JPS59156165A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPS59156165A JPS59156165A JP58030129A JP3012983A JPS59156165A JP S59156165 A JPS59156165 A JP S59156165A JP 58030129 A JP58030129 A JP 58030129A JP 3012983 A JP3012983 A JP 3012983A JP S59156165 A JPS59156165 A JP S59156165A
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- power
- turn
- transformer
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、直流から高周波電力を発生させ、更にその得
られた高周波電力から直流もしくは流を効率よく発生さ
せる、静電誘導サイリスタを有する直流−直流もしくは
直流−交流に変換する電力変換装置に関する。
られた高周波電力から直流もしくは流を効率よく発生さ
せる、静電誘導サイリスタを有する直流−直流もしくは
直流−交流に変換する電力変換装置に関する。
従来の直流−直流もしくは直流−交流変換装置は欠点が
あまりにも多い為、ベース電流によりターン・オン、タ
ーン・オフする大電力用サイリスク又はトランジスタに
徐々に代わりつつある。
あまりにも多い為、ベース電流によりターン・オン、タ
ーン・オフする大電力用サイリスク又はトランジスタに
徐々に代わりつつある。
しかし、従来の大電力用サイリスタ、フォトトランジス
タは、多数めセルから構一成されてい・る為、全てのセ
ルを均一に動作させることは難かしく、効率も余り良く
なくしかも大型の素子を作れない欠点を有している。
タは、多数めセルから構一成されてい・る為、全てのセ
ルを均一に動作させることは難かしく、効率も余り良く
なくしかも大型の素子を作れない欠点を有している。
更に、この大電力用サイリスター、フォトトランジスタ
は、高周波出力が出せず、ベース領域に過剰なキャリア
が蓄積するので、ターン・オフの時に過剰キャリアを引
き出す為の時間、即ち蓄積時間が長い欠点に併せ、次の
ような欠点をも有している。
は、高周波出力が出せず、ベース領域に過剰なキャリア
が蓄積するので、ターン・オフの時に過剰キャリアを引
き出す為の時間、即ち蓄積時間が長い欠点に併せ、次の
ような欠点をも有している。
（１）ベース抵抗が大きい為、スイッチング部間が遅い
。
。
（２）大面積のサイリスク、トランジスタの場合には、
素子全体がターン・オンするための遅れ時間がある。
素子全体がターン・オンするための遅れ時間がある。
（３）高耐圧のものが作りにくい。
（４）効率が悪い為に、損失による温度上昇が大きく、
電流集中が起り易く、素子が破墳する。
電流集中が起り易く、素子が破墳する。
（５）スイッチングの際は、ターン オン中ベース電流
を流し続けなければならず、ベースの、駆動電力が大き
く、大電流のスイッチングの場合には効率が低下する。
を流し続けなければならず、ベースの、駆動電力が大き
く、大電流のスイッチングの場合には効率が低下する。
（６）ターン・オン時の電圧降下が太きい。
上記の理由によりサイリスク、トランジスタの発振・増
幅の変換効率はおおよそ４０〜５０φ位で・高々７０チ
にしかならない。
幅の変換効率はおおよそ４０〜５０φ位で・高々７０チ
にしかならない。
／
一方、ｐｎｐｎ構造のサイリスクを用いた発振器が徐々
に実現しているが、この発振器の変換効率についてはノ
・イボーラトジンノスタよりは良いが、動作周波数は高
々１ ｋ、 Ｈｚ以下である。ｐｎｐｎ構造のゲート・
ターン周波数の限界は数１０ｋＨｚ程度にしかならない
。
に実現しているが、この発振器の変換効率についてはノ
・イボーラトジンノスタよりは良いが、動作周波数は高
々１ ｋ、 Ｈｚ以下である。ｐｎｐｎ構造のゲート・
ターン周波数の限界は数１０ｋＨｚ程度にしかならない
。
更に、ＧＴＯはターン・オフ時に非常に破損し易い致命
的な欠点を有し、併せて複雑な制御装置、スナンバー回
路、保護回路等が必要である為、装置が複雑で大型化し
、経済的でなく故障も起こり易く、効率が悪い等の欠点
をも有している。
的な欠点を有し、併せて複雑な制御装置、スナンバー回
路、保護回路等が必要である為、装置が複雑で大型化し
、経済的でなく故障も起こり易く、効率が悪い等の欠点
をも有している。
このように、従来の直流−直流も−しくは直流−交流変
換装置は、多くの大きな欠点を有している。
換装置は、多くの大きな欠点を有している。
