JP2666133B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、直流から高周波電力を発生させ、さらにそ
の得られた高周波電力から直流もしくは交流を効率よく
発生させる、静電誘導サイリスタを有する直流−直流も
しくは直流−交流に変換する電力変換装置に関する。 従来の直流−直流もしくは直流−交流変換装置は欠点
があまりにも多いため、ベース電流によりターン・オ
ン、ターン・オフする大電力用サイリスタ又はトランジ
スタに徐々に代わりつつある。 しかし、従来の大電力用サイリスタは多数のセルから
構成されているので、全てのセルを均一に動作させるこ
とは難しく、効率もあまり良くなく、しかも大電力用の
大型の素子を作れない欠点を有している。 さらに、この大電力用サイリスタは高周波出力が出せ
ず、ベース領域に過剰なキャリアが蓄積するので、ター
ン・オフ時に過剰キャリアを引き出すための時間、即
ち、蓄積時間が長い欠点に加えて次のような欠点をも有
している。 （１）ベース抵抗が大きいため、スイッチング時間が遅
い。 （２）大面積のサイリスタ、トランジスタの場合には、
素子全体がターン・オンするための遅れ時間がある。 （３）高耐圧のものが作りにくい。 （４）効率が悪いために、損失による温度上昇が大き
く、電流集中が起こり易く、素子が破壊する。 （５）スイッチングの際には、ターン・オン中ベース電
流を流し続けなければならず、ベースの駆動電力が大き
く、大電流のスイッチングの場合には効率が低下する。 （６）ターン・オン時の電圧降下が大きい。 上記の理由によりサイリスタ、トランジスタの発振・
増幅の変換効率はおよそ40〜50％で高々70％にしかなら
ない。 一方、pnpn構造のサイリスタを用いた発振器が徐々に
実現しているが、この発振器の変換効率についてはバイ
ポーラトランジスタよりは良いが、動作周波数は高々1k
Hz以下である。pnpn構造のゲート・ターン・オフ・サイ
リスタ（GTO）を用いても、動作周波数の限界は数10kHz
程度にしかならない。 さらに、GTOはターン・オフ時に非常に破損し易い致
命的な欠点を有し、併せて複雑な制御装置、スナバー回
路、保護回路等が必要であるため、装置が複雑で大型化
し、経済的でなく故障も起こり易く、効率が悪い等の欠
点をも有している。 このように、従来の直流−直流もしくは直流−交流変
換装置は、多くの大きな欠点を有している。 本発明は、前記した従来の欠点を除去するもので、そ
の目的は、従来の装置におけるスイッチング部の周波数
よりも高く、 1MHzを上まわる周波数領域でも効率良く
動作する静電誘導サイリスタをスイッチング素子として
少なくとも有し、直流を直流に、もしくは直流を交流に
変換する大電力用の電力変換装置の具体的回路を提供す
ることにある。 本発明の別の目的は、大きな主電流が流れる主回路と
駆動回路との分離が容易で、駆動回路が単純化でき、安
全な操作可能な電力変換装置の具体的回路を提供するこ
とにある。 以下、図面を参照して、本発明を詳細に説明する。 まず、静電誘導サイリスタについて簡単に説明する
と、この静電誘導サイリスタは、西澤潤一博士により発
明されたものであって、特許第1131903号（特公昭57−9
226号公報）その他により既に知られているように、ｎ
層にチャンネルを形成するためのp+ゲート領域を有する
p+−ｎ−n+構造を具備し、p+層およびn+層をそれぞれア
ノードおよびカソードとするとき、ゲート電圧を零ボル
トにするか1V前後の順方向電圧を加えるだけでターン・
オンし、また逆方向のゲート・カソード間電圧によって
ターン・オフするものである。 第１図は本発明の基本構成を示すための例である。 図中、１は直流電源、２は直流の伝送線路、３は静電
誘導サイリスタを含むスイッチング部による高周波発生
器、４は高周波発生器３の制御部、５は高周波発生器３
及び制御部４の回路のための電源、６は高周波発生器３
で発生した高周波の伝送路、７は電圧変換用の変圧器
で、二次側は中間タップを有しているもの、８はpinダ
イオード等による全波整流器、９はチョークコイルとコ
ンデンサによる全波整流波形のリップルを除去する濾波
器、10は直流の伝送路、11は負荷である。 直流電源１は乾電池、太陽電池、直流発電機或いはそ
の他のものでも良く、使用目的に合ったものを用いる。
また、伝送線路２は、例えば、100km以上の送電線でも
構わない。 動作について説明すると、直流電源１から静電誘導サ
イリスタを含むスイッチング部により高周波を発生さ
せ、得られた高周波電力を変圧器７により昇圧もしくは
降圧させることによって高周波電圧の変換をし、全波整
流器８、濾波器９により交直変換をする。 直流入力電圧V1及び直流出力電圧V2の電圧の変換比は
変圧器７の一次巻線及び二次巻線の比によって決まる。 第１図において、静電誘導サイリスタのスイッチング
部による高周波発生器の変換効率は90％以上、pinダイ
オード等の整流器の効率は99％以上となるので、非常に
効率のよい電力変換装置である。 なお、この例における静電誘導サイリスタのスイッチ
ング部３、制御部４、変圧器７、整流器８、濾波器９等
は分離して構成しても、また、伝送路６、変圧器７等の
高周波の流れる箇所は、高周波電力が空中漏洩して損失
が増えないためとか、周辺環境に高周波障害を与えない
ためとかの障害を考慮し、静電シールド箱に収容しても
よい。 第２図（ａ）乃至（ｄ）は本発明による電力変換装置
