抵抗Ｒ２を介して電流が流れる。これにより、電流はＡ点→Ｌ１→Ｄ２→Ｒ２→Ｑ１→Ａ点の経路で流れて、経路のインピーダンスで減少していく。従って、スイッチＱ４の電圧上昇は、ＶＤＣ／２程度に抑制することができる。

次に、図４では、電流源ＣＣ２がスイッチＱ１のドレイン−ソース間に接続されているとして説明する。

電流源ＣＣ２の電流はスイッチＱ１の還流ダイオードを流れているため、Ａ点の電位は電源電圧ＶＤＣとなっている。この時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をオンすると、Ａ点からＢ点へ（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで電流が増加する。リアクトルＬ１の電流が電流源ＣＣ２の電流に達した時、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とで共振が発生し、π√（Ｌ１×２Ｃ１）の周期でコンデンサＣ１が電源電圧ＶＤＣまで充電され、コンデンサＣ２が０Ｖまで放電される。この時、スイッチＱ２をオンするとスイッチＱ２がゼロ電圧スイッチングとなり、損失が発生しない。

共振動作後には、Ａ点の電位が０Ｖとなっているため、共振電流は（ＶＤＣ／２）／Ｌ１の傾きで減少する。共振電流が０となった時、スイッチＱ３及びスイッチＱ４がオフすると、リアクトルＬ１とスイッチＱ３の出力容量とスイッチＱ４の還流ダイオードとで直列共振回路が生成される。従って、スイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフした後、Ｂ点からＡ点へ引き続き電流が流れ、リアクトルＬ１とスイッチＱ３の出力容量により傾きの鋭い電圧上昇が発生しこれがサージ電圧となる。

スイッチＱ３のドレインはＢ点に接続されているため、スイッチＱ３のソースが回路上不安定となっている。スイッチＱ３の電圧が上昇した時、コンデンサＣ７はＶＤＣ／２に充電されているため、スイッチＱ３のソース電位がＣ点電位よりも低くなった時にダイオードＤ１が導通する。その時の電流はＡ点→Ｑ２→Ｒ１→Ｄ１→Ｑ４の還流ダイオード→Ｌ１→Ａ点の経路で流れて経路のインピーダンスで減少していく。従って、スイッチＱ３の電圧上昇はＶＤＣ／２程度に抑制することができる。

即ち、スイッチＱ３及びスイッチＱ４のターンオフのタイミングにバラツキがあってもスイッチＱ３及びスイッチＱ４に過大なサージ電圧を発生させることがなくノイズを低減できる。また、サージ電圧が抑制されることにより、低耐圧で低コストで低オン抵抗のスイッチを使用できる。

なお、図３及び図４において、第１抵抗Ｒ１に代えて、カソードがコンデンサＣ７の一端とダイオードＣ１のアノードとに接続されアノードが直流電源ＶＤＣの負極に接続されたダイオードＤ３を設けても良い。また、第２抵抗Ｒ２に代えて、アノードがコンデンサＣ８の一端とダイオードＤ２のカソードに接続されカソードが直流電源ＶＤＣの正極に接続されたダイオードＤ４を設けても良い。このような構成でも実施例２の効果と同様な効果が得られる。

（共振電流が０になる前にスイッチＱ３，Ｑ４がターンオフした時の動作）
次に、各実施例１，２において、共振電流が０になる前にスイッチＱ３，Ｑ４がターンオフした時の動作について図５〜図７を用いて説明する。

まず、図５を用いて、スイッチＱ３，Ｑ４のターンオフが速く正常にサージ抑制回路が動作した場合を説明する。

図２の回路において、スイッチＱ１及びスイッチＱ２がオフしている時にスイッチＱ３及びスイッチＱ４がターンオンして、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とが共振を行った後、Ａ点の電位が電源電圧ＶＤＣから０Ｖに低下し、共振電流が０に近づいていく。この共振電流Ｌ１ｉが０になる前にスイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフすると、Ａ点→Ｌ１→Ｑ４の還流ダイオード→Ｃ３→Ｂ点の経路で電流が流れ、コンデンサＣ３の電圧が上昇する。

