JPH07337022A - 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 - Google Patents
補助共振転流回路を用いた電力変換装置Info
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- JPH07337022A JPH07337022A JP6150375A JP15037594A JPH07337022A JP H07337022 A JPH07337022 A JP H07337022A JP 6150375 A JP6150375 A JP 6150375A JP 15037594 A JP15037594 A JP 15037594A JP H07337022 A JPH07337022 A JP H07337022A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】共振動作の終期に発生する補助スイッチ素子の
逆回復による過大なサージ電圧の印加を防止し、共振リ
アクトルの残留磁気エネルギーの相当量を直流電源に帰
還させた装置を提供するものである。 【構成】第1に、補助スイッチ素子の主スイッチ側の端
子に2個のスナバダイオードを、一方はカソードを他方
はアノードとなるように接続し、それぞれのスナバダイ
オードの他端と補助スイッチ素子の他端との間に、それ
ぞれスナバコンデンサを接続してなる。第2には、さら
に2組のスナバコンデンサおよびスナバダイオードの接
続点のうち、カソードとなる接続点と直流電源との間
に、アノードとなる接続点と直流電源との間に、それぞ
れ電力消費素子を接続してなる。如くに構成したもので
ある。
逆回復による過大なサージ電圧の印加を防止し、共振リ
アクトルの残留磁気エネルギーの相当量を直流電源に帰
還させた装置を提供するものである。 【構成】第1に、補助スイッチ素子の主スイッチ側の端
子に2個のスナバダイオードを、一方はカソードを他方
はアノードとなるように接続し、それぞれのスナバダイ
オードの他端と補助スイッチ素子の他端との間に、それ
ぞれスナバコンデンサを接続してなる。第2には、さら
に2組のスナバコンデンサおよびスナバダイオードの接
続点のうち、カソードとなる接続点と直流電源との間
に、アノードとなる接続点と直流電源との間に、それぞ
れ電力消費素子を接続してなる。如くに構成したもので
ある。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、主スイッチ素子間の接
続点と分圧平滑コンデンサ間の接続点との間に配された
双方向補助スイッチ素子および共振リアクトルの直列回
路よりなる、補助共振転流回路を用いた電力変換装置に
関するものである。
続点と分圧平滑コンデンサ間の接続点との間に配された
双方向補助スイッチ素子および共振リアクトルの直列回
路よりなる、補助共振転流回路を用いた電力変換装置に
関するものである。
【0002】
【従来の技術】電力半導体スイッチ素子からなる電力変
換装置においては、スイッチオン,スイッチオフ時にス
イッチング損失と呼ばれる損失が発生し、高周波動作さ
せると、そのスイッチング損失は動作周波数に比例して
増大し、深刻な問題となる。最近、スイッチングをゼロ
電圧スイッチング(ZVS)あるいはゼロ電流スイッチ
ング(ZCS)によるソフトスイッチング方式が、いろ
いろ提案されているものの、大容量の電力変換装置に実
用できる方式が見当らなかった。
換装置においては、スイッチオン,スイッチオフ時にス
イッチング損失と呼ばれる損失が発生し、高周波動作さ
せると、そのスイッチング損失は動作周波数に比例して
増大し、深刻な問題となる。最近、スイッチングをゼロ
電圧スイッチング(ZVS)あるいはゼロ電流スイッチ
ング(ZCS)によるソフトスイッチング方式が、いろ
いろ提案されているものの、大容量の電力変換装置に実
用できる方式が見当らなかった。
【0003】ところが、1989年,(米国)IEEE− IASの
コンファレンスレコード,P829〜P834記載の論文「RESO
NANT SNUBBERS WITH AUXILIARY SWITCHES (補助スイッ
チを有する共振スナバ)」Willam McMurray (マッ
クマレー)による回路は、実用し得る方式といえる。ま
た、この種の回路の制御方法として、特表平5−502365
号公報「補助共振転流回路を用いて電力変換器を制御す