の実施例を示し、変圧器22の前にノーマリ・オフ型の静
電誘導サイリスタＡ及びＢを有するスイッチング部を有
している。 図中１は直流電源、20はチョークコイル、22は中間タ
ップ付の変圧器で、L1〜L4の巻線を有しているもの、４
は静電誘導サイリスタＡ及びＢの各ゲートを駆動するMO
SトランジスタQ1乃至Q4の駆動回路、Q1、Q3はそれぞれ
静電誘導サイリスタＡ、Ｂをターン・オンさせるｐチャ
ンネルMOSトランジスタ、Q2、Q4はそれぞれ静電誘導サ
イリスタＡ、Ｂをターン・オフさせるｎチャンネルMOS
トランジスタ、VG1、VG3は静電誘導サイリスタＡ、Ｂを
ターン・オンさせる直流電源、VG2、VG4は静電誘導サイ
リスタＡ、Ｂをターン・オフさせる直流電源、５は駆動
回路４の電源、23、24は変圧器からの出力を両波整流す
るためのpinダイオード、25はチョークコイル、26は平
滑用コンデンサである。 チョークコイル25、平滑用コンデンサ26により両波整
流波形のリップルが除去され直流電圧が27、28の出力端
子間に得られる。 高周波電力は静電誘導サイリスタＡ、Ｂを交互に導通
させることによって発生する。発生した高周波電力は変
圧器22により変圧されて、整流器23、24、濾波器25及び
平滑用コンデンサ26により直流に変換される。ここで、
変圧器22の一次側と二次側の巻線比を設計条件に基づき
変えることにより一次側の直流電源１より電圧の高い、
又は低い直流−直流変換装置となる。 なお、整流器23、24は全波整流のものに限らず、半波
整流、ブリッジ整流のものでもよい。 第２図（ｂ）は、第２図（ａ）に示す駆動回路４によ
って発生するパルス列を示す。 第２図（ｂ）において、横軸は時間Ｔ、縦軸はパルス
振幅φを示している。 静電誘導サイリスタは通常のpnpn4層構造のサイリス
タと同様にラッチ・アップするデバイスであるので、オ
ン期間中にオン電流を流し続ける必要がなく、φ1、φ3
でpMOSトランジスタQ1、Q3をターン・オンして、電圧を
静電誘導サイリスタＡ、Ｂのゲートに加える。 即ち、φ1によりpMOSトランジスタQ1が導通し、VG1が
静電誘導サイリスタＡのゲート・カソード間に加わりタ
ーン・オンする。半周期目にφ2によりnMOSトランジス
タQ2が導通し、VG2が静電誘導サイリスタＡのゲート・
カソード間に加わりターン・オフする。 φ2と同じ位相でφ3はpMOSトランジスタQ3を導通させ
て、VG3により静電誘導サイリスタＢがターン・オンす
る。一周期目にはφ4によりnMOSトランスタQ4を導通さ
せて、VG4を静電誘導トランジスタＢに加えて静電誘導
サイリスタＢをオフさせる。φ4と同じ位相でφ1が加わ
り静電誘導サイリスタＡが前と同じようにターン・オン
する。 Q1乃至Q4のMOSトランジスタのゲート駆動で、主電流
をスイッチする静電誘導サイリスタＡ、Ｂを駆動してい
るので、駆動回路と主電流とが分離でき、駆動回路が簡
略化され、また駆動回路の設計が容易になる。 第２図（ｃ）は、第２図（ａ）、（ｂ）で説明した変
圧器22の一次側の電流変化を示す図である。 図中、横軸は時間Ｔ、縦軸は電流値Ｉである。 チョークコイル20は、交番電流が直流電源１側に流れ
るのを阻止するために設けている。 静電誘導サイリスタは、前述したように、ゲート電圧
によりターン・オン、ターン・オフできるので、転流回
路を必要としない利点がある。 第２図（ｄ）は、変圧器の一次側を共振器とした実施
例である。 この実施例においては、コンデンサC1をL1とL2とから
なる一次巻線と並列に接続したものである。 静電誘導サイリスタは、ターン・オン、ターン・オフ
が非常に高速であり、ターン・オフ時間0.1μsec程度の
ものにより、ほぼ100kHz以上の高周波の発生が、90％以
上の効率で得ることができる。 第２図（ａ）、（ｂ）に示した実施例のものは、共に
駆動回路４の周期を変えること、乃至はL1、C1の値を変
化させ共振周波数を変えること、また両者を同時に変え
ることによって動作できる。第２図（ｄ）に示した実施
例のものでは、動作周波数ｆは、おおよそｆ＝1/2×π
×（L1×C1）1/2で与えられる。 第２図に示した実施例のものは、第１図のブロックダ
イアグラムのもののように、直流電源１と静電誘導サイ
リスタ間の伝送線は短くし、及び高周波伝送線６、７を
簡単にし、変圧器22を１個で構成している。即ち、駆動
回路４、駆動回路４の電源５をも含め、一体にして電力
変換装置を構成している。 少なくとも順方向阻止電圧2000V以上の静電誘導サイ
リスタを用いることによって、1000Vの直流電源１をス
イッチングできる。 直流送電回路の送電側の直流高電圧源１の直流電圧を
例えば100kVとした場合には、静電誘導サイリスタＡの
順方向耐圧は200kV必要となるので、順方向耐圧が4kVの
静電誘導サイリスタを少なくとも50個以上直列接続すれ
ばよい。電流容量を増すためには、直列接続した静電誘
導サイリスタを並列接続すればよく、100kAの電流に
は、平均電流容量1kAの静電誘導サイリスタを少なくと
も100個以上並列接続すればよい。 図２（ｅ）は、その一具体例である。この例において
は、100kV×100kA＝10GWの電力容量の直流電源１をスイ
ッチングできる静電誘導サイリスタＡの直並列状態を示
している。バルブ１は、順方向阻止電圧4kV、平均電流1
kAの静電誘導サイリスタをSI−Thy1〜50まで50個直列接