本発明は、斜上の従来の欠点を除去するもので、その目
的は従来の装置におけるスイッチング部の周波数よりも
高い、はぼ１００１ｃ、 ＨｚよりＭ Ｈｚを上まわる
周波数領域曝までも効率よく動作する静電誘導サイリス
クを少くとも有し、直流を直流に、もしくは直流を交流
に電力変換する電力変換装置を提供することにある。
的は従来の装置におけるスイッチング部の周波数よりも
高い、はぼ１００１ｃ、 ＨｚよりＭ Ｈｚを上まわる
周波数領域曝までも効率よく動作する静電誘導サイリス
クを少くとも有し、直流を直流に、もしくは直流を交流
に電力変換する電力変換装置を提供することにある。
以下図面を参照して本発明の詳細な説明する。
本発明、砂型力変換装置は、変圧器の前に少くとも、静
、電誘導ザイリスタから成るか、もしくは静電、４．チ
導サイリスクを一部に有するスイッチングａｌｌ ｌ具
備して構成される。
、電誘導ザイリスタから成るか、もしくは静電、４．チ
導サイリスクを一部に有するスイッチングａｌｌ ｌ具
備して構成される。
そこで、まず静電誘導サイリスクについて説明する。
静電誘導サイリスクは、西澤潤−博士発明に係り１本願
出願人が既に特公昭５７−９２２６号（特願昭４８−５
６００２号）「サイリスク」その他により出願してあり
、ケート電圧を零ホルトにするか順方向にＩＶ前後の順
方向電圧を加えるだげてターン オンし、また逆方向の
ゲート・ノノンード間電圧によって順阻止状態にできる
利点を有している。更に、静電誘導サイリスクを本発明
の電力変換装置りスイッチング部、又はこのスイッチン
グ部を変圧器と一体にして具備させれば、応答速度が速
く、電子的制、御もかけ易く、しかも素子内部での発熱
は無く、たとえあったとしても、従来の大電力用トラン
ジスタの発熱に比し桁違いに少なく、とわめで渇１率良
くスイッチングが行える。
出願人が既に特公昭５７−９２２６号（特願昭４８−５
６００２号）「サイリスク」その他により出願してあり
、ケート電圧を零ホルトにするか順方向にＩＶ前後の順
方向電圧を加えるだげてターン オンし、また逆方向の
ゲート・ノノンード間電圧によって順阻止状態にできる
利点を有している。更に、静電誘導サイリスクを本発明
の電力変換装置りスイッチング部、又はこのスイッチン
グ部を変圧器と一体にして具備させれば、応答速度が速
く、電子的制、御もかけ易く、しかも素子内部での発熱
は無く、たとえあったとしても、従来の大電力用トラン
ジスタの発熱に比し桁違いに少なく、とわめで渇１率良
くスイッチングが行える。
第１図は、本発明の一実施例である。
図中、１は直流電源、２は直流の伝送線路、３は静電誘
導サイリスクを少なくとも含むスイッチング部による高
周波発生器、４は高周波発生器３の静電誘導サイリスク
を少くとも含むスイッチング部の制御部、５は高周波発
生器３及び制御部４０回路のための電源、６は高周波発
生器３で発生させた高周波の伝送路、７は電圧変換用の
変圧器で、二次側は中間ターノブを有し゛ているもの、
８はｐ１ｎタイオード等による全波整流器、９はチョー
クコイルとコンデンサによる全波整流波形のリップルを
とろう波器、１０は直流の伝送路、１１は負荷である。
導サイリスクを少なくとも含むスイッチング部による高
周波発生器、４は高周波発生器３の静電誘導サイリスク
を少くとも含むスイッチング部の制御部、５は高周波発
生器３及び制御部４０回路のための電源、６は高周波発
生器３で発生させた高周波の伝送路、７は電圧変換用の
変圧器で、二次側は中間ターノブを有し゛ているもの、
８はｐ１ｎタイオード等による全波整流器、９はチョー
クコイルとコンデンサによる全波整流波形のリップルを
とろう波器、１０は直流の伝送路、１１は負荷である。
直流電源１は、乾電池でも、太陽電池あるいは直流発電
機て゛も、あるいはその他のものでも構わず、使用目的
に合ったものを用いる。又、伝送線路２は、たとえば１
００．ｋｍ以上の送電線でも構わない。
機て゛も、あるいはその他のものでも構わず、使用目的
に合ったものを用いる。又、伝送線路２は、たとえば１
００．ｋｍ以上の送電線でも構わない。
動作は、直流電源１を静電誘導サイリスクを得られた高
周波電力を変圧器７により昇圧もしくは降圧させること
によって高周波電圧の変換をし、全波整流器８、チョー
クコイル９のｐｉｎダイオード等の整流器、ろ波器等に
より交直変換をする。
周波電力を変圧器７により昇圧もしくは降圧させること
によって高周波電圧の変換をし、全波整流器８、チョー
クコイル９のｐｉｎダイオード等の整流器、ろ波器等に
より交直変換をする。
直流入力電圧■、及び直流入力電圧■２の電圧の変換比
は、変圧器７の一次側巻線及び二次側巻線の比によって
決まる。
は、変圧器７の一次側巻線及び二次側巻線の比によって
