JPS59156165A - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置

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JPS59156165A
JPS59156165A JP58030129A JP3012983A JPS59156165A JP S59156165 A JPS59156165 A JP S59156165A JP 58030129 A JP58030129 A JP 58030129A JP 3012983 A JP3012983 A JP 3012983A JP S59156165 A JPS59156165 A JP S59156165A
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    • H02M7/00Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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    • H02M7/48Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、直流から高周波電力を発生させ、更にその得
られた高周波電力から直流もしくは流を効率よく発生さ
せる、静電誘導サイリスタを有する直流−直流もしくは
直流−交流に変換する電力変換装置に関する。
従来の直流−直流もしくは直流−交流変換装置は欠点が
あまりにも多い為、ベース電流によりターン・オン、タ
ーン・オフする大電力用サイリスク又はトランジスタに
徐々に代わりつつある。
しかし、従来の大電力用サイリスタ、フォトトランジス
タは、多数めセルから構一成されてい・る為、全てのセ
ルを均一に動作させることは難かしく、効率も余り良く
なくしかも大型の素子を作れない欠点を有している。
更に、この大電力用サイリスター、フォトトランジスタ
は、高周波出力が出せず、ベース領域に過剰なキャリア
が蓄積するので、ターン・オフの時に過剰キャリアを引
き出す為の時間、即ち蓄積時間が長い欠点に併せ、次の
ような欠点をも有している。
(1)ベース抵抗が大きい為、スイッチング部間が遅い
(2)大面積のサイリスク、トランジスタの場合には、
素子全体がターン・オンするための遅れ時間がある。
(3)高耐圧のものが作りにくい。
(4)効率が悪い為に、損失による温度上昇が大きく、
電流集中が起り易く、素子が破墳する。
(5)スイッチングの際は、ターン オン中ベース電流
を流し続けなければならず、ベースの、駆動電力が大き
く、大電流のスイッチングの場合には効率が低下する。
(6)ターン・オン時の電圧降下が太きい。
上記の理由によりサイリスク、トランジスタの発振・増
幅の変換効率はおおよそ40〜50φ位で・高々70チ
にしかならない。
/ 一方、pnpn構造のサイリスクを用いた発振器が徐々
に実現しているが、この発振器の変換効率についてはノ
・イボーラトジンノスタよりは良いが、動作周波数は高
々1 k、 Hz以下である。pnpn構造のゲート・
ターン周波数の限界は数10kHz程度にしかならない
更に、GTOはターン・オフ時に非常に破損し易い致命
的な欠点を有し、併せて複雑な制御装置、スナンバー回
路、保護回路等が必要である為、装置が複雑で大型化し
、経済的でなく故障も起こり易く、効率が悪い等の欠点
をも有している。
このように、従来の直流−直流も−しくは直流−交流変
換装置は、多くの大きな欠点を有している。
本発明は、斜上の従来の欠点を除去するもので、その目
的は従来の装置におけるスイッチング部の周波数よりも
高い、はぼ1001c、 HzよりM Hzを上まわる
周波数領域曝までも効率よく動作する静電誘導サイリス
クを少くとも有し、直流を直流に、もしくは直流を交流
に電力変換する電力変換装置を提供することにある。
以下図面を参照して本発明の詳細な説明する。
本発明、砂型力変換装置は、変圧器の前に少くとも、静
、電誘導ザイリスタから成るか、もしくは静電、4.チ
導サイリスクを一部に有するスイッチングall l具
備して構成される。
そこで、まず静電誘導サイリスクについて説明する。
静電誘導サイリスクは、西澤潤−博士発明に係り1本願
出願人が既に特公昭57−9226号(特願昭48−5
6002号)「サイリスク」その他により出願してあり
、ケート電圧を零ホルトにするか順方向にIV前後の順
方向電圧を加えるだげてターン オンし、また逆方向の
ゲート・ノノンード間電圧によって順阻止状態にできる