続したものであり、バルブを100組（SI−Thy1〜5000）
並列接続している。 第３図は、本発明の更に他の実施例である。この実施
例における電力変換装置は、４個のノーマリ・オフ型静
電誘導サイリスタＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄを有している。静電誘
導サイリスタＡ、Ｃを同時にターンオンし、ターンオフ
させ、次に静電誘導サイリスタＢ、Ｄを同時にターンオ
ンすることによって共振器L1、C1に交番電流を流すこと
ができる。 Q1、Q5，VG1、VG5はそれぞれ、静電誘導サイリスタ
Ａ、Ｃのターンオン用のMOSトランジスタ、ターンオン
用の直流電源、Q2、Q6，VG2、VG6は静電誘導サイリスタ
Ａ、Ｃのターンオフ用のMOSトランジスタ、ターンオフ
用の直流電源、Q3、Q7，VG3、VG7はそれぞれ、静電誘導
サイリスタＢ、Ｄのターンオン用のMOSトランジスタ、
ターンオン用の直流電源、Q4、Q8，VG4、VG8はそれぞ
れ、静電誘導サイリスタＢ、Ｄのターンオフ用のMOSト
ランジスタ、ターンオフ用の直流電源である。 第３図に示す実施例においては、第２図のものと異な
り、タップ付きのトランスが不要であるという利点を有
している。 第２図乃至第３図の実施例に示した直流−直流変換装
置に用いる静電誘導サイリスタとして、ゲートバイアス
を印加しないときに、阻止状態となっているノーマリ・
オフ型の素子が使用されているが、ゲート、カソード間
に逆方向バイアスを印加してオフとなり、０ゲートバイ
アスで導通状態となるノーマリ・オン型の素子、あるい
はノーマリ・オン型とノーマリ・オフ型の中間の特性を
有する素子を用いることもできる。順方向阻止利得が大
きく、ターンオフ時の電流利得が大きい静電誘導サイリ
スタを用いるのが望ましい。 第４図は本発明の別の実施例である。図において、Ｅ
は逆導通型静電誘導サイリスタ、Q10及びVG10は逆導通
型静電誘導サイリスタのターン・オン用のMOSトランジ
スタ及びターン・オン用の電源である。C1、L1は共振回
路、C2、R2はサ−ジ吸収用のコンデンサ、抵抗である。 φ10はQ10のターン・オン用のパルス電圧で、静電誘
導サイリスタをターン・オンし共振回路C1、L1に電流を
流す。この例で、L1は変圧器の役目も果たしている。 共振回路C1の放電時は、静電誘導サイリスタＥが逆導
通であるので、コンデンサC1の逆極性に充電された電荷
は放電する。放電すると静電誘導サイリスタＥは再び阻
止状態になり、コンデンサC1が充電する。φ10を加え静
電誘導サイリスタを再びオンさせる。この繰り返しによ
り、直流−直流変換を行う。 以上の実施例においては、ゲートの駆動回路としてト
ランジスタQ1乃至Q10を用いている。ゲート駆動用のMOS
トランジスタは、自己消去能力のあるものが必要であ
る。ここではMOSトランジスタを用いた例を説明した
が、MOSトランジスタに限らず静電誘導トランジスタ、
バイポーラトランジスタでもよい。また、実施例では静
電誘導サイリスタＡ乃至Ｅのゲートのターン・オン、タ
ーン・オフするときに直流電源を加える回路であるの
で、高周波に向いている。ゲートのターン・オフの回路
はコンデンサ充電方式、リアクトル方式、パルストラン
ス方式、コンデンサとパルストランス方式でも良い。 高耐圧、大電流用の静電誘導サイリスタのスイッチン
グを簡単にするための実施例を以下に述べる。 第５図は、光パルスでターン・オンするノーマリ・オ
フ型の静電誘導サイリスタＦ、Ｇを用いた一実施例であ
る。35、36はpinフォトダイオード、フォトトランジス
タ、フォト静電誘導トランジスタ等の光パルスで導通す
るもの、VG11、VG12はターン・オフ用の直流電源であ
る。他の回路は第２図（ａ）と同様である。15は光ファ
イバ線路、16は静電誘導サイリスタＦ、Ｇ、35、36を駆
動するための光パルス駆動回路で、パルス回路とレーザ
ダイオードないし発光ダイオード及び電源より構成され
ている。37、39はＦ、Ｇをターン・オンさせる光パル
ス、38、40は、35、36を導通させる光パルスである。第
５図（ｂ）は第５図（ａ）に示した実施例の動作を示
す。光パルス37により静電誘導サイリスタＦを導通さ
せ、次に光パルス38、39により静電誘導サイリスタＦを
ターン・オフさせ、静電誘導サイリスタＧをターン・オ
ンさせ、次に光パルス40で36を導通させ、静電誘導サイ
リスタＧをターン・オフさせる。静電誘導サイリスタＧ
をターン・オフさせると同時に再び光パルス37により静
電誘導サイリスタＦを導通させる。静電誘導サイリスタ
Ｆ、Ｇに交互に電流を流すことによって交流電力が発生
する。 Ｆ、Ｇがノーマリ・オン型の静電誘導サイリスタのと
きには、光パルス37、38は不要となり、第５図（ｃ）の
ような光パルスで動作させることができる。これまで説
明した電力変換装置のゲート駆動回路においても第５図
に示したような、光を用いる回路にできることはいうま
でもない。又、保護回路としてヒューズとパルス駆動回
路を電源投入時には、全ての静電誘導サイリスタをター
ン・オフ状態にするリセット回路を付けることが望まし
い。 以上いくつかの実施例により本発明の電力変換装置に
ついて説明したが、本発明は以上の実施例に限られるも
のではなく、静電誘導サイリスタを少なくとも具備して
構成させるものであれば何でも構わない。 例えば、コイルは、巻線型コイルでも平板型コイルで