共振電流が０に達した後、Ｂ点→Ｃ３→Ｃ４→Ｌ１→Ａ点の経路で電流が流れ、コンデンサＣ３の電圧が低下し、コンデンサＣ４の電圧が上昇する。コンデンサＣ３の電荷がなくなると、電流の経路はＢ点→Ｑ３の還流ダイオード→Ｃ４→Ｌ１→Ａ点となる。このため、コンデンサＣ４の電圧が上昇し続けるが、サージ抑制回路Ｄ１，Ｒ１，Ｃ７，Ｄ２，Ｃ８，Ｒ２によって、図５に示すように、スイッチＱ３のドレイン−ソース間電圧Ｑ３ＶdsとスイッチＱ４のドレイン−ソース間電圧Ｑ４Ｖdsとは、ＶＤＣ／２程度に保たれる。

ところで、コンデンサＣ３及びコンデンサＣ４の容量が小さい時、共振電流が０に達しない前にスイッチＱ３及びスイッチＱ４をターンオフさせると、コンデンサＣ３の電圧が上昇した後に電流の向きが変わり、コンデンサＣ３の電圧が低下せずにコンデンサＣ４の電圧が急激に上昇するモードが発生する。これは共振周期と電圧Ｖ＝（∫ｉｄｔ）／Ｃの式で表されるように同じ電流量でもコンデンサ容量が小さいと電圧は大きくなるためである。

この状態は、図６に示すようにスイッチＱ３，Ｑ４のターンオフのタイミングが速く、スイッチＱ３の電圧が低下する前にスイッチＱ４電圧が上昇した時に発生することがある。この場合、コンデンサＣ３の電荷が抜けなくなり、スイッチＱ３の電圧がＶＤＣ／２で保持され、スイッチＱ４の電圧が電源電圧ＶＤＣまで上昇する。

ＶＢＥ＋ＶＥＤ＝ＶＢＤの式が成り立つ。ここで、ＶＢＥは接続点Ｂの電位と接続点Ｅの電位との電位差（電圧）であり、ＶＥＤは接続点Ｅの電位と接続点Ｄの電位との電位差（電圧）であり、ＶＢＤは接続点Ｂの電位と接続点Ｄの電位との電位差（電圧）である。

このため、−ＶＤＣ／２＋ＶＥＤ＝ＶＤＣ／２となり、ＶＥＤ、即ち、スイッチＱ４の電圧が電源電圧ＶＤＣに上昇しないと、第２サージ抑制回路のダイオードＤ２が導通しない。このため、ＶＤＣ／２で第２サージ抑制回路が動作せず、低耐圧のスイッチＱ４を使用すると、スイッチＱ４が過電圧で破損してしまう。

このため、スイッチＱ３及びスイッチＱ４と並列にコンデンサＣ３，Ｃ４を接続する。これにより、図７に示すように、スイッチＱ３及びスイッチＱ４の急激な電圧上昇を抑制でき、第１及び第２サージ抑制回路がＶＤＣ／２で動作するようになる。

スイッチＱ３及びスイッチＱ４と並列のコンデンサは損失に影響が出ない程度の数百ｐＦから千ｐＦ程度とし、スイッチＱ３，Ｑ４の出力容量が大きい時には接続しなくても良い。

なお、１ｋＷの容量の共振型インバータ装置でスイッチング周波数が２０ｋＨｚ、直流リンク電圧が３５０Ｖ程度の時、コンデンサ１０００ｐＦを接続した時のエネルギーは１／２×１０００ｐＦ×１７５^２×２０ｋＨｚ＝０．３Ｗ程度となる。装置の容量に対して０．０３％程度のエネルギーの充放電となるため、損失にはほとんど影響がない。

なお、共振電流が０になった後にスイッチＱ３及びスイッチＱ４がオフした時には、共振電流が０になる前にオフする時のコンデンサＣ３に電荷が蓄積されるモードがないため、問題なく第１及び第２サージ抑制回路が働く。

また、図８に各実施例の共振型インバータ装置のインバータ制御を行ったときの各部の波形図を示した。図９に各実施例の共振型インバータ装置の共振電流とスイッチＱ４の電圧の波形図を示した。図８及び図９において、ＬｉはリアクトルＬに流れる電流である。Ｑ３ＶdsはスイッチＱ３のドレイン−ソース間の電圧であり、Ｑ４ＶdsはスイッチＱ４のドレイン−ソース間の電圧である。