利点を有している。更に、静電誘導サイリスクを本発明
の電力変換装置りスイッチング部、又はこのスイッチン
グ部を変圧器と一体にして具備させれば、応答速度が速
く、電子的制、御もかけ易く、しかも素子内部での発熱
は無く、たとえあったとしても、従来の大電力用トラン
ジスタの発熱に比し桁違いに少なく、とわめで渇1率良
くスイッチングが行える。
第1図は、本発明の一実施例である。
図中、1は直流電源、2は直流の伝送線路、3は静電誘
導サイリスクを少なくとも含むスイッチング部による高
周波発生器、4は高周波発生器3の静電誘導サイリスク
を少くとも含むスイッチング部の制御部、5は高周波発
生器3及び制御部40回路のための電源、6は高周波発
生器3で発生させた高周波の伝送路、7は電圧変換用の
変圧器で、二次側は中間ターノブを有し゛ているもの、
8はp1nタイオード等による全波整流器、9はチョー
クコイルとコンデンサによる全波整流波形のリップルを
とろう波器、10は直流の伝送路、11は負荷である。
直流電源1は、乾電池でも、太陽電池あるいは直流発電
機て゛も、あるいはその他のものでも構わず、使用目的
に合ったものを用いる。又、伝送線路2は、たとえば1
00.km以上の送電線でも構わない。
動作は、直流電源1を静電誘導サイリスクを得られた高
周波電力を変圧器7により昇圧もしくは降圧させること
によって高周波電圧の変換をし、全波整流器8、チョー
クコイル9のpinダイオード等の整流器、ろ波器等に
より交直変換をする。
直流入力電圧■、及び直流入力電圧■2の電圧の変換比
は、変圧器7の一次側巻線及び二次側巻線の比によって
決まる。
第1図に示した実施例のものは、静電誘導サイリスクの
スイッチング部による高周波発生器の変換効率は90%
以上、pinダイオード等の整流器の効率は99%以上
となるのて、非常に効率のよい電力変換装置である。
なお、この実施例における静電誘導サイリスクのスイッ
チング部3、制御部4、変圧器7、整流器8、ろ波器9
等は分離して構成しても、又伝送路6、変圧器7等の高
周波の流れる飼所は、高周波電力が空中漏洩して損失が
増えないためとか、周辺環境に高周波豫害を力えないた
−1−:jかの、障害を考慮し、静電シールド箱12に
収容しても構わない。
第2図(a)乃至(d)は、本発明の電力変換装置の他
の実施例とそれを説明するための図で、第2図(a)は
具体的−例である。
この実施例におIする電力変換装置は、変圧器22の前
に、静電誘導リイソズタへ及17’ Bを有するスイッ
チング部を有している。
図中1は直流電源、20はチョークフィル、22は中間
タップつきの変圧器で、−L・1〜L4の巻線を有して
形成されるもの。4は静電誘導サイリスタA及びBの各
ケートを、駆動するトラノンスクQ1乃至Q2の駆動回
路、Q、、G3はそれぞれ静電誘導サイリスクA、Bを
ターン・オンさせるpチャンネルのMOS)ランンスク
、G2、G4はそれぞれ静電誘導サイリスタA、Bをタ
ーン・オフさせるnチャンネルのMOSトランジスタ、
■o1、vo3は静電誘導サイリスタA、Bをターン・
オンさせる直流電源、VO2、”G4は静電誘導サイリ
スタA、Bをターン・オフェ]泗+る直流電源、5は駆
動回路4の電源、23.24は整流器からの出力を両波
整流するためのp1nクイオード、25はチョークコイ
ルL。、26は平滑用コンデンナC8であ゛る。
チョークコイル25、平滑用コンデンサ26により、両
波整流波形のリップルが除去され直流電圧が27.28
の出力端子間に得られる。
高周波電力は、静電誘導サイリスタA、Bを交互に導通
させることによって発生する。
発生した高周波電力は、変圧器22により変圧されて、
整流器23.24及びろ波器25.26により直流に変
換される。ここで、変圧器22の一次側と二次側の巻線
比を設計条件にもに限らず、半波整流、プリツノ整流の
ものでもよい。
第2図(b)は、第2図(a)に示す駆動回路4によっ
て47;’41するバルブ列を示す図である。
図中、横軸は時間T、縦軸はパルス振幅φを示している
φ1によりトランジスタQ1が導通し、■o1が静電誘
導サイリスタAのゲート、カンード間に加わりターン・
オンする。半周期目にφ2によりトランジスタQ2が導
通し、vo2が静電誘導サイリスクAのゲート・カンー
ド間に加わりターン・オフする。
φ2と同じ位相でφ3はトランジスタQ3を゛導通させ
て、VO3により静電誘導サイリスタBがターン・オン
する。−周期目にはφ4によりトランジスタQ4を導通
させて、vo4を静電誘導トランジスタBに加えて静電
誘導サイリスタBをオフさせる。φ4と同じ位相でφ1
が加わり静電誘導サイリスタAが前と同じようにターン