も、またこれらのコイルが１組でも、複数組になったも
のでも構わない。巻線型コイルを並列にして用いる場合
は、磁束が同じ向きになるようにすれば良い。 以上の実施例は、直流−直流の電力変換のものであ
る。直流−交流の電力変換は第１図乃至は第５図の実施
例中の交流より直流へ変換する整流器８、濾波器９を除
けば、直接負荷11に交流乃至高周波数の電力が供給され
る。 以上説明したように、本発明の電力変換装置は、静電
誘導サイリスタを少なくとも具備して構成されることに
より、次に述べるような数多くの利点を有しており、工
業的価値の極めて高いものである。 （１）従来のサイリスタを用いたものよりも非常に高速
のスイッチングが行え、変圧器が小形化できる。 （２）1MHz以上の周波数領域で、大電力の高周波変換に
より連続的に直流出力を発生できるので、直流から直
流、直流から交流の電力変換が容易にできる。 （３）変換効率が90％以上でき、省エネルギー化ができ
る。 （４）ゲート駆動回路にMOSトランジスタを使用し、も
しくは光駆動を行っているので、駆動回路と主電流回路
とが直流的に分離され、安定性、信頼性が高く、回路が
簡略化され、素子の破壊がない。たとえ、スイッチング
素子の静電誘導サイリスタが破壊し、短絡するような事
故が生じても、駆動回路は分離されているので、回路全
体が破壊に至ることはない。 （５）スイッチングの際、ターン・オン時とターン・オ
フ時にゲートに接続されたMOSトランジスタにパルス信
号を加えればよく、常に駆動用パルスを印加している必
要もなく、スイッチングに要する電力が少なくてすむ。 （６）ターン・オフが容易にでき、しかもMOSトランジ
スタもしくは光駆動によって駆動回路と主電流回路とが
直流的に分離されているので、ゲート駆動回路の設計が
容易になり、使用部品が少なく、かつ小型のものでよ
く、全体としてコンパクトになり、設置スペースがわず
かですむ。
の得られた高周波電力から直流もしくは交流を効率よく
発生させる、静電誘導サイリスタを有する直流−直流も
しくは直流−交流に変換する電力変換装置に関する。 従来の直流−直流もしくは直流−交流変換装置は欠点
があまりにも多いため、ベース電流によりターン・オ
ン、ターン・オフする大電力用サイリスタ又はトランジ
スタに徐々に代わりつつある。 しかし、従来の大電力用サイリスタは多数のセルから
構成されているので、全てのセルを均一に動作させるこ
とは難しく、効率もあまり良くなく、しかも大電力用の
大型の素子を作れない欠点を有している。 さらに、この大電力用サイリスタは高周波出力が出せ
ず、ベース領域に過剰なキャリアが蓄積するので、ター
ン・オフ時に過剰キャリアを引き出すための時間、即
ち、蓄積時間が長い欠点に加えて次のような欠点をも有
している。 （１）ベース抵抗が大きいため、スイッチング時間が遅
い。 （２）大面積のサイリスタ、トランジスタの場合には、
素子全体がターン・オンするための遅れ時間がある。 （３）高耐圧のものが作りにくい。 （４）効率が悪いために、損失による温度上昇が大き
く、電流集中が起こり易く、素子が破壊する。 （５）スイッチングの際には、ターン・オン中ベース電
流を流し続けなければならず、ベースの駆動電力が大き
く、大電流のスイッチングの場合には効率が低下する。 （６）ターン・オン時の電圧降下が大きい。 上記の理由によりサイリスタ、トランジスタの発振・
増幅の変換効率はおよそ40〜50％で高々70％にしかなら
ない。 一方、pnpn構造のサイリスタを用いた発振器が徐々に
実現しているが、この発振器の変換効率についてはバイ
ポーラトランジスタよりは良いが、動作周波数は高々1k
Hz以下である。pnpn構造のゲート・ターン・オフ・サイ
リスタ（GTO）を用いても、動作周波数の限界は数10kHz
程度にしかならない。 さらに、GTOはターン・オフ時に非常に破損し易い致
命的な欠点を有し、併せて複雑な制御装置、スナバー回
路、保護回路等が必要であるため、装置が複雑で大型化
し、経済的でなく故障も起こり易く、効率が悪い等の欠
点をも有している。 このように、従来の直流−直流もしくは直流−交流変
換装置は、多くの大きな欠点を有している。 本発明は、前記した従来の欠点を除去するもので、そ
の目的は、従来の装置におけるスイッチング部の周波数
よりも高く、 1MHzを上まわる周波数領域でも効率良く
動作する静電誘導サイリスタをスイッチング素子として
少なくとも有し、直流を直流に、もしくは直流を交流に
変換する大電力用の電力変換装置の具体的回路を提供す
ることにある。 本発明の別の目的は、大きな主電流が流れる主回路と
駆動回路との分離が容易で、駆動回路が単純化でき、安
全な操作可能な電力変換装置の具体的回路を提供するこ
とにある。 以下、図面を参照して、本発明を詳細に説明する。 まず、静電誘導サイリスタについて簡単に説明する
と、この静電誘導サイリスタは、西澤潤一博士により発
明されたものであって、特許第1131903号（特公昭57−9
226号公報）その他により既に知られているように、ｎ
層にチャンネルを形成するためのp+ゲート領域を有する
p+−ｎ−n+構造を具備し、p+層およびn+層をそれぞれア
ノードおよびカソードとするとき、ゲート電圧を零ボル
トにするか1V前後の順方向電圧を加えるだけでターン・
オンし、また逆方向のゲート・カソード間電圧によって
ターン・オフするものである。 第１図は本発明の基本構成を示すための例である。 図中、１は直流電源、２は直流の伝送線路、３は静電