る方法」が示される。かかるものの詳細は文献によるの
として、ここでは、図4および図5を用いその動作を簡
単に説明する。
コンファレンスレコード,P829〜P834記載の論文「RESO
NANT SNUBBERS WITH AUXILIARY SWITCHES (補助スイッ
チを有する共振スナバ)」Willam McMurray (マッ
クマレー)による回路は、実用し得る方式といえる。ま
た、この種の回路の制御方法として、特表平5−502365
号公報「補助共振転流回路を用いて電力変換器を制御す
る方法」が示される。かかるものの詳細は文献によるの
として、ここでは、図4および図5を用いその動作を簡
単に説明する。
【0004】図4は補助スイッチ素子として逆阻止能力
のあるものを使用した第1の従来例すなわち上記マック
マレー論文記載の回路(Figl)を示し、Eは直流電
源、CD1,CD2は直流電源Eを分圧するため直列接
続された分圧平滑コンデンサ、S1,S2は主スイッチ
素子、D1,D2は主スイッチ素子S1,S2の逆並列
ダイオード、CR1,CR2は主スイッチ素子S1,S
2に並列接続された共振コンデンサ、LRは共振リアク
トル、SA1,SA2は補助スイッチ素子である。ここ
で、補助スイツチ素子SA1,SA2は逆阻止能力のあ
るサイリスタであって、逆並列に接続されて双方向性を
有している。
のあるものを使用した第1の従来例すなわち上記マック
マレー論文記載の回路(Figl)を示し、Eは直流電
源、CD1,CD2は直流電源Eを分圧するため直列接
続された分圧平滑コンデンサ、S1,S2は主スイッチ
素子、D1,D2は主スイッチ素子S1,S2の逆並列
ダイオード、CR1,CR2は主スイッチ素子S1,S
2に並列接続された共振コンデンサ、LRは共振リアク
トル、SA1,SA2は補助スイッチ素子である。ここ
で、補助スイツチ素子SA1,SA2は逆阻止能力のあ
るサイリスタであって、逆並列に接続されて双方向性を
有している。
【0005】図5は補助スイッチ素子として逆阻止能力
の低いものを使用した第2の従来例すなわち上記公表特
許公報に記載された回路(FIG1)を示し、SA11,
SA21は補助スイッチ,DA1,DA2は補助スイッチ
用ダイオードである。ここで、逆阻止能力の低い補助ス
イッチ素子SA11,SA21と逆阻止能力の大きいダイオ
ードDA1,DA2を直列接続したものを用い、これを
逆並列して双方向性を有している。そして、実際にはス
イッチ素子とダイオードをそれぞれ一体にモジュールさ
れている場合が多く、その場合、図示の点線のように接
続されて動作的には図4の場合と同じくなる。
の低いものを使用した第2の従来例すなわち上記公表特
許公報に記載された回路(FIG1)を示し、SA11,
SA21は補助スイッチ,DA1,DA2は補助スイッチ
用ダイオードである。ここで、逆阻止能力の低い補助ス
イッチ素子SA11,SA21と逆阻止能力の大きいダイオ
ードDA1,DA2を直列接続したものを用い、これを
逆並列して双方向性を有している。そして、実際にはス
イッチ素子とダイオードをそれぞれ一体にモジュールさ
れている場合が多く、その場合、図示の点線のように接
続されて動作的には図4の場合と同じくなる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】かかる従来例の図4お
よび図5の動作を、図6の回路図および図7の波形図を
参照して説明する。ここで説明を簡単にするため、無負
荷により、いま主スイッチ素子S2にゲートが加えら
れ、共振コンデンサCR2が零ボルト,共振コンデンサ
CR1が直流電源Eに充電されている状態とするに、時
点T0で主スイッチ素子S2のゲートオフと補助スイッ
チ素子スイッチSA1のオンを同時に行うと、図6にお
いて図示(太線)の経路に電流が流れ、共振リアクトル
LR,共振コンデンサCR1,CR2〔CR1,CR2
のキャパシタンスは(1/2)CRとする〕による共振
動作が生じる。その補助スイッチ素子スイッチSA1,
共振リアクトLRに流れる電流波形および共振コンデン
サCR1の電圧波形は図7に示す如くなり、また、共振
時間Tは〔π√(LR・CR)〕、共振電流のピークは
〔(E/2)・√(CR/LR)〕となる。
よび図5の動作を、図6の回路図および図7の波形図を
参照して説明する。ここで説明を簡単にするため、無負
荷により、いま主スイッチ素子S2にゲートが加えら
れ、共振コンデンサCR2が零ボルト,共振コンデンサ