決まる。
第１図に示した実施例のものは、静電誘導サイリスクの
スイッチング部による高周波発生器の変換効率は９０％
以上、ｐｉｎダイオード等の整流器の効率は９９％以上
となるのて、非常に効率のよい電力変換装置である。
スイッチング部による高周波発生器の変換効率は９０％
以上、ｐｉｎダイオード等の整流器の効率は９９％以上
となるのて、非常に効率のよい電力変換装置である。
なお、この実施例における静電誘導サイリスクのスイッ
チング部３、制御部４、変圧器７、整流器８、ろ波器９
等は分離して構成しても、又伝送路６、変圧器７等の高
周波の流れる飼所は、高周波電力が空中漏洩して損失が
増えないためとか、周辺環境に高周波豫害を力えないた
−１−：ｊかの、障害を考慮し、静電シールド箱１２に
収容しても構わない。
チング部３、制御部４、変圧器７、整流器８、ろ波器９
等は分離して構成しても、又伝送路６、変圧器７等の高
周波の流れる飼所は、高周波電力が空中漏洩して損失が
増えないためとか、周辺環境に高周波豫害を力えないた
−１−：ｊかの、障害を考慮し、静電シールド箱１２に
収容しても構わない。
第２図（ａ）乃至（ｄ）は、本発明の電力変換装置の他
の実施例とそれを説明するための図で、第２図（ａ）は
具体的−例である。
の実施例とそれを説明するための図で、第２図（ａ）は
具体的−例である。
この実施例におＩする電力変換装置は、変圧器２２の前
に、静電誘導リイソズタへ及１７’ Ｂを有するスイッ
チング部を有している。
に、静電誘導リイソズタへ及１７’ Ｂを有するスイッ
チング部を有している。
図中１は直流電源、２０はチョークフィル、２２は中間
タップつきの変圧器で、−Ｌ・１〜Ｌ４の巻線を有して
形成されるもの。４は静電誘導サイリスタＡ及びＢの各
ケートを、駆動するトラノンスクＱ１乃至Ｑ２の駆動回
路、Ｑ、、Ｇ３はそれぞれ静電誘導サイリスクＡ、Ｂを
ターン・オンさせるｐチャンネルのＭＯＳ）ランンスク
、Ｇ２、Ｇ４はそれぞれ静電誘導サイリスタＡ、Ｂをタ
ーン・オフさせるｎチャンネルのＭＯＳトランジスタ、
■ｏ１、ｖｏ３は静電誘導サイリスタＡ、Ｂをターン・
オンさせる直流電源、ＶＯ２、”Ｇ４は静電誘導サイリ
スタＡ、Ｂをターン・オフェ］泗＋る直流電源、５は駆
動回路４の電源、２３．２４は整流器からの出力を両波
整流するためのｐ１ｎクイオード、２５はチョークコイ
ルＬ。、２６は平滑用コンデンナＣ８であ゛る。
タップつきの変圧器で、−Ｌ・１〜Ｌ４の巻線を有して
形成されるもの。４は静電誘導サイリスタＡ及びＢの各
ケートを、駆動するトラノンスクＱ１乃至Ｑ２の駆動回
路、Ｑ、、Ｇ３はそれぞれ静電誘導サイリスクＡ、Ｂを
ターン・オンさせるｐチャンネルのＭＯＳ）ランンスク
、Ｇ２、Ｇ４はそれぞれ静電誘導サイリスタＡ、Ｂをタ
ーン・オフさせるｎチャンネルのＭＯＳトランジスタ、
■ｏ１、ｖｏ３は静電誘導サイリスタＡ、Ｂをターン・
オンさせる直流電源、ＶＯ２、”Ｇ４は静電誘導サイリ
スタＡ、Ｂをターン・オフェ］泗＋る直流電源、５は駆
動回路４の電源、２３．２４は整流器からの出力を両波
整流するためのｐ１ｎクイオード、２５はチョークコイ
ルＬ。、２６は平滑用コンデンナＣ８であ゛る。
チョークコイル２５、平滑用コンデンサ２６により、両
波整流波形のリップルが除去され直流電圧が２７．２８
の出力端子間に得られる。
波整流波形のリップルが除去され直流電圧が２７．２８
の出力端子間に得られる。
高周波電力は、静電誘導サイリスタＡ、Ｂを交互に導通
させることによって発生する。
させることによって発生する。
発生した高周波電力は、変圧器２２により変圧されて、
整流器２３．２４及びろ波器２５．２６により直流に変
換される。ここで、変圧器２２の一次側と二次側の巻線
比を設計条件にもに限らず、半波整流、プリツノ整流の
ものでもよい。
整流器２３．２４及びろ波器２５．２６により直流に変
換される。ここで、変圧器２２の一次側と二次側の巻線
比を設計条件にもに限らず、半波整流、プリツノ整流の
ものでもよい。
第２図（ｂ）は、第２図（ａ）に示す駆動回路４によっ
て４７；’４１するバルブ列を示す図である。
て４７；’４１するバルブ列を示す図である。
図中、横軸は時間Ｔ、縦軸はパルス振幅φを示している
。
。
φ１によりトランジスタＱ１が導通し、■ｏ１が静電誘
導サイリスタＡのゲート、カンード間に加わりターン・
オンする。半周期目にφ２によりトランジスタＱ２が導
通し、ｖｏ２が静電誘導サイリスクＡのゲート・カンー
ド間に加わりターン・オフする。
導サイリスタＡのゲート、カンード間に加わりターン・
オンする。半周期目にφ２によりトランジスタＱ２が導
通し、ｖｏ２が静電誘導サイリスクＡのゲート・カンー
ド間に加わりターン・オフする。