誘導サイリスタを含むスイッチング部による高周波発生
器、４は高周波発生器３の制御部、５は高周波発生器３
及び制御部４の回路のための電源、６は高周波発生器３
で発生した高周波の伝送路、７は電圧変換用の変圧器
で、二次側は中間タップを有しているもの、８はpinダ
イオード等による全波整流器、９はチョークコイルとコ
ンデンサによる全波整流波形のリップルを除去する濾波
器、10は直流の伝送路、11は負荷である。 直流電源１は乾電池、太陽電池、直流発電機或いはそ
の他のものでも良く、使用目的に合ったものを用いる。
また、伝送線路２は、例えば、100km以上の送電線でも
構わない。 動作について説明すると、直流電源１から静電誘導サ
イリスタを含むスイッチング部により高周波を発生さ
せ、得られた高周波電力を変圧器７により昇圧もしくは
降圧させることによって高周波電圧の変換をし、全波整
流器８、濾波器９により交直変換をする。 直流入力電圧V1及び直流出力電圧V2の電圧の変換比は
変圧器７の一次巻線及び二次巻線の比によって決まる。 第１図において、静電誘導サイリスタのスイッチング
部による高周波発生器の変換効率は90％以上、pinダイ
オード等の整流器の効率は99％以上となるので、非常に
効率のよい電力変換装置である。 なお、この例における静電誘導サイリスタのスイッチ
ング部３、制御部４、変圧器７、整流器８、濾波器９等
は分離して構成しても、また、伝送路６、変圧器７等の
高周波の流れる箇所は、高周波電力が空中漏洩して損失
が増えないためとか、周辺環境に高周波障害を与えない
ためとかの障害を考慮し、静電シールド箱に収容しても
よい。 第２図（ａ）乃至（ｄ）は本発明による電力変換装置
の実施例を示し、変圧器22の前にノーマリ・オフ型の静
電誘導サイリスタＡ及びＢを有するスイッチング部を有
している。 図中１は直流電源、20はチョークコイル、22は中間タ
ップ付の変圧器で、L1〜L4の巻線を有しているもの、４
は静電誘導サイリスタＡ及びＢの各ゲートを駆動するMO
SトランジスタQ1乃至Q4の駆動回路、Q1、Q3はそれぞれ
静電誘導サイリスタＡ、Ｂをターン・オンさせるｐチャ
ンネルMOSトランジスタ、Q2、Q4はそれぞれ静電誘導サ
イリスタＡ、Ｂをターン・オフさせるｎチャンネルMOS
トランジスタ、VG1、VG3は静電誘導サイリスタＡ、Ｂを
ターン・オンさせる直流電源、VG2、VG4は静電誘導サイ
リスタＡ、Ｂをターン・オフさせる直流電源、５は駆動
回路４の電源、23、24は変圧器からの出力を両波整流す
るためのpinダイオード、25はチョークコイル、26は平
滑用コンデンサである。 チョークコイル25、平滑用コンデンサ26により両波整
流波形のリップルが除去され直流電圧が27、28の出力端
子間に得られる。 高周波電力は静電誘導サイリスタＡ、Ｂを交互に導通
させることによって発生する。発生した高周波電力は変
圧器22により変圧されて、整流器23、24、濾波器25及び
平滑用コンデンサ26により直流に変換される。ここで、
変圧器22の一次側と二次側の巻線比を設計条件に基づき
変えることにより一次側の直流電源１より電圧の高い、
又は低い直流−直流変換装置となる。 なお、整流器23、24は全波整流のものに限らず、半波
整流、ブリッジ整流のものでもよい。 第２図（ｂ）は、第２図（ａ）に示す駆動回路４によ
って発生するパルス列を示す。 第２図（ｂ）において、横軸は時間Ｔ、縦軸はパルス
振幅φを示している。 静電誘導サイリスタは通常のpnpn4層構造のサイリス
タと同様にラッチ・アップするデバイスであるので、オ
ン期間中にオン電流を流し続ける必要がなく、φ1、φ3
でpMOSトランジスタQ1、Q3をターン・オンして、電圧を
静電誘導サイリスタＡ、Ｂのゲートに加える。 即ち、φ1によりpMOSトランジスタQ1が導通し、VG1が
静電誘導サイリスタＡのゲート・カソード間に加わりタ
ーン・オンする。半周期目にφ2によりnMOSトランジス
タQ2が導通し、VG2が静電誘導サイリスタＡのゲート・
カソード間に加わりターン・オフする。 φ2と同じ位相でφ3はpMOSトランジスタQ3を導通させ
て、VG3により静電誘導サイリスタＢがターン・オンす
る。一周期目にはφ4によりnMOSトランスタQ4を導通さ
せて、VG4を静電誘導トランジスタＢに加えて静電誘導
サイリスタＢをオフさせる。φ4と同じ位相でφ1が加わ
り静電誘導サイリスタＡが前と同じようにターン・オン
する。 Q1乃至Q4のMOSトランジスタのゲート駆動で、主電流
をスイッチする静電誘導サイリスタＡ、Ｂを駆動してい
るので、駆動回路と主電流とが分離でき、駆動回路が簡
略化され、また駆動回路の設計が容易になる。 第２図（ｃ）は、第２図（ａ）、（ｂ）で説明した変
圧器22の一次側の電流変化を示す図である。 図中、横軸は時間Ｔ、縦軸は電流値Ｉである。 チョークコイル20は、交番電流が直流電源１側に流れ
るのを阻止するために設けている。 静電誘導サイリスタは、前述したように、ゲート電圧
によりターン・オン、ターン・オフできるので、転流回
路を必要としない利点がある。 第２図（ｄ）は、変圧器の一次側を共振器とした実施
例である。 この実施例においては、コンデンサC1をL1とL2とから
なる一次巻線と並列に接続したものである。 静電誘導サイリスタは、ターン・オン、ターン・オフ
が非常に高速であり、ターン・オフ時間0.1μsec程度の
