JP2803069B2 - 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 - Google Patents
補助共振転流回路を用いた電力変換装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、主スイッチ素子間の接
続点と分圧平滑コンデンサ間の接続点との間に配された
双方向補助スイッチ素子および共振リアクトルの直列回
路よりなる、補助共振転流回路を用いた電力変換装置に
関するものである。
続点と分圧平滑コンデンサ間の接続点との間に配された
双方向補助スイッチ素子および共振リアクトルの直列回
路よりなる、補助共振転流回路を用いた電力変換装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電力半導体スイッチ素子からなる電力変
換装置においては、スイッチオン，スイッチオフ時にス
イッチング損失と呼ばれる損失が発生し、高周波動作さ
せると、そのスイッチング損失は動作周波数に比例して
増大し、深刻な問題となる。最近、スイッチングをゼロ
電圧スイッチング（ＺＶＳ）あるいはゼロ電流スイッチ
ング（ＺＣＳ）によるソフトスイッチング方式が、いろ
いろ提案されているものの、大容量の電力変換装置に実
用できる方式が見当らなかった。
換装置においては、スイッチオン，スイッチオフ時にス
イッチング損失と呼ばれる損失が発生し、高周波動作さ
せると、そのスイッチング損失は動作周波数に比例して
増大し、深刻な問題となる。最近、スイッチングをゼロ
電圧スイッチング（ＺＶＳ）あるいはゼロ電流スイッチ
ング（ＺＣＳ）によるソフトスイッチング方式が、いろ
いろ提案されているものの、大容量の電力変換装置に実
用できる方式が見当らなかった。
【０００３】ところが、1989年，（米国）IEEE− IASの
コンファレンスレコード，P829〜P834記載の論文「RESO
NANT SNUBBERS WITH AUXILIARY SWITCHES （補助スイッ
チを有する共振スナバ）」Ｗillam ＭｃＭurray （マッ
クマレー）による回路は、実用し得る方式といえる。ま
た、この種の回路の制御方法として、特表平５−502365
号公報「補助共振転流回路を用いて電力変換器を制御す
る方法」が示される。かかるものの詳細は文献によるの
として、ここでは、図４および図５を用いその動作を簡
単に説明する。
コンファレンスレコード，P829〜P834記載の論文「RESO
NANT SNUBBERS WITH AUXILIARY SWITCHES （補助スイッ
チを有する共振スナバ）」Ｗillam ＭｃＭurray （マッ
クマレー）による回路は、実用し得る方式といえる。ま
た、この種の回路の制御方法として、特表平５−502365
号公報「補助共振転流回路を用いて電力変換器を制御す
る方法」が示される。かかるものの詳細は文献によるの
として、ここでは、図４および図５を用いその動作を簡
単に説明する。
【０００４】図４は補助スイッチ素子として逆阻止能力
のあるものを使用した第１の従来例すなわち上記マック
マレー論文記載の回路（Ｆｉｇｌ）を示し、Ｅは直流電
源、ＣＤ１，ＣＤ２は直流電源Ｅを分圧するため直列接
続された分圧平滑コンデンサ、Ｓ１，Ｓ２は主スイッチ
素子、Ｄ１，Ｄ２は主スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の逆並列
ダイオード、ＣＲ１，ＣＲ２は主スイッチ素子Ｓ１，Ｓ
２に並列接続された共振コンデンサ、ＬＲは共振リアク
トル、ＳＡ１，ＳＡ２は補助スイッチ素子である。ここ
で、補助スイツチ素子ＳＡ１，ＳＡ２は逆阻止能力のあ
るサイリスタであって、逆並列に接続されて双方向性を
有している。
のあるものを使用した第１の従来例すなわち上記マック
マレー論文記載の回路（Ｆｉｇｌ）を示し、Ｅは直流電
源、ＣＤ１，ＣＤ２は直流電源Ｅを分圧するため直列接
続された分圧平滑コンデンサ、Ｓ１，Ｓ２は主スイッチ
素子、Ｄ１，Ｄ２は主スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の逆並列