φ２と同じ位相でφ３はトランジスタＱ３を゛導通させ
て、ＶＯ３により静電誘導サイリスタＢがターン・オン
する。−周期目にはφ４によりトランジスタＱ４を導通
させて、ｖｏ４を静電誘導トランジスタＢに加えて静電
誘導サイリスタＢをオフさせる。φ４と同じ位相でφ１
が加わり静電誘導サイリスタＡが前と同じようにターン
・オンする。
て、ＶＯ３により静電誘導サイリスタＢがターン・オン
する。−周期目にはφ４によりトランジスタＱ４を導通
させて、ｖｏ４を静電誘導トランジスタＢに加えて静電
誘導サイリスタＢをオフさせる。φ４と同じ位相でφ１
が加わり静電誘導サイリスタＡが前と同じようにターン
・オンする。
第２図（Ｃ）は、第２図（ａ）、（ｂ）で説明した変圧
器発μｍり・イル２０は、交番電流が直流電源工： １側に流れるのを阻止するために設けている。
器発μｍり・イル２０は、交番電流が直流電源工： １側に流れるのを阻止するために設けている。
静電誘導サイリスクは、前述したように、ゲート電圧に
よりターン・オン、ターン・オフできるので、車λ流回
路を必要としない利点がある。
よりターン・オン、ターン・オフできるので、車λ流回
路を必要としない利点がある。
第２図（ｄ）は、変圧器の一次側を共振器とした実施例
である。
である。
この実施例のものは、コンデンサＣ，をＬｌと並列に接
続したものである。
続したものである。
静電誘導サイリスクは、ターン・オン、ターン・オフが
非常に高速であり、ター／・オフ時間０．１μｓｅｃ程
度のものにより、はぼ１００ｋＨｚ以上の高周波の発生
が、９０％以上の効率で得ることができる。
非常に高速であり、ター／・オフ時間０．１μｓｅｃ程
度のものにより、はぼ１００ｋＨｚ以上の高周波の発生
が、９０％以上の効率で得ることができる。
第２図（ａ）、（ｄ）に示した実施例のものは、共に駆
動回路４０周期を変えること、乃至はＬｌ、Ｃ１の値を
変化させ共振周波数を変えること、又両者を同時に変え
ることによって動作できる。
動回路４０周期を変えること、乃至はＬｌ、Ｃ１の値を
変化させ共振周波数を変えること、又両者を同時に変え
ることによって動作できる。
第２図１ｄ）に示した実施例のものでは、動作周自数ｆ
は、おおよそｆ−１／２πＪ１ア了コｙ肩−テ与第２図
に示した実施例のものは、第１図の実施例のもののよう
に、直流電源ｌと静電誘導サイリスク間の伝送線は短く
し、及び高周波伝送線路６．７を簡単にし、変圧器２２
を１個で構成している。即ち、駆動回路４、駆動回路４
の電源５をも含め、一体にして電力変換装置を構成して
いる。
は、おおよそｆ−１／２πＪ１ア了コｙ肩−テ与第２図
に示した実施例のものは、第１図の実施例のもののよう
に、直流電源ｌと静電誘導サイリスク間の伝送線は短く
し、及び高周波伝送線路６．７を簡単にし、変圧器２２
を１個で構成している。即ち、駆動回路４、駆動回路４
の電源５をも含め、一体にして電力変換装置を構成して
いる。
少くとも順方向阻止電圧２００ｖ以上の静電誘導サイリ
スタを用いることによっ−て、１００“Ｖの直流電源１
をスイッチングできる。
スタを用いることによっ−て、１００“Ｖの直流電源１
をスイッチングできる。
となるので、順方向耐圧が４ｋＶの静電誘導サイリスク
を少くとも５０個以上直列接続すればよい。電流容量を
増すためには、直流接続した静電誘導サイリスクを並列
接続すればよく、１００ｋＡの電流には、平均電流容量
１に、Ａの静電誘導サイリスクを少くとも１００個以上
並列接続すれｔぽ、ｉよい。
を少くとも５０個以上直列接続すればよい。電流容量を
増すためには、直流接続した静電誘導サイリスクを並列
接続すればよく、１００ｋＡの電流には、平均電流容量
１に、Ａの静電誘導サイリスクを少くとも１００個以上
並列接続すれｔぽ、ｉよい。
第２図（ｅ）は、本発明の一具体例である。
この具体例は、１００ｋＶＸ１００ｋＡ＝１０ＧＷの電
力容量の直流電源１をスイッチングできる静電誘導サイ
リスクＡの直並列状態を示している。ハル７゛１は、順
方向阻止電圧４ｋＶ、平均電流ＩＬｋＡの静電誘導サイ
リスクをミＩ−Ｔ ｈ ｙ １〜５０まで５０個直列接
続したものであり、ハルツを１００組（ＳＩ＝Ｔｈｙｌ
〜５ｏｏｏ）並列接続している。
力容量の直流電源１をスイッチングできる静電誘導サイ
リスクＡの直並列状態を示している。ハル７゛１は、順
方向阻止電圧４ｋＶ、平均電流ＩＬｋＡの静電誘導サイ
リスクをミＩ−Ｔ ｈ ｙ １〜５０まで５０個直列接
続したものであり、ハルツを１００組（ＳＩ＝Ｔｈｙｌ
〜５ｏｏｏ）並列接続している。
第３図は、本発明の更に他の実施例である。
第２図の実施例と異なるのは直流電源を２つにした点で
他の主要な部分は第２図（ｄ）と同じである。なお、図
中第２図と同一個所は同一符号で示しである。このこと