ものにより、ほぼ100kHz以上の高周波の発生が、90％以
上の効率で得ることができる。 第２図（ａ）、（ｂ）に示した実施例のものは、共に
駆動回路４の周期を変えること、乃至はL1、C1の値を変
化させ共振周波数を変えること、また両者を同時に変え
ることによって動作できる。第２図（ｄ）に示した実施
例のものでは、動作周波数ｆは、おおよそｆ＝1/2×π
×（L1×C1）1/2で与えられる。 第２図に示した実施例のものは、第１図のブロックダ
イアグラムのもののように、直流電源１と静電誘導サイ
リスタ間の伝送線は短くし、及び高周波伝送線６、７を
簡単にし、変圧器22を１個で構成している。即ち、駆動
回路４、駆動回路４の電源５をも含め、一体にして電力
変換装置を構成している。 少なくとも順方向阻止電圧2000V以上の静電誘導サイ
リスタを用いることによって、1000Vの直流電源１をス
イッチングできる。 直流送電回路の送電側の直流高電圧源１の直流電圧を
例えば100kVとした場合には、静電誘導サイリスタＡの
順方向耐圧は200kV必要となるので、順方向耐圧が4kVの
静電誘導サイリスタを少なくとも50個以上直列接続すれ
ばよい。電流容量を増すためには、直列接続した静電誘
導サイリスタを並列接続すればよく、100kAの電流に
は、平均電流容量1kAの静電誘導サイリスタを少なくと
も100個以上並列接続すればよい。 図２（ｅ）は、その一具体例である。この例において
は、100kV×100kA＝10GWの電力容量の直流電源１をスイ
ッチングできる静電誘導サイリスタＡの直並列状態を示
している。バルブ１は、順方向阻止電圧4kV、平均電流1
kAの静電誘導サイリスタをSI−Thy1〜50まで50個直列接
続したものであり、バルブを100組（SI−Thy1〜5000）
並列接続している。 第３図は、本発明の更に他の実施例である。この実施
例における電力変換装置は、４個のノーマリ・オフ型静
電誘導サイリスタＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄを有している。静電誘
導サイリスタＡ、Ｃを同時にターンオンし、ターンオフ
させ、次に静電誘導サイリスタＢ、Ｄを同時にターンオ
ンすることによって共振器L1、C1に交番電流を流すこと
ができる。 Q1、Q5，VG1、VG5はそれぞれ、静電誘導サイリスタ
Ａ、Ｃのターンオン用のMOSトランジスタ、ターンオン
用の直流電源、Q2、Q6，VG2、VG6は静電誘導サイリスタ
Ａ、Ｃのターンオフ用のMOSトランジスタ、ターンオフ
用の直流電源、Q3、Q7，VG3、VG7はそれぞれ、静電誘導
サイリスタＢ、Ｄのターンオン用のMOSトランジスタ、
ターンオン用の直流電源、Q4、Q8，VG4、VG8はそれぞ
れ、静電誘導サイリスタＢ、Ｄのターンオフ用のMOSト
ランジスタ、ターンオフ用の直流電源である。 第３図に示す実施例においては、第２図のものと異な
り、タップ付きのトランスが不要であるという利点を有
している。 第２図乃至第３図の実施例に示した直流−直流変換装
置に用いる静電誘導サイリスタとして、ゲートバイアス
を印加しないときに、阻止状態となっているノーマリ・
オフ型の素子が使用されているが、ゲート、カソード間
に逆方向バイアスを印加してオフとなり、０ゲートバイ
アスで導通状態となるノーマリ・オン型の素子、あるい
はノーマリ・オン型とノーマリ・オフ型の中間の特性を
有する素子を用いることもできる。順方向阻止利得が大
きく、ターンオフ時の電流利得が大きい静電誘導サイリ
スタを用いるのが望ましい。 第４図は本発明の別の実施例である。図において、Ｅ
は逆導通型静電誘導サイリスタ、Q10及びVG10は逆導通
型静電誘導サイリスタのターン・オン用のMOSトランジ
スタ及びターン・オン用の電源である。C1、L1は共振回
路、C2、R2はサ−ジ吸収用のコンデンサ、抵抗である。 φ10はQ10のターン・オン用のパルス電圧で、静電誘
導サイリスタをターン・オンし共振回路C1、L1に電流を
流す。この例で、L1は変圧器の役目も果たしている。 共振回路C1の放電時は、静電誘導サイリスタＥが逆導
通であるので、コンデンサC1の逆極性に充電された電荷
は放電する。放電すると静電誘導サイリスタＥは再び阻
止状態になり、コンデンサC1が充電する。φ10を加え静
電誘導サイリスタを再びオンさせる。この繰り返しによ
り、直流−直流変換を行う。 以上の実施例においては、ゲートの駆動回路としてト
ランジスタQ1乃至Q10を用いている。ゲート駆動用のMOS
トランジスタは、自己消去能力のあるものが必要であ
る。ここではMOSトランジスタを用いた例を説明した
が、MOSトランジスタに限らず静電誘導トランジスタ、
バイポーラトランジスタでもよい。また、実施例では静
電誘導サイリスタＡ乃至Ｅのゲートのターン・オン、タ
ーン・オフするときに直流電源を加える回路であるの
で、高周波に向いている。ゲートのターン・オフの回路
はコンデンサ充電方式、リアクトル方式、パルストラン
ス方式、コンデンサとパルストランス方式でも良い。 高耐圧、大電流用の静電誘導サイリスタのスイッチン
グを簡単にするための実施例を以下に述べる。 第５図は、光パルスでターン・オンするノーマリ・オ
フ型の静電誘導サイリスタＦ、Ｇを用いた一実施例であ
る。35、36はpinフォトダイオード、フォトトランジス
タ、フォト静電誘導トランジスタ等の光パルスで導通す