CR1が直流電源Eに充電されている状態とするに、時
点T0で主スイッチ素子S2のゲートオフと補助スイッ
チ素子スイッチSA1のオンを同時に行うと、図6にお
いて図示(太線)の経路に電流が流れ、共振リアクトル
LR,共振コンデンサCR1,CR2〔CR1,CR2
のキャパシタンスは(1/2)CRとする〕による共振
動作が生じる。その補助スイッチ素子スイッチSA1,
共振リアクトLRに流れる電流波形および共振コンデン
サCR1の電圧波形は図7に示す如くなり、また、共振
時間Tは〔π√(LR・CR)〕、共振電流のピークは
〔(E/2)・√(CR/LR)〕となる。
【0007】さらに、ここで主スイッチ素子S2に負荷
電流が流れている状態でターンオフしても、共振コンデ
ンサCR2がゼロ電圧であるため、負荷電流はこのコン
デンサに転流するいわゆるZVSとなる。さらには、主
スイッチ素子S1のターンオンは時点T1で行えば、や
はり共振コンデンサCR1がゼロ電圧であるため、ZV
Sとなって損失の発生はない。しかし、共振回路には若
干の損失があるため、共振コンデンサCR1の電圧は時
点T1では直流電源Eの電圧まで充電されない。この対
策については、上記公表特許公報に詳述されているので
省略する。さらにまた、補助スイッチ素子SA1がター
ンオン時には電流が共振リアクトルLRで抑制されるた
めZCSになり、理想的には、時点T1においては補助
スイッチ素子SA1の電流がゼロとなり、自然にターン
オフしてスイッチング損失が発生しないことになる。
電流が流れている状態でターンオフしても、共振コンデ
ンサCR2がゼロ電圧であるため、負荷電流はこのコン
デンサに転流するいわゆるZVSとなる。さらには、主
スイッチ素子S1のターンオンは時点T1で行えば、や
はり共振コンデンサCR1がゼロ電圧であるため、ZV
Sとなって損失の発生はない。しかし、共振回路には若
干の損失があるため、共振コンデンサCR1の電圧は時
点T1では直流電源Eの電圧まで充電されない。この対
策については、上記公表特許公報に詳述されているので
省略する。さらにまた、補助スイッチ素子SA1がター
ンオン時には電流が共振リアクトルLRで抑制されるた
めZCSになり、理想的には、時点T1においては補助
スイッチ素子SA1の電流がゼロとなり、自然にターン
オフしてスイッチング損失が発生しないことになる。
【0008】ところが、実際の動作では補助スイッチ素
子SA1は、半導体であるために必ず内部に電荷が蓄積
しており、この電荷が放出されれないとオフ状態に移行
できない。そのため、図7に示すように蓄積電荷を放出
するよう共振が進展し、補助スイッチ素子SA1に逆電
流が流れ、時点T2で補助スイッチ素子SA1(図5例
ではDA1も含む)の逆回復時に逆電流のピーク電流I
Rに達する。逆回復状態になると、補助スイッチ素子S
A1に流れる逆電流は急速に減少していく。このため、
共振リアクトルLRにはピーク電流IRが流れており、
〔(1/2)LR・IR(べき2)〕の磁気エネルギー
を有しているため、補助スイッチ素子の接合キャパシタ
ンスと共振リアクトルとの共振が発生する。接合キャパ
シタンスは、共振コンデンサに比べるとキャパシタンス
が非常に小さい。そのため、この共振は高周波となりか
つ電圧も高くなり、図7に示すような電圧が補助スイッ
チ素子に印加され、素子を波壊する問題を生じる。この
ような有害なサージ電圧に対する考慮は、前述の文献や
特許公報では何も示されていない。
子SA1は、半導体であるために必ず内部に電荷が蓄積
しており、この電荷が放出されれないとオフ状態に移行
できない。そのため、図7に示すように蓄積電荷を放出
するよう共振が進展し、補助スイッチ素子SA1に逆電
流が流れ、時点T2で補助スイッチ素子SA1(図5例
ではDA1も含む)の逆回復時に逆電流のピーク電流I
Rに達する。逆回復状態になると、補助スイッチ素子S
A1に流れる逆電流は急速に減少していく。このため、
共振リアクトルLRにはピーク電流IRが流れており、
〔(1/2)LR・IR(べき2)〕の磁気エネルギー
を有しているため、補助スイッチ素子の接合キャパシタ
ンスと共振リアクトルとの共振が発生する。接合キャパ
シタンスは、共振コンデンサに比べるとキャパシタンス
が非常に小さい。そのため、この共振は高周波となりか
つ電圧も高くなり、図7に示すような電圧が補助スイッ
チ素子に印加され、素子を波壊する問題を生じる。この
ような有害なサージ電圧に対する考慮は、前述の文献や
特許公報では何も示されていない。