は以下の図面についても同様である。直流電源２９は静
電誘導サイリスタＡにより直流電源３０は静電誘導サイ
リスタＢにより交互に導通し、交番電流が共振器Ｌ１、
Ｃ１を流れる。
他の主要な部分は第２図（ｄ）と同じである。なお、図
中第２図と同一個所は同一符号で示しである。このこと
は以下の図面についても同様である。直流電源２９は静
電誘導サイリスタＡにより直流電源３０は静電誘導サイ
リスタＢにより交互に導通し、交番電流が共振器Ｌ１、
Ｃ１を流れる。
ゲートの駆動方法は第２図と同様にして行なうこ、ｖ；
Ｌｌができる。直流電源２９．３０の電圧は同じ値でよ
い。
Ｌｌができる。直流電源２９．３０の電圧は同じ値でよ
い。
導サイリスタＡ、Ｂ、Ｃ１Ｄを有している。静電誘導サ
イリスタＡ、Ｃを同時にターンオンし、ターンオフさせ
、次に静電誘導、サイリスタＢ、Ｄを同時にターンオン
することによって共振器り、、Ｃ，に交番電流を流すこ
とができる。
イリスタＡ、Ｃを同時にターンオンし、ターンオフさせ
、次に静電誘導、サイリスタＢ、Ｄを同時にターンオン
することによって共振器り、、Ｃ，に交番電流を流すこ
とができる。
Ｑｌ、Ｃ５、■ｏ１、ｖｏ５はそれぞ−れ、静電誘導サ
イリスクＡ、Ｃのターンオン用の導通用トランジスタ、
ターンオン用の直流電源、Ｃ２、Ｃ６、■６□、Ｖｏ６
は静電誘導サイリスタＡ１Ｃのイーーンオフ用の導通用
トランジスタ、ターンオフ用の直流電源Ｑ３、Ｃ７、ｖ
ｏ３、”Ｃ７はそれぞれ静電誘導サイリスタＢ、Ｄのタ
ーンオン用の導通用トランジスタ、ターンオン用の直流
電源、Ｑ ４、Ｑ ８、ＶＯ２−ＶＯ８はそれぞれ静電
誘導サイリスタＢＳＤのターンオフ用の導通用トランジ
スタ、ターンオフ用の直流電源である。
イリスクＡ、Ｃのターンオン用の導通用トランジスタ、
ターンオン用の直流電源、Ｃ２、Ｃ６、■６□、Ｖｏ６
は静電誘導サイリスタＡ１Ｃのイーーンオフ用の導通用
トランジスタ、ターンオフ用の直流電源Ｑ３、Ｃ７、ｖ
ｏ３、”Ｃ７はそれぞれ静電誘導サイリスタＢ、Ｄのタ
ーンオン用の導通用トランジスタ、ターンオン用の直流
電源、Ｑ ４、Ｑ ８、ＶＯ２−ＶＯ８はそれぞれ静電
誘導サイリスタＢＳＤのターンオフ用の導通用トランジ
スタ、ターンオフ用の直流電源である。
第３図１．乃１至第４図に示す実施例にお（・ては、第
２図のものと異なり、クノプ付のトランスが不要である
という利点を有している。静電誘導サイリスタの順方向
阻止電圧は直流電源１の電圧をＶとしたときに、第２図
（ａ）の実施例では２Ｖ、第３図乃至第４図の実施例九
おいては、■である。第２図乃至第４図の実施例に示し
た直流−直流変換装置に用いる静電誘導サイリスクは、
ゲート、カンード間に逆方向バイアスを印加してオフと
なり、Ｏゲートバイアスで導通状態となるノーマリ・オ
ン型の素子、ゲートバイアスを印加しないときに、阻止
状態となっているノーマリ、オフ型の素子、あるいは／
−マリ・オン型とノーマリ・オフ型の中間の特性を有す
る素子のいずれを用いても良い。順方向阻止利得が大き
く、ターンオフ時の電流利得が大きい静電誘導サイリス
クを用いるのが望ましい。
２図のものと異なり、クノプ付のトランスが不要である
という利点を有している。静電誘導サイリスタの順方向
阻止電圧は直流電源１の電圧をＶとしたときに、第２図
（ａ）の実施例では２Ｖ、第３図乃至第４図の実施例九
おいては、■である。第２図乃至第４図の実施例に示し
た直流−直流変換装置に用いる静電誘導サイリスクは、
ゲート、カンード間に逆方向バイアスを印加してオフと
なり、Ｏゲートバイアスで導通状態となるノーマリ・オ
ン型の素子、ゲートバイアスを印加しないときに、阻止
状態となっているノーマリ、オフ型の素子、あるいは／
−マリ・オン型とノーマリ・オフ型の中間の特性を有す
る素子のいずれを用いても良い。順方向阻止利得が大き
く、ターンオフ時の電流利得が大きい静電誘導サイリス
クを用いるのが望ましい。
第５図は本発明の別の実施例である。
Ｅは逆導通の静電誘導サイリスクＱ１ｏ及び■ＧＩＯは
ゲートのターン・オン導通用のトランジスタ４鷹１びタ
ーン・オフ用の電源である。Ｃ１、Ｌｌは共振回路、Ｃ
２、Ｒ２はサージ吸収用のコンデンサ、抵抗である。
ゲートのターン・オン導通用のトランジスタ４鷹１びタ
ーン・オフ用の電源である。Ｃ１、Ｌｌは共振回路、Ｃ
２、Ｒ２はサージ吸収用のコンデンサ、抵抗である。
φ１ｏはＱＩＯのターン・オン用のパルス電圧で、静電
誘導サイリスクをターン・オンし共振回路Ｃ，、Ｌ、を
導通させる。この例で、Ｌｌは変圧器の役目も果たして
いる。
誘導サイリスクをターン・オンし共振回路Ｃ，、Ｌ、を
導通させる。この例で、Ｌｌは変圧器の役目も果たして
いる。
共振回路Ｃ１の放電時は、静電誘導サイリスクＥが逆導