るもの、VG11、VG12はターン・オフ用の直流電源であ
る。他の回路は第２図（ａ）と同様である。15は光ファ
イバ線路、16は静電誘導サイリスタＦ、Ｇ、35、36を駆
動するための光パルス駆動回路で、パルス回路とレーザ
ダイオードないし発光ダイオード及び電源より構成され
ている。37、39はＦ、Ｇをターン・オンさせる光パル
ス、38、40は、35、36を導通させる光パルスである。第
５図（ｂ）は第５図（ａ）に示した実施例の動作を示
す。光パルス37により静電誘導サイリスタＦを導通さ
せ、次に光パルス38、39により静電誘導サイリスタＦを
ターン・オフさせ、静電誘導サイリスタＧをターン・オ
ンさせ、次に光パルス40で36を導通させ、静電誘導サイ
リスタＧをターン・オフさせる。静電誘導サイリスタＧ
をターン・オフさせると同時に再び光パルス37により静
電誘導サイリスタＦを導通させる。静電誘導サイリスタ
Ｆ、Ｇに交互に電流を流すことによって交流電力が発生
する。 Ｆ、Ｇがノーマリ・オン型の静電誘導サイリスタのと
きには、光パルス37、38は不要となり、第５図（ｃ）の
ような光パルスで動作させることができる。これまで説
明した電力変換装置のゲート駆動回路においても第５図
に示したような、光を用いる回路にできることはいうま
でもない。又、保護回路としてヒューズとパルス駆動回
路を電源投入時には、全ての静電誘導サイリスタをター
ン・オフ状態にするリセット回路を付けることが望まし
い。 以上いくつかの実施例により本発明の電力変換装置に
ついて説明したが、本発明は以上の実施例に限られるも
のではなく、静電誘導サイリスタを少なくとも具備して
構成させるものであれば何でも構わない。 例えば、コイルは、巻線型コイルでも平板型コイルで
も、またこれらのコイルが１組でも、複数組になったも
のでも構わない。巻線型コイルを並列にして用いる場合
は、磁束が同じ向きになるようにすれば良い。 以上の実施例は、直流−直流の電力変換のものであ
る。直流−交流の電力変換は第１図乃至は第５図の実施
例中の交流より直流へ変換する整流器８、濾波器９を除
けば、直接負荷11に交流乃至高周波数の電力が供給され
る。 以上説明したように、本発明の電力変換装置は、静電
誘導サイリスタを少なくとも具備して構成されることに
より、次に述べるような数多くの利点を有しており、工
業的価値の極めて高いものである。 （１）従来のサイリスタを用いたものよりも非常に高速
のスイッチングが行え、変圧器が小形化できる。 （２）1MHz以上の周波数領域で、大電力の高周波変換に
より連続的に直流出力を発生できるので、直流から直
流、直流から交流の電力変換が容易にできる。 （３）変換効率が90％以上でき、省エネルギー化ができ
る。 （４）ゲート駆動回路にMOSトランジスタを使用し、も
しくは光駆動を行っているので、駆動回路と主電流回路
とが直流的に分離され、安定性、信頼性が高く、回路が
簡略化され、素子の破壊がない。たとえ、スイッチング
素子の静電誘導サイリスタが破壊し、短絡するような事
故が生じても、駆動回路は分離されているので、回路全
体が破壊に至ることはない。 （５）スイッチングの際、ターン・オン時とターン・オ
フ時にゲートに接続されたMOSトランジスタにパルス信
号を加えればよく、常に駆動用パルスを印加している必
要もなく、スイッチングに要する電力が少なくてすむ。 （６）ターン・オフが容易にでき、しかもMOSトランジ
スタもしくは光駆動によって駆動回路と主電流回路とが
直流的に分離されているので、ゲート駆動回路の設計が
容易になり、使用部品が少なく、かつ小型のものでよ
く、全体としてコンパクトになり、設置スペースがわず
かですむ。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の構成の概略を示すブロック図、第２図
（ａ）乃至（ｅ）は、本発明の実施例及びそれを説明す
るための図、第３図及び第４図は本発明の他の実施例、
第５図（ａ）乃至（ｃ）は、本発明の別の実施例と、そ
れを説明するための図である。 １…直流電源、20…チョークコイル、22…変圧器、Ａ〜
Ｇ…静電誘導サイリスタ、４…駆動回路、５…駆動回路
４の電源、Q1〜Q4…MOSトランジスタ、VG1〜VG4…静電
誘導サイリスタをターン・オフ及びターン・オフさせる
直流電源、27、28…出力端子
（ａ）乃至（ｅ）は、本発明の実施例及びそれを説明す
るための図、第３図及び第４図は本発明の他の実施例、
第５図（ａ）乃至（ｃ）は、本発明の別の実施例と、そ
れを説明するための図である。 １…直流電源、20…チョークコイル、22…変圧器、Ａ〜
Ｇ…静電誘導サイリスタ、４…駆動回路、５…駆動回路
４の電源、Q1〜Q4…MOSトランジスタ、VG1〜VG4…静電
誘導サイリスタをターン・オフ及びターン・オフさせる
直流電源、27、28…出力端子
─────────────────────────────────────────────────────
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(56)参考文献 特開 昭55−46835（ＪＰ，Ａ)
特開 昭57−172765（ＪＰ，Ａ)
特開 昭55−128870（ＪＰ，Ａ)
実開 昭51−41630（ＪＰ，Ｕ)
実開 昭52−171630（ＪＰ，Ｕ)
Ｂｅｄｆｏｒｄ ＆ Ｈｏｆｔ，秦泉
寺敏正訳「インバータ回路」、第６版、
昭和54年８月10日、コロナ社発行、Ｐ.