【0009】1994年4月開催,パワーエレクトロニクス
(第 106回定例)研究会で発表された論文「共振ポール
インバータの問題点とその解決方法に関する検討」にお
いては、前述の逆回復時のサージ電圧抑制についての記
載(図8等)がある。これを図8に示す。図8におい
て、DS1,DS2はスナバダイオード、RS1,RS
2は電力消費素子、LAは配線用インダクタンスであ
る。これは、補助スイッチ素子SA1,SA2および共
振リアクトルLRの接続点と直流電源Eの正極・負荷間
に、それぞれスナバダイオードDS1,DS2と抵抗器
あるいはツェナダイオードのような電力消費素子RS
1,RS2の直列回路を設けるようにしたことにより、
補助スイッチ素子の逆回復後の共振リアクトルの磁気エ
ネルギーの放出回路を有する方式のものである。
(第 106回定例)研究会で発表された論文「共振ポール
インバータの問題点とその解決方法に関する検討」にお
いては、前述の逆回復時のサージ電圧抑制についての記
載(図8等)がある。これを図8に示す。図8におい
て、DS1,DS2はスナバダイオード、RS1,RS
2は電力消費素子、LAは配線用インダクタンスであ
る。これは、補助スイッチ素子SA1,SA2および共
振リアクトルLRの接続点と直流電源Eの正極・負荷間
に、それぞれスナバダイオードDS1,DS2と抵抗器
あるいはツェナダイオードのような電力消費素子RS
1,RS2の直列回路を設けるようにしたことにより、
補助スイッチ素子の逆回復後の共振リアクトルの磁気エ
ネルギーの放出回路を有する方式のものである。
【0010】しかしながら、この方式ではつぎの如き欠
点がある。ここで、図9は図7に類して表した図8の動
作を示す波形図である。 (1) 分圧平滑コンデンサCD1,CD2と補助スイ
ッチ素子AS1,SA2は電力変換装置の容量が大きく
なるに比例して大型化するため、構造的に端子相互の距
離を短くすることに限界を有し、結果的には配線インダ
クタンス(例えば図8のLA)が存在するようになる。
従ってかような配線インダクタンスLA等にも逆電流の
ピーク電流IRが流れるために、逆回復時には誘起電圧
を発生し、補助スイッチ素子には、図9に示すように相
変らずサージ電圧が印加される。 (2) 共振リアクトルLRの残留磁気エネルギーは全
て電力消費素子RS1,RS2に消費されるため、よっ
て発熱をきたし効率低下をまねく。
点がある。ここで、図9は図7に類して表した図8の動
作を示す波形図である。 (1) 分圧平滑コンデンサCD1,CD2と補助スイ
ッチ素子AS1,SA2は電力変換装置の容量が大きく
なるに比例して大型化するため、構造的に端子相互の距
離を短くすることに限界を有し、結果的には配線インダ
クタンス(例えば図8のLA)が存在するようになる。
従ってかような配線インダクタンスLA等にも逆電流の
ピーク電流IRが流れるために、逆回復時には誘起電圧
を発生し、補助スイッチ素子には、図9に示すように相
変らずサージ電圧が印加される。 (2) 共振リアクトルLRの残留磁気エネルギーは全
て電力消費素子RS1,RS2に消費されるため、よっ
て発熱をきたし効率低下をまねく。
【0011】本発明の目的とするところは、共振動作の
終期に発生する補助スイッチ素子の逆回復による過大な
サージ電圧の印加を防止し、共振リアクトルの残留磁気
エネルギーの相当量を直流電源へ帰還させることによ
り、発熱防止しかつ効率向上が図られた格別な装置を提
供することにある。
終期に発生する補助スイッチ素子の逆回復による過大な
サージ電圧の印加を防止し、共振リアクトルの残留磁気
エネルギーの相当量を直流電源へ帰還させることによ
り、発熱防止しかつ効率向上が図られた格別な装置を提
供することにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】本発明は上述したような
点に鑑みなされたものであり、第1に補助スイッチ素子
の主スイッチ素子側の端子に2個のスナバダイオード
を、一方はカソードを他方はアノードとなるように接続
し、それぞれのスナバダイオードの他端と補助スイッチ
素子の他端との間に、それぞれスナバコンデンサを接続
してなる。第2には、さらに2組のスナバコンデンサお
よびスナバダイオードの接続点のうち、カソードとなる
接続点と直流電源との間に、アノードとなる接続点と直
流電源の負極との間に、それぞれ電力消費素子を接続し
て成るものである。
点に鑑みなされたものであり、第1に補助スイッチ素子