ダイオード、ＣＲ１，ＣＲ２は主スイッチ素子Ｓ１，Ｓ
２に並列接続された共振コンデンサ、ＬＲは共振リアク
トル、ＳＡ１，ＳＡ２は補助スイッチ素子である。ここ
で、補助スイツチ素子ＳＡ１，ＳＡ２は逆阻止能力のあ
るサイリスタであって、逆並列に接続されて双方向性を
有している。
【０００５】図５は補助スイッチ素子として逆阻止能力
の低いものを使用した第２の従来例すなわち上記公表特
許公報に記載された回路（ＦＩＧ１）を示し、ＳＡ11，
ＳＡ21は補助スイッチ，ＤＡ１，ＤＡ２は補助スイッチ
用ダイオードである。ここで、逆阻止能力の低い補助ス
イッチ素子ＳＡ11，ＳＡ21と逆阻止能力の大きいダイオ
ードＤＡ１，ＤＡ２を直列接続したものを用い、これを
逆並列して双方向性を有している。そして、実際にはス
イッチ素子とダイオードをそれぞれ一体にモジュールさ
れている場合が多く、その場合、図示の点線のように接
続されて動作的には図４の場合と同じくなる。
の低いものを使用した第２の従来例すなわち上記公表特
許公報に記載された回路（ＦＩＧ１）を示し、ＳＡ11，
ＳＡ21は補助スイッチ，ＤＡ１，ＤＡ２は補助スイッチ
用ダイオードである。ここで、逆阻止能力の低い補助ス
イッチ素子ＳＡ11，ＳＡ21と逆阻止能力の大きいダイオ
ードＤＡ１，ＤＡ２を直列接続したものを用い、これを
逆並列して双方向性を有している。そして、実際にはス
イッチ素子とダイオードをそれぞれ一体にモジュールさ
れている場合が多く、その場合、図示の点線のように接
続されて動作的には図４の場合と同じくなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】かかる従来例の図４お
よび図５の動作を、図６の回路図および図７の波形図を
参照して説明する。ここで説明を簡単にするため、無負
荷により、いま主スイッチ素子Ｓ２にゲートが加えら
れ、共振コンデンサＣＲ２が零ボルト，共振コンデンサ
ＣＲ１が直流電源Ｅに充電されている状態とするに、時
点Ｔ０で主スイッチ素子Ｓ２のゲートオフと補助スイッ
チ素子スイッチＳＡ１のオンを同時に行うと、図６にお
いて図示（太線）の経路に電流が流れ、共振リアクトル
ＬＲ，共振コンデンサＣＲ１，ＣＲ２〔ＣＲ１，ＣＲ２
のキャパシタンスは（１／２）ＣＲとする〕による共振
動作が生じる。その補助スイッチ素子スイッチＳＡ１，
共振リアクトＬＲに流れる電流波形および共振コンデン
サＣＲ１の電圧波形は図７に示す如くなり、また、共振
時間Ｔは〔π√（ＬＲ・ＣＲ）〕、共振電流のピークは
〔（Ｅ／２）・√（ＣＲ／ＬＲ）〕となる。
よび図５の動作を、図６の回路図および図７の波形図を
参照して説明する。ここで説明を簡単にするため、無負
荷により、いま主スイッチ素子Ｓ２にゲートが加えら
れ、共振コンデンサＣＲ２が零ボルト，共振コンデンサ
ＣＲ１が直流電源Ｅに充電されている状態とするに、時
点Ｔ０で主スイッチ素子Ｓ２のゲートオフと補助スイッ
チ素子スイッチＳＡ１のオンを同時に行うと、図６にお
いて図示（太線）の経路に電流が流れ、共振リアクトル
ＬＲ，共振コンデンサＣＲ１，ＣＲ２〔ＣＲ１，ＣＲ２
のキャパシタンスは（１／２）ＣＲとする〕による共振
動作が生じる。その補助スイッチ素子スイッチＳＡ１，
共振リアクトＬＲに流れる電流波形および共振コンデン
サＣＲ１の電圧波形は図７に示す如くなり、また、共振
時間Ｔは〔π√（ＬＲ・ＣＲ）〕、共振電流のピークは
〔（Ｅ／２）・√（ＣＲ／ＬＲ）〕となる。
【０００７】さらに、ここで主スイッチ素子Ｓ２に負荷
電流が流れている状態でターンオフしても、共振コンデ
ンサＣＲ２がゼロ電圧であるため、負荷電流はこのコン
デンサに転流するいわゆるＺＶＳとなる。さらには、主
スイッチ素子Ｓ１のターンオンは時点Ｔ１で行えば、や
はり共振コンデンサＣＲ１がゼロ電圧であるため、ＺＶ
Ｓとなって損失の発生はない。しかし、共振回路には若
干の損失があるため、共振コンデンサＣＲ１の電圧は時
点Ｔ１では直流電源Ｅの電圧まで充電されない。この対
策については、上記公表特許公報に詳述されているので
省略する。さらにまた、補助スイッチ素子ＳＡ１がター