82、Ｐ．214
山村・西村共編「サイリスタ実用便
覧」第１版、昭和53年９月30日、オーム
社、Ｐ．74
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．第１及び第２の一次巻線と前記第１及び第２の一次
巻線間に設けられた中間タップと二次巻線とを有する変
圧器と、前記中間タップが正極となるように、チョーク
コイルを介して前記中間タップに接続された直流電源
と、アノードが前記第１の一次巻線に、カソードが前記
直流電源の負極にそれぞれ接続された第１の静電誘導サ
イリスタと、アノードが前記第２の一次巻線に、カソー
ドが前記直流電源の負極にそれぞれ接続された第２の静
電誘導サイリスタと、前記二次巻線に接続された出力端
子と、前記第１の静電誘導サイリスタのゲートに接続さ
れて前記第１の静電誘導サイリスタをオン・オフするた
めの、互いに並列接続された第１及び第２のMOSトラン
ジスタと、前記第１のMOSトランジスタが正極に、前記
第２のMOSトランジスタが負極となるように前記第１及
び第２のMOSトランジスタとそれぞれ直列接続された第
１及び第２のバイアス電源と、前記第２の静電誘導サイ
リスタのゲートに接続されて前記第２の静電誘導サイリ
スタをオン・オフするための、互いに並列接続された第
３及び第４のMOSトランジスタと、前記第３のMOSトラン
ジスタが正極に、前記第４のMOSトランジスタが負極と
なるように前記第３及び第４のMOSトランジスタとそれ
ぞれ直列接続された第３及び第４のバイアス電源と、前
記第１乃至第４のMOSトランジスタを駆動する駆動回路
とからなり、前記一次巻線に方形波電流を交互に逆方向
に流して前記出力端子より交流又は直流出力を得るよう
にした電力変換装置。 ２．前記一次巻線と並列にコンデンサを接続して共振回
路を形成する特許請求の範囲第１項記載の電力変換装
置。 ３．第１、第２、第３及び第４のアームからなるブリッ
ジと、前記第１及び第２のアームの接続点と前記第３及
び第４のアームの接続点との間にチョークコイルを介し
て接続された直流電源と、前記第１及び第４のアームの
接続点と前記第２及び第３のアームの接続点との間に接
続された一次巻線と出力端子に接続された二次巻線とを
有する変圧器と、前記一次巻線と並列に接続され共振回
路を形成するためのコンデンサと、アノードが正電位と
なるように前記第１、第２、第３及び第４のアームに対
応して設けられた第１、第２、第３及び第４の静電誘導
サイリスタと、前記静電誘導サイリスタの各々のゲート
に接続されて前記静電誘導サイリスタをオン・オフする
ための、互いに並列接続された二つのMOSトランジスタ
と、前記二つのMOSトランジスタのうちの一方が正極
に、他方が負極となるように前記二つのMOSトランジス
タの各々と直列接続されたバイアス電源と、前記MOSト
ランジスタを駆動する駆動回路とからなり、前記一次巻
線に方形波電流を交互に逆方向に流して前記出力端子よ
り交流又は直流出力を得るようにした電力変換装置。 ４．一次巻線と二次巻線とを有する変圧器と、前記一次
巻線と直列に接続され共振回路を形成するためのコンデ
ンサと、前記コンデンサの一端が正極となるようにチョ
ークコイルと直列接続された直流電源と、アノードが正
極、カソードが負極となるように前記共振回路と並列に
接続された逆導通型静電誘導サイリスタと、前記二次巻
線に接続された出力端子と、前記逆導通型静電誘導サイ
リスタのゲートに接続されて前記逆導通型静電誘導サイ
リスタをオンするための、バイアス電源と直列接続され
たMOSトランジスタと、前記MOSトランジスタを駆動する
駆動回路とからなり、前記コンデンサの充放電により前
記一次巻線に方形波電流を交互に逆方向に流して前記出
力端子より交流又は直流出力を得るようにした電力変換
装置。 ５．第１及び第２の一次巻線と前記第１及び第２の一次
巻線間に設けられた中間タップと二次巻線とを有する変
圧器と、前記中間タップが正極となるように、チョーク
コイルを介して前記中間タップに接続された直流電源
と、アノードが前記第１の一次巻線に、カソードが前記
直流電源の負極にそれぞれ接続された第１の光感応静電
誘導サイリスタと、アノードが前記第２の一次巻線に、
カソードが前記直流電源の負極にそれぞれ接続された第
２の光感応静電誘導サイリスタと、前記二次巻線に接続
された出力端子と、前記第１の光感応静電誘導サイリス
タのゲートに接続されて前記第１の光感応静電誘導サイ
リスタをターンオフするための第１の光感応素子と、前
記第２の光感応静電誘導サイリスタのゲートに接続され
て前記第２の光感応静電誘導サイリスタをターンオフす
るための第２の光感応素子と、前記第１の光感応素子及
び前記第２の光感応素子とそれぞれ直列接続されたバイ
アス電源と、前記第１の光感応静電誘導サイリスタ、前
記第２の光感応静電誘導サイリスタ、前記第１の光感応
素子及び前記第２の光感応素子とに光パルス駆動回路を
介してそれぞれ光パルスを印加するための光ファイバ線
路とからなり、前記一次巻線に方形波電流を交互に逆方
向に流して前記出力端子より交流又は直流出力を得るよ
うにした電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58030129A JP2666133B2 (ja) | 1983-02-24 | 1983-02-24 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58030129A JP2666133B2 (ja) | 1983-02-24 | 1983-02-24 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59156165A JPS59156165A (ja) | 1984-09-05 |
| JP2666133B2 true JP2666133B2 (ja) | 1997-10-22 |
Family
ID=12295163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58030129A Expired - Lifetime JP2666133B2 (ja) | 1983-02-24 | 1983-02-24 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2666133B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61247275A (ja) * | 1985-03-25 | 1986-11-04 | Stanley Electric Co Ltd | スイツチング式安定化電源装置 |
| JP2607371B2 (ja) * | 1987-03-25 | 1997-05-07 | 財団法人 半導体研究振興会 | 半導体電力変換装置 |
| JP2660403B2 (ja) * | 1987-03-27 | 1997-10-08 | 財団法人 半導体研究振興会 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5546835A (en) * | 1978-09-27 | 1980-04-02 | Handotai Kenkyu Shinkokai | Power transmitting system |
-
1983
- 1983-02-24 JP JP58030129A patent/JP2666133B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| Ｂｅｄｆｏｒｄ ＆ Ｈｏｆｔ，秦泉寺敏正訳「インバータ回路」、第６版、昭和５４年８月１０日、コロナ社発行、Ｐ．８２、Ｐ．２１４ |
| 山村・西村共編「サイリスタ実用便覧」第１版、昭和５３年９月３０日、オーム社、Ｐ．７４ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59156165A (ja) | 1984-09-05 |
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