本発明の実施例１の共振型インバータ装置の出力に等価的に電流源ＣＣ１が接続されている回路図である。本発明の実施例１の共振型インバータ装置の出力に等価的に電流源ＣＣ２が接続されている回路図である。本発明の実施例２の共振型インバータ装置の出力に等価的に電流源ＣＣ１が接続されている回路図である。本発明の実施例２の共振型インバータ装置の出力に等価的に電流源ＣＣ２が接続されている回路図である。各実施例のスイッチＱ３，Ｑ４のターンオフが速く正常にサージ抑制回路が動作した場合の各部の波形図である。各実施例のスイッチＱ３の電圧が低下する前にスイッチＱ４電圧が上昇した時の各部の波形図である。各実施例のスイッチＱ３，Ｑ４に並列にコンデンサを接続した時の各部の波形図である。各実施例の共振型インバータ装置のインバータ制御を行ったときの各部の波形図である。各実施例の共振型インバータ装置の共振電流とスイッチＱ４の電圧の波形図である。従来の共振型インバータ装置の１相分の共振回路のモデルを示す図である。図１０に示す従来の共振型インバータ装置の１相分の共振回路の動作を示す波形図である。従来の共振型インバータ装置の双方向スイッチの組み合わせを示す図である。

符号の説明

ＶＤＣ直流電源
Ｃ１〜Ｃ８コンデンサ
Ｌ１リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４スイッチ
Ｒ１，Ｒ２抵抗
Ｄ１，Ｄ２ダイオード
ＣＣ１，ＣＣ２電流源

Claims

直流電源の正極と負極との間に接続され、第１コンデンサとこの第１コンデンサと同一容量の第２コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記直流電源の正極と負極との間に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第２直列回路と、
前記第１スイッチに並列に接続された第３コンデンサと、
前記第２スイッチに並列に接続された第４コンデンサと、
前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に第１主電極が接続され、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがオフしている時にオンする第３スイッチと、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、
第１主電極が前記リアクトルの他端に接続され、第２主電極が前記第３スイッチの第２主電極に接続され、前記第３スイッチと同時にオンする第４スイッチと、
前記第３スイッチに並列に接続される第５コンデンサと、
前記第４スイッチに並列に接続される第６コンデンサと、
前記第３スイッチの第２主電極にアノードが接続された第１ダイオード、一端が前記第１ダイオードのカソードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第７コンデンサ、一端が前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのカソードとに接続され他端が前記直流電源の正極に接続された第１抵抗を有する第１サージ抑制回路と、
前記第４スイッチの第１主電極にカソードが接続された第２ダイオード、一端が前記第２ダイオードのアノードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第８コンデンサ、一端が前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのアノードに接続され他端が前記直流電源の負極に接続された第２抵抗を有する第２サージ抑制回路と、
を有することを特徴とする共振型インバータ装置。
前記第１抵抗に代えて、アノードが前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのカソードとに接続されカソードが前記直流電源の正極に接続された第３ダイオードを設け、前記第２抵抗に代えて、カソードが前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのアノードに接続されアノードが前記直流電源の負極に接続された第４ダイオードを設けたことを特徴とする請求項１記載の共振型インバータ装置。
直流電源の正極と負極との間に接続され、第１コンデンサとこの第１コンデンサと同一容量の第２コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記直流電源の正極と負極との間に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第２直列回路と、
前記第１スイッチに並列に接続された第３コンデンサと、
前記第２スイッチに並列に接続された第４コンデンサと、
前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に第２主電極が接続され、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがオフしている時にオンする第３スイッチと、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点に一端が接続されたリアクトルと、
第２主電極が前記リアクトルの他端に接続され、第１主電極が前記第３スイッチの第１主電極に接続され、前記第３スイッチと同時にオンする第４スイッチと、
前記第３スイッチに並列に接続される第５コンデンサと、
前記第４スイッチに並列に接続される第６コンデンサと、
前記第３スイッチの第１主電極にカソードが接続された第１ダイオード、一端が前記第１ダイオードのアノードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第７コンデンサ、一端が前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのアノードとに接続され他端が前記直流電源の負極に接続された第１抵抗を有する第１サージ抑制回路と、
前記第４スイッチの第２主電極にアノードが接続された第２ダイオード、一端が前記第２ダイオードのカソードに接続され他端が前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの接続点に接続された第８コンデンサ、一端が前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのカソードに接続され他端が前記直流電源の正極に接続された第２抵抗を有する第２サージ抑制回路と、
を有することを特徴とする共振型インバータ装置。
前記第１抵抗に代えて、カソードが前記第７コンデンサの一端と前記第１ダイオードのアノードとに接続されアノードが前記直流電源の負極に接続された第３ダイオードを設け、前記第２抵抗に代えて、アノードが前記第８コンデンサの一端と前記第２ダイオードのカソードに接続されカソードが前記直流電源の正極に接続された第４ダイオードを設けたことを特徴とする請求項３記載の共振型インバータ装置。