の主スイッチ素子側の端子に2個のスナバダイオード
を、一方はカソードを他方はアノードとなるように接続
し、それぞれのスナバダイオードの他端と補助スイッチ
素子の他端との間に、それぞれスナバコンデンサを接続
してなる。第2には、さらに2組のスナバコンデンサお
よびスナバダイオードの接続点のうち、カソードとなる
接続点と直流電源との間に、アノードとなる接続点と直
流電源の負極との間に、それぞれ電力消費素子を接続し
て成るものである。
【0013】
【作用】かかる解決手段による作用については、実施例
にて併記する。以下に、本発明を実施例にて図面を参照
し、さらに詳細説明する。
にて併記する。以下に、本発明を実施例にて図面を参照
し、さらに詳細説明する。
【0014】
【実施例】図1および図2は第1,第2の従来例を示し
た図4および図5に類して表したものであり、L1,L
2は配線用インダクタンス、CS1,CS2はスナバコ
ンデンサである。すなわち、補助スイッチSA1,SA
2の両端に、スナバコンデンサCS1,CS2とスナバ
ダイオードDS1,DS2の直列回路を、図示の如く接
続する。さらに、これら2組の直列回路を、図示の如く
に直流電源Eと電力消費素子RS1,RS2と補助スイ
ッチ素子SA1,SA2と主スイッチ素子S1,S2と
の間に、接続してなるものである。ここで、配線は極力
短くなるよう配慮する必要があるが、スナバコンデン
サ,スナバダイオードともにかなり小型のものでよいた
め、容易に実現できる。なお、電力消費素子の配線への
配慮は必要ないことは明らかである。
た図4および図5に類して表したものであり、L1,L
2は配線用インダクタンス、CS1,CS2はスナバコ
ンデンサである。すなわち、補助スイッチSA1,SA
2の両端に、スナバコンデンサCS1,CS2とスナバ
ダイオードDS1,DS2の直列回路を、図示の如く接
続する。さらに、これら2組の直列回路を、図示の如く
に直流電源Eと電力消費素子RS1,RS2と補助スイ
ッチ素子SA1,SA2と主スイッチ素子S1,S2と
の間に、接続してなるものである。ここで、配線は極力
短くなるよう配慮する必要があるが、スナバコンデン
サ,スナバダイオードともにかなり小型のものでよいた
め、容易に実現できる。なお、電力消費素子の配線への
配慮は必要ないことは明らかである。
【0015】図3は、図1,図2の動作の説明のため図
7,図9に類して示している。図3においては、時点T
0で主スイッチ素子S2のオフと補助スイッチ素子SA
1のオンを行い、時点T1で共振電流がゼロとなり、時
点T2で逆回復する。この現象は、従来例と同じであ
る。
7,図9に類して示している。図3においては、時点T
0で主スイッチ素子S2のオフと補助スイッチ素子SA
1のオンを行い、時点T1で共振電流がゼロとなり、時
点T2で逆回復する。この現象は、従来例と同じであ
る。
【0016】さて、時点T2で補助スイッチ素子SA1
が逆回復して急速に逆電流が減少すると、共振リアクト
ルLRの残留磁気エネルギー〔(1/2)LR・IR
(ベキ2)〕のうち、補助スイッチ素子SA1で逆回復
損失として消費される分を差し引いたエネルギーによる
電流が、スナバダイオードDS1とスナバコンデンサC
S1の直列回路に流れる。この電流が振動的になるよう
に、スナバコンデンサCS1の容量および電力消費素子
RS1の定数を決めておけば、共振リアクトルLRの残
留磁気エネルギーの殆どがスナバコンデンサCS1の静
電エネルギーへと変換されるように、スナバコンデンサ
が充電される。
が逆回復して急速に逆電流が減少すると、共振リアクト
ルLRの残留磁気エネルギー〔(1/2)LR・IR
(ベキ2)〕のうち、補助スイッチ素子SA1で逆回復
損失として消費される分を差し引いたエネルギーによる
電流が、スナバダイオードDS1とスナバコンデンサC
S1の直列回路に流れる。この電流が振動的になるよう
に、スナバコンデンサCS1の容量および電力消費素子
RS1の定数を決めておけば、共振リアクトルLRの残
留磁気エネルギーの殆どがスナバコンデンサCS1の静
電エネルギーへと変換されるように、スナバコンデンサ
が充電される。
【0017】ここで、スナバコンデンサは常に直流点源
E電圧の約半分である(1/2)Eに充電されているの
で、エネルギーの移行が完了した時点では、スナバコン
デンサは〔(E/2)+ΔV〕に充電され、その後、ス
ナバダイオードDS1はΔVの電圧が逆バイアスされて
非導通となる。〔ΔV+(E/2)〕に充電された電荷