通であるので、コンデンサＣ１の逆（り性に充電された
電荷は放電する。透電すると゛静電誘導サイリスタＥは
再び阻止状態になり、コンデンサＣ１が充電する。φ１
ｏを加え静電誘導サイリスクを再びオンさせる。この繰
り返しにより、直流−直流変換を行う。
通であるので、コンデンサＣ１の逆（り性に充電された
電荷は放電する。透電すると゛静電誘導サイリスタＥは
再び阻止状態になり、コンデンサＣ１が充電する。φ１
ｏを加え静電誘導サイリスクを再びオンさせる。この繰
り返しにより、直流−直流変換を行う。
以上の実施例において、は、ゲートの駆動回路としてト
ランノスタＱ、乃至ＱＩＯを用いている。ゲート駆動用
のトランジスタは、自己消去能力のあるものが必要であ
る。ここではＭＯＳトランジスタを用いた例を説明した
が、ＭＯＳトランジスタに限らず静電誘導トランジスタ
、パイボーラド少ンジスタでも良い。又、実施例では静
電誘導サイリスクＡ乃至Ｅのケートのターン・オン、タ
ーン・オフするときに直流電源を加える回路であるので
、高周波に向いている。
ランノスタＱ、乃至ＱＩＯを用いている。ゲート駆動用
のトランジスタは、自己消去能力のあるものが必要であ
る。ここではＭＯＳトランジスタを用いた例を説明した
が、ＭＯＳトランジスタに限らず静電誘導トランジスタ
、パイボーラド少ンジスタでも良い。又、実施例では静
電誘導サイリスクＡ乃至Ｅのケートのターン・オン、タ
ーン・オフするときに直流電源を加える回路であるので
、高周波に向いている。
ゲートのターン・オフの回路はコンテンザ充を方式、リ
アクトル方式、パルスｌ−ランス方式、コンデンサとパ
ルズトランス万式でも良い。
アクトル方式、パルスｌ−ランス方式、コンデンサとパ
ルズトランス万式でも良い。
大電流用の静電誘導サイリスクのスイッチングを簡単に
するための実施例を以下に述へる。
するための実施例を以下に述へる。
第６図は、光パルスでターン・オンするノーマリオフ型
の静電誘導サイリスタＦ、Ｇを用いた一実施例である。
の静電誘導サイリスタＦ、Ｇを用いた一実施例である。
３５．３６はｐｌｎフォトダイオード、フォトトランジ
スタ、フォトＹＮ を誘導トランジスタ等の光パルスで
導通するもの−■Ｇｌｌ、”ＣＩ２はターン・オフ用の
直流電源である。他の回路は第２図（ａ）と同様である
。１５は光フアイバ線路、１６は静電誘導サイリスタＦ
、Ｇ、３５．３６を駆動するための光パルス駆動回路で
、パルス回路とレーザクイオードないしは発光ダイオー
ド及び電源より構成されてい光パルス、３８．４ｏは、
３５．３６を導通させる光パルスである。第６図（ｂ）
に第６図（ａｌに示した実施例の動作を示す。光パルス
３７により静電誘導サイリスタＦを導通させ、次に光パ
ルス３８．３９により静電誘導サイリスタＦをターン・
オフさせ、静電誘導サイリスクＧをターンごオンさせ次
に光パルス４ｏで３６を導通させ、静電誘導サイリスタ
Ｇをターン・オフさせる。静電誘導サイリスタＧをター
ン−・オフさ七、Ｇに交互に電流を流すことによって交
流電、カが発生する。
スタ、フォトＹＮ を誘導トランジスタ等の光パルスで
導通するもの−■Ｇｌｌ、”ＣＩ２はターン・オフ用の
直流電源である。他の回路は第２図（ａ）と同様である
。１５は光フアイバ線路、１６は静電誘導サイリスタＦ
、Ｇ、３５．３６を駆動するための光パルス駆動回路で
、パルス回路とレーザクイオードないしは発光ダイオー
ド及び電源より構成されてい光パルス、３８．４ｏは、
３５．３６を導通させる光パルスである。第６図（ｂ）
に第６図（ａｌに示した実施例の動作を示す。光パルス
３７により静電誘導サイリスタＦを導通させ、次に光パ
ルス３８．３９により静電誘導サイリスタＦをターン・
オフさせ、静電誘導サイリスクＧをターンごオンさせ次
に光パルス４ｏで３６を導通させ、静電誘導サイリスタ
Ｇをターン・オフさせる。静電誘導サイリスタＧをター
ン−・オフさ七、Ｇに交互に電流を流すことによって交
流電、カが発生する。
Ｆ、Ｇ、が／−マリ゛・オン型の静電誘導サイリスクの
ときには、光パルス３７．３８は不要となり、第６図（
Ｃ）のような光パルスで動作させることができる。
ときには、光パルス３７．３８は不要となり、第６図（
Ｃ）のような光パルスで動作させることができる。
第６図（ｄ）はゲートをターン・オンさせる光パルスで
導通するフォトダイオード、フォトトラ／リスク等の素
子、１７．１８をそれぞれ静電誘導サイリスクＦ、Ｇに
接続した実施例である■ＧＩ３、ｖＧ１４はゲー１−の
ターン・オン用の電圧源である。動作のさせ方は第６図
（ｂ）と同様である０ノーマリ・オン型の静電誘導サイ
リスタではｖＧＩ２は省略しても良い。又、３５．３６
は大きな抵抗Ｒｇでおきかえても良い。その場合には、