ンオン時には電流が共振リアクトルＬＲで抑制されるた
めＺＣＳになり、理想的には、時点Ｔ１においては補助
スイッチ素子ＳＡ１の電流がゼロとなり、自然にターン
オフしてスイッチング損失が発生しないことになる。
電流が流れている状態でターンオフしても、共振コンデ
ンサＣＲ２がゼロ電圧であるため、負荷電流はこのコン
デンサに転流するいわゆるＺＶＳとなる。さらには、主
スイッチ素子Ｓ１のターンオンは時点Ｔ１で行えば、や
はり共振コンデンサＣＲ１がゼロ電圧であるため、ＺＶ
Ｓとなって損失の発生はない。しかし、共振回路には若
干の損失があるため、共振コンデンサＣＲ１の電圧は時
点Ｔ１では直流電源Ｅの電圧まで充電されない。この対
策については、上記公表特許公報に詳述されているので
省略する。さらにまた、補助スイッチ素子ＳＡ１がター
ンオン時には電流が共振リアクトルＬＲで抑制されるた
めＺＣＳになり、理想的には、時点Ｔ１においては補助
スイッチ素子ＳＡ１の電流がゼロとなり、自然にターン
オフしてスイッチング損失が発生しないことになる。
【０００８】ところが、実際の動作では補助スイッチ素
子ＳＡ１は、半導体であるために必ず内部に電荷が蓄積
しており、この電荷が放出されれないとオフ状態に移行
できない。そのため、図７に示すように蓄積電荷を放出
するよう共振が進展し、補助スイッチ素子ＳＡ１に逆電
流が流れ、時点Ｔ２で補助スイッチ素子ＳＡ１（図５例
ではＤＡ１も含む）の逆回復時に逆電流のピーク電流Ｉ
Ｒに達する。逆回復状態になると、補助スイッチ素子Ｓ
Ａ１に流れる逆電流は急速に減少していく。このため、
共振リアクトルＬＲにはピーク電流ＩＲが流れており、
〔（１／２）ＬＲ・ＩＲ（べき２）〕の磁気エネルギー
を有しているため、補助スイッチ素子の接合キャパシタ
ンスと共振リアクトルとの共振が発生する。接合キャパ
シタンスは、共振コンデンサに比べるとキャパシタンス
が非常に小さい。そのため、この共振は高周波となりか
つ電圧も高くなり、図７に示すような電圧が補助スイッ
チ素子に印加され、素子を波壊する問題を生じる。この
ような有害なサージ電圧に対する考慮は、前述の文献や
特許公報では何も示されていない。
子ＳＡ１は、半導体であるために必ず内部に電荷が蓄積
しており、この電荷が放出されれないとオフ状態に移行
できない。そのため、図７に示すように蓄積電荷を放出
するよう共振が進展し、補助スイッチ素子ＳＡ１に逆電
流が流れ、時点Ｔ２で補助スイッチ素子ＳＡ１（図５例
ではＤＡ１も含む）の逆回復時に逆電流のピーク電流Ｉ
Ｒに達する。逆回復状態になると、補助スイッチ素子Ｓ
Ａ１に流れる逆電流は急速に減少していく。このため、
共振リアクトルＬＲにはピーク電流ＩＲが流れており、
〔（１／２）ＬＲ・ＩＲ（べき２）〕の磁気エネルギー
を有しているため、補助スイッチ素子の接合キャパシタ
ンスと共振リアクトルとの共振が発生する。接合キャパ
シタンスは、共振コンデンサに比べるとキャパシタンス
が非常に小さい。そのため、この共振は高周波となりか
つ電圧も高くなり、図７に示すような電圧が補助スイッ
チ素子に印加され、素子を波壊する問題を生じる。この
ような有害なサージ電圧に対する考慮は、前述の文献や
特許公報では何も示されていない。
【０００９】1994年４月開催，パワーエレクトロニクス
（第 106回定例）研究会で発表された論文「共振ポール
インバータの問題点とその解決方法に関する検討」にお
いては、前述の逆回復時のサージ電圧抑制についての記
載（図８等）がある。これを図８に示す。図８におい
て、ＤＳ１，ＤＳ２はスナバダイオード、ＲＳ１，ＲＳ
２は電力消費素子、ＬＡは配線用インダクタンスであ
る。これは、補助スイッチ素子ＳＡ１，ＳＡ２および共
振リアクトルＬＲの接続点と直流電源Ｅの正極・負荷間
に、それぞれスナバダイオードＤＳ１，ＤＳ２と抵抗器
あるいはツェナダイオードのような電力消費素子ＲＳ
１，ＲＳ２の直列回路を設けるようにしたことにより、
補助スイッチ素子の逆回復後の共振リアクトルの磁気エ
ネルギーの放出回路を有する方式のものである。
（第 106回定例）研究会で発表された論文「共振ポール