は、電力消費素子RS1を経由して分圧平滑コンデンサ
CD1にのみ流れ、(E/2)になるまで放電する。か
ようにして、電力消費素子RS1による損失が若干発生
するものの、スナバコンデンサCS1に充電されたエネ
ルギーの殆どを、直流点源Eに帰還させることができ
る。
E電圧の約半分である(1/2)Eに充電されているの
で、エネルギーの移行が完了した時点では、スナバコン
デンサは〔(E/2)+ΔV〕に充電され、その後、ス
ナバダイオードDS1はΔVの電圧が逆バイアスされて
非導通となる。〔ΔV+(E/2)〕に充電された電荷
は、電力消費素子RS1を経由して分圧平滑コンデンサ
CD1にのみ流れ、(E/2)になるまで放電する。か
ようにして、電力消費素子RS1による損失が若干発生
するものの、スナバコンデンサCS1に充電されたエネ
ルギーの殆どを、直流点源Eに帰還させることができ
る。
【0018】なお、本説明は無負荷時に補助スイッチ素
子SA1をオンさせる例にて述べたが、負荷時にあるい
は補助スイッチ素子SA2のオンの場合についても、同
様に説明できる。さらに、主スイッチ素子としてゲート
ターンオフサイリスタ(GTO)の記号によるものとし
たが、これにとらわれるものでなく、自己消弧素子であ
ればIGBT,MOSFET等であってもよい。また、
補助スイッチ素子は自己消弧能力のないサイリスタを含
め、各種スイッチング素子が使用できることは言うまで
もない。さらには、補助スイッチ素子と共振リアクトル
の接続を、実施例等と逆としてもよく、同様に作用し得
ることは明らかである。
子SA1をオンさせる例にて述べたが、負荷時にあるい
は補助スイッチ素子SA2のオンの場合についても、同
様に説明できる。さらに、主スイッチ素子としてゲート
ターンオフサイリスタ(GTO)の記号によるものとし
たが、これにとらわれるものでなく、自己消弧素子であ
ればIGBT,MOSFET等であってもよい。また、
補助スイッチ素子は自己消弧能力のないサイリスタを含
め、各種スイッチング素子が使用できることは言うまで
もない。さらには、補助スイッチ素子と共振リアクトル
の接続を、実施例等と逆としてもよく、同様に作用し得
ることは明らかである。
【0019】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、補
助スイッチ素子へのサージ電圧の印加を防止し、かつ共
振リアクトルにトラッグされた残留磁気エネルギーのか
なりの部分を直流電源に帰還させ得るものとなり、信頼
性および効率が向上された優れた簡便な装置を提供でき
る。
助スイッチ素子へのサージ電圧の印加を防止し、かつ共
振リアクトルにトラッグされた残留磁気エネルギーのか
なりの部分を直流電源に帰還させ得るものとなり、信頼
性および効率が向上された優れた簡便な装置を提供でき
る。
【図1】図1は本発明の一実施例の要部構成を示す回路
図である。
図である。
【図2】図2は本発明の他の実施例の要部構成を示す回
路図である。
路図である。
【図3】図3は図1,図2の動作を説明するため示した
波形図である。
波形図である。
【図4】図4は逆阻止能力のある補助スイッチ素子を使
用した第1の従来例を示す回路図である。
用した第1の従来例を示す回路図である。
【図5】図5は逆阻止能力の低い補助スイッチ素子を使
用した第2の従来例を示す回路図である。
用した第2の従来例を示す回路図である。
【図6】図6は図4,図5の動作を説明するため示した
回路図である。
回路図である。
【図7】図7は図6の説明のため示した波形図である。
【図8】図8はサージ電圧を小さくした第3の従来例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図9】図9は図8の動作を示した波形図である。
E 直流電源 CD1 分圧平滑コンデンサ CD2 分圧平滑コンデンサ S1 主スイッチ素子 S2 主スイッチ素子 D1 逆並列ダイオード D2 逆並列ダイオード CR1 共振コンデンサ CR2 共振コンデンサ LR 共振リアクトル SA1 補助スイッチ素子 SA2 補助スイッチ素子 SA11 補助スイッチ素子 SA21 補助スイッチ素子 DA1 補助スイッチ用ダイオード DA2 補助スイッチ用ダイオード DS1 スナバダイオード DS2 スナバダイオード RS1 電力消費素子 RS2 電力消費素子 LA 配線用インダクタンス L1 配線用インダクタンス L2 配線用インダクタンス CS1 スナバコンデンサ CS2 スナバコンデンサ