１７．１８でターン・オンすることになり、光パルス３
８．４０は不要で、光ノくルス３７．３９を第６図（ｅ
）のように印加すれば良℃・。
導通するフォトダイオード、フォトトラ／リスク等の素
子、１７．１８をそれぞれ静電誘導サイリスクＦ、Ｇに
接続した実施例である■ＧＩ３、ｖＧ１４はゲー１−の
ターン・オン用の電圧源である。動作のさせ方は第６図
（ｂ）と同様である０ノーマリ・オン型の静電誘導サイ
リスタではｖＧＩ２は省略しても良い。又、３５．３６
は大きな抵抗Ｒｇでおきかえても良い。その場合には、
１７．１８でターン・オンすることになり、光パルス３
８．４０は不要で、光ノくルス３７．３９を第６図（ｅ
）のように印加すれば良℃・。
これまで説明した電力変換装置のゲート１駆動回路にお
いても第６図に示したような、光を用いる回路にできる
ことはいうまでもない。又、保護回路としてヒユーズと
パルス、駆動回路を電源投入時には、全ての静電誘導サ
イリスタをターン・オフ状態にするリセット回路をつけ
ることが望ましい。
いても第６図に示したような、光を用いる回路にできる
ことはいうまでもない。又、保護回路としてヒユーズと
パルス、駆動回路を電源投入時には、全ての静電誘導サ
イリスタをターン・オフ状態にするリセット回路をつけ
ることが望ましい。
以上いくつかの実施例により本発明の電力変換装置につ
いて説明したが１本発明は以上の実施例に限られるもの
でなく、静電誘導サイリスタを少くとも具備して構成さ
れるものであれば何でも構わない。
いて説明したが１本発明は以上の実施例に限られるもの
でなく、静電誘導サイリスタを少くとも具備して構成さ
れるものであれば何でも構わない。
たとえばコイルは、巻線型コイルでも平板型フィル゛で
も、又これらのコイ・ルが１組でも、複数組になったも
のでも構わない。巻線型コイルを並列にして用いる場合
は、磁束が同じ向きになるようにすればよい。
も、又これらのコイ・ルが１組でも、複数組になったも
のでも構わない。巻線型コイルを並列にして用いる場合
は、磁束が同じ向きになるようにすればよい。
以上の実施例は直流−直流の電力変換のものである。直
流−交流の電力変換は第１図乃至は第６図の実施例中の
交流より直流〜変換する整。
流−交流の電力変換は第１図乃至は第６図の実施例中の
交流より直流〜変換する整。
流器８、ろは器９を除けば、直接負荷１１に交流ないし
は高周波数の電力が供給される。
は高周波数の電力が供給される。
以上説明したように本発明の電力変換装置は、静電誘導
サイリスクを少くとも具備して構成されることにより、
次に述べるような数多くの利点を有しており、工業的価
値の極めて高いものである。
サイリスクを少くとも具備して構成されることにより、
次に述べるような数多くの利点を有しており、工業的価
値の極めて高いものである。
（１）従来のサイリスクを用いたものよりも非常に高速
のスイッチングが行える。
のスイッチングが行える。
（２）はぼ１００ ｋ、’、 Ｈｚ −Ｍ Ｈｚ帯を上
廻る程度の周波数頭Ｉ識１で、大電力の高周波変換によ
り連轡１□コＶ 続直流出力を発生できるので、直流から直流、直流から
交流の電力変換が容易にできる。
廻る程度の周波数頭Ｉ識１で、大電力の高周波変換によ
り連轡１□コＶ 続直流出力を発生できるので、直流から直流、直流から
交流の電力変換が容易にできる。
（３）変換効率が９０係以上にてき、省エネルギー化か
できる。
できる。
（４）安定性、信頼性が高く、素□子の破壊がない。
（５）スイッチングの際、ターン・オフ時とターン・オ
フ時のろわずかのパルス電圧電流を流せばよいのでスイ
ッチングに要する電力が少なくて済む。
フ時のろわずかのパルス電圧電流を流せばよいのでスイ
ッチングに要する電力が少なくて済む。
（６）ターン・オフが容易にできるので使用部品か少な
く、かつ小型のものでよく、全体としでコンパクトにな
り、設置スペースがわずかてすむ。
く、かつ小型のものでよく、全体としでコンパクトにな
り、設置スペースがわずかてすむ。
第１図は本発明の一実施例、第２図（ａ）乃至ｔｅｌは
、本発明の他の実施例、及びそれを説明するための図、
第３図乃至第５図は本発明の更に他の実施例、第６図（
ａ）乃至（ｅ）は、本発明の別の実施例と、それを説明
するための図である。 特許出願人 （ｅ） 象ど図 乃ρ枚
、本発明の他の実施例、及びそれを説明するための図、
第３図乃至第５図は本発明の更に他の実施例、第６図（
ａ）乃至（ｅ）は、本発明の別の実施例と、それを説明
するための図である。 特許出願人 （ｅ） 象ど図 乃ρ枚
Claims (3)
- （１）変圧器の前に少くとも、静電誘導サイリスタから
成るか、もしくは静電誘導サイリスクを一部に有するス
イッチング部を具備し、直流を直流にもしくは直流を交