インバータの問題点とその解決方法に関する検討」にお
いては、前述の逆回復時のサージ電圧抑制についての記
載（図８等）がある。これを図８に示す。図８におい
て、ＤＳ１，ＤＳ２はスナバダイオード、ＲＳ１，ＲＳ
２は電力消費素子、ＬＡは配線用インダクタンスであ
る。これは、補助スイッチ素子ＳＡ１，ＳＡ２および共
振リアクトルＬＲの接続点と直流電源Ｅの正極・負荷間
に、それぞれスナバダイオードＤＳ１，ＤＳ２と抵抗器
あるいはツェナダイオードのような電力消費素子ＲＳ
１，ＲＳ２の直列回路を設けるようにしたことにより、
補助スイッチ素子の逆回復後の共振リアクトルの磁気エ
ネルギーの放出回路を有する方式のものである。
【００１０】しかしながら、この方式ではつぎの如き欠
点がある。ここで、図９は図７に類して表した図８の動
作を示す波形図である。 （１） 分圧平滑コンデンサＣＤ１，ＣＤ２と補助スイ
ッチ素子ＡＳ１，ＳＡ２は電力変換装置の容量が大きく
なるに比例して大型化するため、構造的に端子相互の距
離を短くすることに限界を有し、結果的には配線インダ
クタンス（例えば図８のＬＡ）が存在するようになる。
従ってかような配線インダクタンスＬＡ等にも逆電流の
ピーク電流ＩＲが流れるために、逆回復時には誘起電圧
を発生し、補助スイッチ素子には、図９に示すように相
変らずサージ電圧が印加される。 （２） 共振リアクトルＬＲの残留磁気エネルギーは全
て電力消費素子ＲＳ１，ＲＳ２に消費されるため、よっ
て発熱をきたし効率低下をまねく。
点がある。ここで、図９は図７に類して表した図８の動
作を示す波形図である。 （１） 分圧平滑コンデンサＣＤ１，ＣＤ２と補助スイ
ッチ素子ＡＳ１，ＳＡ２は電力変換装置の容量が大きく
なるに比例して大型化するため、構造的に端子相互の距
離を短くすることに限界を有し、結果的には配線インダ
クタンス（例えば図８のＬＡ）が存在するようになる。
従ってかような配線インダクタンスＬＡ等にも逆電流の
ピーク電流ＩＲが流れるために、逆回復時には誘起電圧
を発生し、補助スイッチ素子には、図９に示すように相
変らずサージ電圧が印加される。 （２） 共振リアクトルＬＲの残留磁気エネルギーは全
て電力消費素子ＲＳ１，ＲＳ２に消費されるため、よっ
て発熱をきたし効率低下をまねく。
【００１１】本発明の目的とするところは、共振動作の
終期に発生する補助スイッチ素子の逆回復による過大な
サージ電圧の印加を防止し、共振リアクトルの残留磁気
エネルギーの相当量を直流電源へ帰還させることによ
り、発熱防止しかつ効率向上が図られた格別な装置を提
供することにある。
終期に発生する補助スイッチ素子の逆回復による過大な
サージ電圧の印加を防止し、共振リアクトルの残留磁気
エネルギーの相当量を直流電源へ帰還させることによ
り、発熱防止しかつ効率向上が図られた格別な装置を提
供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は上述したような
点に鑑みなされたものであり、第１に補助スイッチ素子
の主スイッチ素子側の端子に２個のスナバダイオード
を、一方はカソードを他方はアノードとなるように接続
し、それぞれのスナバダイオードの他端と補助スイッチ
素子の他端との間に、それぞれスナバコンデンサを接続
してなる。第２には、さらに２組のスナバコンデンサお
よびスナバダイオードの接続点のうち、カソードとなる
接続点と直流電源との間に、アノードとなる接続点と直
流電源の負極との間に、それぞれ電力消費素子を接続し
て成るものである。
点に鑑みなされたものであり、第１に補助スイッチ素子
の主スイッチ素子側の端子に２個のスナバダイオード
を、一方はカソードを他方はアノードとなるように接続
し、それぞれのスナバダイオードの他端と補助スイッチ
素子の他端との間に、それぞれスナバコンデンサを接続
してなる。第２には、さらに２組のスナバコンデンサお
よびスナバダイオードの接続点のうち、カソードとなる
接続点と直流電源との間に、アノードとなる接続点と直
流電源の負極との間に、それぞれ電力消費素子を接続し
て成るものである。
【００１３】
【作用】かかる解決手段による作用については、実施例