・オンする。
第2図(C)は、第2図(a)、(b)で説明した変圧
器発μmり・イル20は、交番電流が直流電源工: 1側に流れるのを阻止するために設けている。
静電誘導サイリスクは、前述したように、ゲート電圧に
よりターン・オン、ターン・オフできるので、車λ流回
路を必要としない利点がある。
第2図(d)は、変圧器の一次側を共振器とした実施例
である。
この実施例のものは、コンデンサC,をLlと並列に接
続したものである。
静電誘導サイリスクは、ターン・オン、ターン・オフが
非常に高速であり、ター/・オフ時間0.1μsec程
度のものにより、はぼ100kHz以上の高周波の発生
が、90%以上の効率で得ることができる。
第2図(a)、(d)に示した実施例のものは、共に駆
動回路40周期を変えること、乃至はLl、C1の値を
変化させ共振周波数を変えること、又両者を同時に変え
ることによって動作できる。
第2図1d)に示した実施例のものでは、動作周自数f
は、おおよそf−1/2πJ1ア了コy肩−テ与第2図
に示した実施例のものは、第1図の実施例のもののよう
に、直流電源lと静電誘導サイリスク間の伝送線は短く
し、及び高周波伝送線路6.7を簡単にし、変圧器22
を1個で構成している。即ち、駆動回路4、駆動回路4
の電源5をも含め、一体にして電力変換装置を構成して
いる。
少くとも順方向阻止電圧200v以上の静電誘導サイリ
スタを用いることによっ−て、100“Vの直流電源1
をスイッチングできる。
となるので、順方向耐圧が4kVの静電誘導サイリスク
を少くとも50個以上直列接続すればよい。電流容量を
増すためには、直流接続した静電誘導サイリスクを並列
接続すればよく、100kAの電流には、平均電流容量
1に、Aの静電誘導サイリスクを少くとも100個以上
並列接続すれtぽ、iよい。
第2図(e)は、本発明の一具体例である。
この具体例は、100kVX100kA=10GWの電
力容量の直流電源1をスイッチングできる静電誘導サイ
リスクAの直並列状態を示している。ハル7゛1は、順
方向阻止電圧4kV、平均電流ILkAの静電誘導サイ
リスクをミI−T h y 1〜50まで50個直列接
続したものであり、ハルツを100組(SI=Thyl
〜5ooo)並列接続している。
第3図は、本発明の更に他の実施例である。
第2図の実施例と異なるのは直流電源を2つにした点で
他の主要な部分は第2図(d)と同じである。なお、図
中第2図と同一個所は同一符号で示しである。このこと
は以下の図面についても同様である。直流電源29は静
電誘導サイリスタAにより直流電源30は静電誘導サイ
リスタBにより交互に導通し、交番電流が共振器L1、
C1を流れる。
ゲートの駆動方法は第2図と同様にして行なうこ、v;
Llができる。直流電源29.30の電圧は同じ値でよ
い。
導サイリスタA、B、C1Dを有している。静電誘導サ
イリスタA、Cを同時にターンオンし、ターンオフさせ
、次に静電誘導、サイリスタB、Dを同時にターンオン
することによって共振器り、、C,に交番電流を流すこ
とができる。
Ql、C5、■o1、vo5はそれぞ−れ、静電誘導サ
イリスクA、Cのターンオン用の導通用トランジスタ、
ターンオン用の直流電源、C2、C6、■6□、Vo6
は静電誘導サイリスタA1Cのイーーンオフ用の導通用
トランジスタ、ターンオフ用の直流電源Q3、C7、v
o3、”C7はそれぞれ静電誘導サイリスタB、Dのタ
ーンオン用の導通用トランジスタ、ターンオン用の直流
電源、Q 4、Q 8、VO2−VO8はそれぞれ静電
誘導サイリスタBSDのターンオフ用の導通用トランジ
スタ、ターンオフ用の直流電源である。
第3図1.乃1至第4図に示す実施例にお(・ては、第
2図のものと異なり、クノプ付のトランスが不要である
という利点を有している。静電誘導サイリスタの順方向
阻止電圧は直流電源1の電圧をVとしたときに、第2図
(a)の実施例では2V、第3図乃至第4図の実施例九
おいては、■である。第2図乃至第4図の実施例に示し
た直流−直流変換装置に用いる静電誘導サイリスクは、
ゲート、カンード間に逆方向バイアスを印加してオフと
なり、Oゲートバイアスで導通状態となるノーマリ・オ
ン型の素子、ゲートバイアスを印加しないときに、阻止
状態となっているノーマリ、オフ型の素子、あるいは/
−マリ・オン型とノーマリ・オフ型の中間の特性を有す
る素子のいずれを用いても良い。順方向阻止利得が大き
く、ターンオフ時の電流利得が大きい静電誘導サイリス
クを用いるのが望ましい。
第5図は本発明の別の実施例である。
Eは逆導通の静電誘導サイリスクQ1o及び■GIOは
ゲートのターン・オン導通用のトランジスタ4鷹1びタ