Claims (1)
- 【請求項1】 直流電源の正負極間に直列接続され逆並
列ダイオードと並列接続された共振コンデンサを備える
少なくとも2個の主スイッチ素子間の接続点と、前記直
流電源に直列接続された分圧平滑コンデンサ間の接続点
との間に、双方向の補助スイッチ素子と共振リアクトル
との直列回路よりなる補助共振転流回路を用いた電力変
換装置において、前記補助スイッチ素子の主スイッチ素
子側端子に2個のスナバダイオードを一方はカソードを
他方はアノードとなるように接続するとともに、該2個
のスナバダイオードの他端と補助スイッチ素子の反主ス
イッチ素子側端子との間にそれぞれスナバコンデンサを
接続し、該2組のスナバコンデンサとスナバダイオード
の接続点のうちカソードとなる接続点と前記直流電源の
正極との間にかつアノードとなる接続点と直流電源の負
極との間に、それぞれ電力消費素子を接続して成ること
を特徴とする補助共振転流回路を用いた電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6150375A JP2803069B2 (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP6150375A JP2803069B2 (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07337022A true JPH07337022A (ja) | 1995-12-22 |
JP2803069B2 JP2803069B2 (ja) | 1998-09-24 |
Family
ID=15495624
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6150375A Expired - Lifetime JP2803069B2 (ja) | 1994-06-08 | 1994-06-08 | 補助共振転流回路を用いた電力変換装置 |
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JP (1) | JP2803069B2 (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2001084699A1 (fr) * | 2000-04-28 | 2001-11-08 | Tdk Corporation | Dispositif de conversion de puissance |
JP2010057239A (ja) * | 2008-08-27 | 2010-03-11 | Sanken Electric Co Ltd | 共振型インバータ装置 |
FR2947681A1 (fr) * | 2009-07-01 | 2011-01-07 | Air Liquide Welding France | Poste de soudage a l'arc a onduleur multiniveaux a commutation douce quasi resonant |
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-
1994
- 1994-06-08 JP JP6150375A patent/JP2803069B2/ja not_active Expired - Lifetime
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EP2288013A1 (fr) * | 2009-07-01 | 2011-02-23 | L'Air Liquide Société Anonyme pour l'Etude et l'Exploitation des Procédés Georges Claude | Poste de soudage à l'arc à onduleur multiniveaux à commutation douce quasi résonant |
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CN105099151A (zh) * | 2014-04-18 | 2015-11-25 | 台达电子企业管理(上海)有限公司 | 变换器 |
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