にて併記する。以下に、本発明を実施例にて図面を参照
し、さらに詳細説明する。
にて併記する。以下に、本発明を実施例にて図面を参照
し、さらに詳細説明する。
【００１４】
【実施例】図１および図２は第１，第２の従来例を示し
た図４および図５に類して表したものであり、Ｌ１，Ｌ
２は配線用インダクタンス、ＣＳ１，ＣＳ２はスナバコ
ンデンサである。すなわち、補助スイッチＳＡ１，ＳＡ
２の両端に、スナバコンデンサＣＳ１，ＣＳ２とスナバ
ダイオードＤＳ１，ＤＳ２の直列回路を、図示の如く接
続する。さらに、これら２組の直列回路を、図示の如く
に直流電源Ｅと電力消費素子ＲＳ１，ＲＳ２と補助スイ
ッチ素子ＳＡ１，ＳＡ２と主スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２と
の間に、接続してなるものである。ここで、配線は極力
短くなるよう配慮する必要があるが、スナバコンデン
サ，スナバダイオードともにかなり小型のものでよいた
め、容易に実現できる。なお、電力消費素子の配線への
配慮は必要ないことは明らかである。
た図４および図５に類して表したものであり、Ｌ１，Ｌ
２は配線用インダクタンス、ＣＳ１，ＣＳ２はスナバコ
ンデンサである。すなわち、補助スイッチＳＡ１，ＳＡ
２の両端に、スナバコンデンサＣＳ１，ＣＳ２とスナバ
ダイオードＤＳ１，ＤＳ２の直列回路を、図示の如く接
続する。さらに、これら２組の直列回路を、図示の如く
に直流電源Ｅと電力消費素子ＲＳ１，ＲＳ２と補助スイ
ッチ素子ＳＡ１，ＳＡ２と主スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２と
の間に、接続してなるものである。ここで、配線は極力
短くなるよう配慮する必要があるが、スナバコンデン
サ，スナバダイオードともにかなり小型のものでよいた
め、容易に実現できる。なお、電力消費素子の配線への
配慮は必要ないことは明らかである。
【００１５】図３は、図１，図２の動作の説明のため図
７，図９に類して示している。図３においては、時点Ｔ
０で主スイッチ素子Ｓ２のオフと補助スイッチ素子ＳＡ
１のオンを行い、時点Ｔ１で共振電流がゼロとなり、時
点Ｔ２で逆回復する。この現象は、従来例と同じであ
る。
７，図９に類して示している。図３においては、時点Ｔ
０で主スイッチ素子Ｓ２のオフと補助スイッチ素子ＳＡ
１のオンを行い、時点Ｔ１で共振電流がゼロとなり、時
点Ｔ２で逆回復する。この現象は、従来例と同じであ
る。
【００１６】さて、時点Ｔ２で補助スイッチ素子ＳＡ１
が逆回復して急速に逆電流が減少すると、共振リアクト
ルＬＲの残留磁気エネルギー〔（１／２）ＬＲ・ＩＲ
（ベキ２）〕のうち、補助スイッチ素子ＳＡ１で逆回復
損失として消費される分を差し引いたエネルギーによる
電流が、スナバダイオードＤＳ１とスナバコンデンサＣ
Ｓ１の直列回路に流れる。この電流が振動的になるよう
に、スナバコンデンサＣＳ１の容量および電力消費素子
ＲＳ１の定数を決めておけば、共振リアクトルＬＲの残
留磁気エネルギーの殆どがスナバコンデンサＣＳ１の静
電エネルギーへと変換されるように、スナバコンデンサ
が充電される。
が逆回復して急速に逆電流が減少すると、共振リアクト
ルＬＲの残留磁気エネルギー〔（１／２）ＬＲ・ＩＲ
（ベキ２）〕のうち、補助スイッチ素子ＳＡ１で逆回復
損失として消費される分を差し引いたエネルギーによる
電流が、スナバダイオードＤＳ１とスナバコンデンサＣ
Ｓ１の直列回路に流れる。この電流が振動的になるよう
に、スナバコンデンサＣＳ１の容量および電力消費素子
ＲＳ１の定数を決めておけば、共振リアクトルＬＲの残
留磁気エネルギーの殆どがスナバコンデンサＣＳ１の静
電エネルギーへと変換されるように、スナバコンデンサ
が充電される。
【００１７】ここで、スナバコンデンサは常に直流点源
Ｅ電圧の約半分である（１／２）Ｅに充電されているの
で、エネルギーの移行が完了した時点では、スナバコン
デンサは〔（Ｅ／２）＋ΔＶ〕に充電され、その後、ス
ナバダイオードＤＳ１はΔＶの電圧が逆バイアスされて
非導通となる。〔ΔＶ＋（Ｅ／２）〕に充電された電荷
は、電力消費素子ＲＳ１を経由して分圧平滑コンデンサ