流に電力を変換することを特徴とする電力変換装置。 - （２）変圧器と、静電誘導サイリスクから成るか、もし
くは静電誘導ザイリスタを一部に有するスイッチング部
を一体として具備し、直流を直流にもしくは直流を交流
に電力を変換するく ことを特徴とする電力変換装置。 - （３）前記静電誘導ザイリスタが、特に商用電力周波数
より高い周波を発生させるものであることを特徴とする
特許 至第２項記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58030129A JP2666133B2 (ja) | 1983-02-24 | 1983-02-24 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58030129A JP2666133B2 (ja) | 1983-02-24 | 1983-02-24 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59156165A true JPS59156165A (ja) | 1984-09-05 |
| JP2666133B2 JP2666133B2 (ja) | 1997-10-22 |
Family
ID=12295163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58030129A Expired - Lifetime JP2666133B2 (ja) | 1983-02-24 | 1983-02-24 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2666133B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61247275A (ja) * | 1985-03-25 | 1986-11-04 | Stanley Electric Co Ltd | スイツチング式安定化電源装置 |
| JPS63240378A (ja) * | 1987-03-25 | 1988-10-06 | Semiconductor Res Found | 半導体電力変換装置 |
| JPS63242177A (ja) * | 1987-03-27 | 1988-10-07 | Semiconductor Res Found | 電力変換装置 |
| CN102971960A (zh) * | 2010-07-16 | 2013-03-13 | 罗伯特·博世有限公司 | 用于确定电子换向的电机的瞬时转矩以及用于调节平均转矩的方法和设备 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5546835A (en) * | 1978-09-27 | 1980-04-02 | Handotai Kenkyu Shinkokai | Power transmitting system |
-
1983
- 1983-02-24 JP JP58030129A patent/JP2666133B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5546835A (en) * | 1978-09-27 | 1980-04-02 | Handotai Kenkyu Shinkokai | Power transmitting system |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61247275A (ja) * | 1985-03-25 | 1986-11-04 | Stanley Electric Co Ltd | スイツチング式安定化電源装置 |
| JPS63240378A (ja) * | 1987-03-25 | 1988-10-06 | Semiconductor Res Found | 半導体電力変換装置 |
| JPS63242177A (ja) * | 1987-03-27 | 1988-10-07 | Semiconductor Res Found | 電力変換装置 |
| CN102971960A (zh) * | 2010-07-16 | 2013-03-13 | 罗伯特·博世有限公司 | 用于确定电子换向的电机的瞬时转矩以及用于调节平均转矩的方法和设备 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2666133B2 (ja) | 1997-10-22 |
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