ーン・オフ用の電源である。C1、Llは共振回路、C
2、R2はサージ吸収用のコンデンサ、抵抗である。
φ1oはQIOのターン・オン用のパルス電圧で、静電
誘導サイリスクをターン・オンし共振回路C,、L、を
導通させる。この例で、Llは変圧器の役目も果たして
いる。
共振回路C1の放電時は、静電誘導サイリスクEが逆導
通であるので、コンデンサC1の逆(り性に充電された
電荷は放電する。透電すると゛静電誘導サイリスタEは
再び阻止状態になり、コンデンサC1が充電する。φ1
oを加え静電誘導サイリスクを再びオンさせる。この繰
り返しにより、直流−直流変換を行う。
以上の実施例において、は、ゲートの駆動回路としてト
ランノスタQ、乃至QIOを用いている。ゲート駆動用
のトランジスタは、自己消去能力のあるものが必要であ
る。ここではMOSトランジスタを用いた例を説明した
が、MOSトランジスタに限らず静電誘導トランジスタ
、パイボーラド少ンジスタでも良い。又、実施例では静
電誘導サイリスクA乃至Eのケートのターン・オン、タ
ーン・オフするときに直流電源を加える回路であるので
、高周波に向いている。
ゲートのターン・オフの回路はコンテンザ充を方式、リ
アクトル方式、パルスl−ランス方式、コンデンサとパ
ルズトランス万式でも良い。
大電流用の静電誘導サイリスクのスイッチングを簡単に
するための実施例を以下に述へる。
第6図は、光パルスでターン・オンするノーマリオフ型
の静電誘導サイリスタF、Gを用いた一実施例である。
35.36はplnフォトダイオード、フォトトランジ
スタ、フォトYN を誘導トランジスタ等の光パルスで
導通するもの−■Gll、”CI2はターン・オフ用の
直流電源である。他の回路は第2図(a)と同様である
。15は光フアイバ線路、16は静電誘導サイリスタF
、G、35.36を駆動するための光パルス駆動回路で
、パルス回路とレーザクイオードないしは発光ダイオー
ド及び電源より構成されてい光パルス、38.4oは、
35.36を導通させる光パルスである。第6図(b)
に第6図(alに示した実施例の動作を示す。光パルス
37により静電誘導サイリスタFを導通させ、次に光パ
ルス38.39により静電誘導サイリスタFをターン・
オフさせ、静電誘導サイリスクGをターンごオンさせ次
に光パルス4oで36を導通させ、静電誘導サイリスタ
Gをターン・オフさせる。静電誘導サイリスタGをター
ン−・オフさ七、Gに交互に電流を流すことによって交
流電、カが発生する。
F、G、が/−マリ゛・オン型の静電誘導サイリスクの
ときには、光パルス37.38は不要となり、第6図(
C)のような光パルスで動作させることができる。
第6図(d)はゲートをターン・オンさせる光パルスで
導通するフォトダイオード、フォトトラ/リスク等の素
子、17.18をそれぞれ静電誘導サイリスクF、Gに
接続した実施例である■GI3、vG14はゲー1−の
ターン・オン用の電圧源である。動作のさせ方は第6図
(b)と同様である0ノーマリ・オン型の静電誘導サイ
リスタではvGI2は省略しても良い。又、35.36
は大きな抵抗Rgでおきかえても良い。その場合には、
17.18でターン・オンすることになり、光パルス3
8.40は不要で、光ノくルス37.39を第6図(e
)のように印加すれば良℃・。
これまで説明した電力変換装置のゲート1駆動回路にお
いても第6図に示したような、光を用いる回路にできる
ことはいうまでもない。又、保護回路としてヒユーズと
パルス、駆動回路を電源投入時には、全ての静電誘導サ
イリスタをターン・オフ状態にするリセット回路をつけ
ることが望ましい。
以上いくつかの実施例により本発明の電力変換装置につ
いて説明したが1本発明は以上の実施例に限られるもの
でなく、静電誘導サイリスタを少くとも具備して構成さ
れるものであれば何でも構わない。
たとえばコイルは、巻線型コイルでも平板型フィル゛で
も、又これらのコイ・ルが1組でも、複数組になったも
のでも構わない。巻線型コイルを並列にして用いる場合
は、磁束が同じ向きになるようにすればよい。
以上の実施例は直流−直流の電力変換のものである。直
流−交流の電力変換は第1図乃至は第6図の実施例中の
交流より直流〜変換する整。
流器8、ろは器9を除けば、直接負荷11に交流ないし
は高周波数の電力が供給される。
以上説明したように本発明の電力変換装置は、静電誘導
サイリスクを少くとも具備して構成されることにより、
次に述べるような数多くの利点を有しており、工業的価
値の極めて高いものである。
(1)従来のサイリスクを用いたものよりも非常に高速
のスイッチングが行える。
(2)はぼ100 k、’、 Hz −M Hz帯を上