ＣＤ１にのみ流れ、（Ｅ／２）になるまで放電する。か
ようにして、電力消費素子ＲＳ１による損失が若干発生
するものの、スナバコンデンサＣＳ１に充電されたエネ
ルギーの殆どを、直流点源Ｅに帰還させることができ
る。
Ｅ電圧の約半分である（１／２）Ｅに充電されているの
で、エネルギーの移行が完了した時点では、スナバコン
デンサは〔（Ｅ／２）＋ΔＶ〕に充電され、その後、ス
ナバダイオードＤＳ１はΔＶの電圧が逆バイアスされて
非導通となる。〔ΔＶ＋（Ｅ／２）〕に充電された電荷
は、電力消費素子ＲＳ１を経由して分圧平滑コンデンサ
ＣＤ１にのみ流れ、（Ｅ／２）になるまで放電する。か
ようにして、電力消費素子ＲＳ１による損失が若干発生
するものの、スナバコンデンサＣＳ１に充電されたエネ
ルギーの殆どを、直流点源Ｅに帰還させることができ
る。
【００１８】なお、本説明は無負荷時に補助スイッチ素
子ＳＡ１をオンさせる例にて述べたが、負荷時にあるい
は補助スイッチ素子ＳＡ２のオンの場合についても、同
様に説明できる。さらに、主スイッチ素子としてゲート
ターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）の記号によるものとし
たが、これにとらわれるものでなく、自己消弧素子であ
ればＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ等であってもよい。また、
補助スイッチ素子は自己消弧能力のないサイリスタを含
め、各種スイッチング素子が使用できることは言うまで
もない。さらには、補助スイッチ素子と共振リアクトル
の接続を、実施例等と逆としてもよく、同様に作用し得
ることは明らかである。
子ＳＡ１をオンさせる例にて述べたが、負荷時にあるい
は補助スイッチ素子ＳＡ２のオンの場合についても、同
様に説明できる。さらに、主スイッチ素子としてゲート
ターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）の記号によるものとし
たが、これにとらわれるものでなく、自己消弧素子であ
ればＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ等であってもよい。また、
補助スイッチ素子は自己消弧能力のないサイリスタを含
め、各種スイッチング素子が使用できることは言うまで
もない。さらには、補助スイッチ素子と共振リアクトル
の接続を、実施例等と逆としてもよく、同様に作用し得
ることは明らかである。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、補
助スイッチ素子へのサージ電圧の印加を防止し、かつ共
振リアクトルにトラッグされた残留磁気エネルギーのか
なりの部分を直流電源に帰還させ得るものとなり、信頼
性および効率が向上された優れた簡便な装置を提供でき
る。
助スイッチ素子へのサージ電圧の印加を防止し、かつ共
振リアクトルにトラッグされた残留磁気エネルギーのか
なりの部分を直流電源に帰還させ得るものとなり、信頼
性および効率が向上された優れた簡便な装置を提供でき
る。
【図１】図１は本発明の一実施例の要部構成を示す回路
図である。
図である。
【図２】図２は本発明の他の実施例の要部構成を示す回
路図である。
路図である。
【図３】図３は図１，図２の動作を説明するため示した
波形図である。
波形図である。
【図４】図４は逆阻止能力のある補助スイッチ素子を使
用した第１の従来例を示す回路図である。
用した第１の従来例を示す回路図である。
【図５】図５は逆阻止能力の低い補助スイッチ素子を使
用した第２の従来例を示す回路図である。
用した第２の従来例を示す回路図である。
【図６】図６は図４，図５の動作を説明するため示した
回路図である。
回路図である。
【図７】図７は図６の説明のため示した波形図である。
【図８】図８はサージ電圧を小さくした第３の従来例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図９】図９は図８の動作を示した波形図である。
Ｅ 直流電源 ＣＤ１ 分圧平滑コンデンサ ＣＤ２ 分圧平滑コンデンサ Ｓ１ 主スイッチ素子 Ｓ２ 主スイッチ素子 Ｄ１ 逆並列ダイオード Ｄ２ 逆並列ダイオード ＣＲ１ 共振コンデンサ ＣＲ２ 共振コンデンサ ＬＲ 共振リアクトル ＳＡ１ 補助スイッチ素子 ＳＡ２ 補助スイッチ素子 ＳＡ11 補助スイッチ素子 ＳＡ21 補助スイッチ素子 ＤＡ１ 補助スイッチ用ダイオード ＤＡ２ 補助スイッチ用ダイオード ＤＳ１ スナバダイオード ＤＳ２ スナバダイオード ＲＳ１ 電力消費素子 ＲＳ２ 電力消費素子 ＬＡ 配線用インダクタンス Ｌ１ 配線用インダクタンス Ｌ２ 配線用インダクタンス ＣＳ１ スナバコンデンサ ＣＳ２ スナバコンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源の正負極間に直列接続され逆並
列ダイオードと並列接続された共振コンデンサを備える
少なくとも２個の主スイッチ素子間の接続点と、前記直
流電源に直列接続された分圧平滑コンデンサ間の接続点
との間に、双方向の補助スイッチ素子と共振リアクトル
との直列回路よりなる補助共振転流回路を用いた電力変
換装置において、前記補助スイッチ素子の主スイッチ素
子側端子に２個のスナバダイオードを一方はカソードを
他方はアノードとなるように接続するとともに、該２個
のスナバダイオードの他端と補助スイッチ素子の反主ス
イッチ素子側端子との間にそれぞれスナバコンデンサを
接続し、該２組のスナバコンデンサとスナバダイオード
の接続点のうちカソードとなる接続点と前記直流電源の
正極との間にかつアノードとなる接続点と直流電源の負
極との間に、それぞれ電力消費素子を接続して成ること
を特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6150375A JP2803069B2 (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6150375A JP2803069B2 (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07337022A JPH07337022A (ja) | 1995-12-22 |
| JP2803069B2 true JP2803069B2 (ja) | 1998-09-24 |
Family
ID=15495624
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6150375A Expired - Lifetime JP2803069B2 (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2803069B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP5195161B2 (ja) * | 2008-08-27 | 2013-05-08 | サンケン電気株式会社 | 共振型インバータ装置 |
| FR2947681B1 (fr) * | 2009-07-01 | 2011-08-26 | Air Liquide Welding France | Poste de soudage a l'arc a onduleur multiniveaux a commutation douce quasi resonant |
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| CN105099151A (zh) * | 2014-04-18 | 2015-11-25 | 台达电子企业管理（上海）有限公司 | 变换器 |
-
1994
- 1994-06-08 JP JP6150375A patent/JP2803069B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07337022A (ja) | 1995-12-22 |
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