廻る程度の周波数頭I識1で、大電力の高周波変換によ
り連轡1□コV 続直流出力を発生できるので、直流から直流、直流から
交流の電力変換が容易にできる。
(3)変換効率が90係以上にてき、省エネルギー化か
できる。
(4)安定性、信頼性が高く、素□子の破壊がない。
(5)スイッチングの際、ターン・オフ時とターン・オ
フ時のろわずかのパルス電圧電流を流せばよいのでスイ
ッチングに要する電力が少なくて済む。
(6)ターン・オフが容易にできるので使用部品か少な
く、かつ小型のものでよく、全体としでコンパクトにな
り、設置スペースがわずかてすむ。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の一実施例、第2図(a)乃至telは
、本発明の他の実施例、及びそれを説明するための図、
第3図乃至第5図は本発明の更に他の実施例、第6図(
a)乃至(e)は、本発明の別の実施例と、それを説明
するための図である。 特許出願人 (e) 象ど図 乃ρ枚

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. (1)変圧器の前に少くとも、静電誘導サイリスタから
    成るか、もしくは静電誘導サイリスクを一部に有するス
    イッチング部を具備し、直流を直流にもしくは直流を交
    流に電力を変換することを特徴とする電力変換装置。
  2. (2)変圧器と、静電誘導サイリスクから成るか、もし
    くは静電誘導ザイリスタを一部に有するスイッチング部
    を一体として具備し、直流を直流にもしくは直流を交流
    に電力を変換するく ことを特徴とする電力変換装置。
  3. (3)前記静電誘導ザイリスタが、特に商用電力周波数
    より高い周波を発生させるものであることを特徴とする
    特許 至第2項記載の電力変換装置。
JP58030129A 1983-02-24 1983-02-24 電力変換装置 Expired - Lifetime JP2666133B2 (ja)

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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61247275A (ja) * 1985-03-25 1986-11-04 Stanley Electric Co Ltd スイツチング式安定化電源装置
JPS63240378A (ja) * 1987-03-25 1988-10-06 Semiconductor Res Found 半導体電力変換装置
JPS63242177A (ja) * 1987-03-27 1988-10-07 Semiconductor Res Found 電力変換装置
CN102971960A (zh) * 2010-07-16 2013-03-13 罗伯特·博世有限公司 用于确定电子换向的电机的瞬时转矩以及用于调节平均转矩的方法和设备

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5546835A (en) * 1978-09-27 1980-04-02 Handotai Kenkyu Shinkokai Power transmitting system

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5546835A (en) * 1978-09-27 1980-04-02 Handotai Kenkyu Shinkokai Power transmitting system

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61247275A (ja) * 1985-03-25 1986-11-04 Stanley Electric Co Ltd スイツチング式安定化電源装置
JPS63240378A (ja) * 1987-03-25 1988-10-06 Semiconductor Res Found 半導体電力変換装置
JPS63242177A (ja) * 1987-03-27 1988-10-07 Semiconductor Res Found 電力変換装置
CN102971960A (zh) * 2010-07-16 2013-03-13 罗伯特·博世有限公司 用于确定电子换向的电机的瞬时转矩以及用于调节平均转矩的方法和设备

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