JPH02184267A - 無損失スナッバ・リセット部品を有する直列共振インバータ - Google Patents
無損失スナッバ・リセット部品を有する直列共振インバータInfo
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- JPH02184267A JPH02184267A JP1283182A JP28318289A JPH02184267A JP H02184267 A JPH02184267 A JP H02184267A JP 1283182 A JP1283182 A JP 1283182A JP 28318289 A JP28318289 A JP 28318289A JP H02184267 A JPH02184267 A JP H02184267A
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K17/08148—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in composite switches
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、全般的に直列共振インバータに関する。更に
詳しくは、本発明は、大電力高周波直列共振ブリッジ・
インバータにおける無負荷および軽負荷動作の間ならび
に共振近くの動作の間において無損失スナツパ作用を維
持する装置に関する。
詳しくは、本発明は、大電力高周波直列共振ブリッジ・
インバータにおける無負荷および軽負荷動作の間ならび
に共振近くの動作の間において無損失スナツパ作用を維
持する装置に関する。
発明の背景
共振回路をそなえたインバータは、正弦波電流および電
圧が達成され、かつインバータのスイッチング素子が低
いスイッチング損失で動作することができるので魅力的
である。このような共振インバータを使用する他の利点
は正弦波電流および電圧の低次の高調波成分によって電
磁障害を低減する可能性があることである。
圧が達成され、かつインバータのスイッチング素子が低
いスイッチング損失で動作することができるので魅力的
である。このような共振インバータを使用する他の利点
は正弦波電流および電圧の低次の高調波成分によって電
磁障害を低減する可能性があることである。
このようなインバータは一般的に電力用半導体スイッチ
ング素子の各々の両端間に接続するストレス緩和回路す
なわちスナツパ(snubber )を必要とする。ス
ナツパは電圧および電流の立上り速度を制御し、電力用
半導体素子のスイッチング損失を低減し、過電圧を抑制
し、雑音および電磁障害を軽減し、そして電力用半導体
素子の二次破壊を防止するように作用する。
ング素子の各々の両端間に接続するストレス緩和回路す
なわちスナツパ(snubber )を必要とする。ス
ナツパは電圧および電流の立上り速度を制御し、電力用
半導体素子のスイッチング損失を低減し、過電圧を抑制
し、雑音および電磁障害を軽減し、そして電力用半導体
素子の二次破壊を防止するように作用する。
サイリスタ・インバータのような、進み力率を有する負
荷と共に動作するインバータにおいては、ターンオンお
よびターンオフ用の両方のスナツパを一般に必要とする
。しかしながら、インバータの負荷が遅れ力率で動作す
る場合、トランジスタからなるインバータの素子電流波
形はサイリスク・インバータのものよりもインバータ出
力電圧に対して更に位相が遅れる。遅れ力率は共振周波
数以上の直列共振動作に対して保証される。遅れ力率に
おける通常の負荷状態の下では、スイッチング素子がオ
ンになる前に、電流は各スイッチング素子からそれぞれ
の逆並列のフィードバック・ダイオードおよび/または
一体の寄生フィードバック・ダイオードに転流される。
荷と共に動作するインバータにおいては、ターンオンお
よびターンオフ用の両方のスナツパを一般に必要とする
。しかしながら、インバータの負荷が遅れ力率で動作す
る場合、トランジスタからなるインバータの素子電流波
形はサイリスク・インバータのものよりもインバータ出
力電圧に対して更に位相が遅れる。遅れ力率は共振周波
数以上の直列共振動作に対して保証される。遅れ力率に
おける通常の負荷状態の下では、スイッチング素子がオ
ンになる前に、電流は各スイッチング素子からそれぞれ
の逆並列のフィードバック・ダイオードおよび/または
一体の寄生フィードバック・ダイオードに転流される。
従って、このような動作状態においては、電力用半導体
スイッチにターンオン・スイッチング損失は存在しない
。しかしながら、ターンオフ・スイッチング損失がある
が、これは簡単なスナツパ−コンデンサを直接に各スイ
ッチング素子の両端間に接続することによって低減する
ことができる。並列接続された電力用半導体スイッチが
ターンオンした後では並列の容量性スナツパには何らエ
ネルギが蓄積されないので、各コンデンサと直列に電流
制限抵抗または並列接続ダイオードおよび抵抗の並列組
合せを設けることを必要としない。この結果無損失スナ
ツパ作用が得られ、従って、半導体スイッチの電力消費
が低くなり、素子のターンオフ時における電圧のオーバ
ーシュートも低くなる。
スイッチにターンオン・スイッチング損失は存在しない
。しかしながら、ターンオフ・スイッチング損失がある
が、これは簡単なスナツパ−コンデンサを直接に各スイ
ッチング素子の両端間に接続することによって低減する
ことができる。並列接続された電力用半導体スイッチが
ターンオンした後では並列の容量性スナツパには何らエ
ネルギが蓄積されないので、各コンデンサと直列に電流
制限抵抗または並列接続ダイオードおよび抵抗の並列組
合せを設けることを必要としない。この結果無損失スナ
ツパ作用が得られ、従って、半導体スイッチの電力消費
が低くなり、素子のターンオフ時における電圧のオーバ
ーシュートも低くなる。
直列共振回路動作においては、ブリッジ・インバークの
対角線的に対向する部分にある回路のスイッチングの間
にスイッチ転流遅延がある。無損失スナツパ中コンデン
サは共振タンク回路を駆動する典型的な矩形波電圧の立
上り時間および立下り時間を制限する。しかしながら、
不利なことには無負荷状態または軽負荷状態において、
利用できる負荷電流は一般に電力スイッチの転流遅延の
間にスナッバ・コンデンサを「リセット」すなわち放電
させるのに不十分であり、無損失スナツパ作用が害なわ
れる。
対角線的に対向する部分にある回路のスイッチングの間
にスイッチ転流遅延がある。無損失スナツパ中コンデン
サは共振タンク回路を駆動する典型的な矩形波電圧の立
上り時間および立下り時間を制限する。しかしながら、
不利なことには無負荷状態または軽負荷状態において、
利用できる負荷電流は一般に電力スイッチの転流遅延の
間にスナッバ・コンデンサを「リセット」すなわち放電
させるのに不十分であり、無損失スナツパ作用が害なわ
れる。
発明の目的
従って、本発明の目的は、軽負荷および無負荷状態の間
ならびに共振周波数近くの動作の間において無損失スナ
ツパ作用を維持する新規な改良された共振ブリッジ・イ
ンバータを提供することにある。
ならびに共振周波数近くの動作の間において無損失スナ
ツパ作用を維持する新規な改良された共振ブリッジ・イ
ンバータを提供することにある。
発明の要約
本発明の好適な態様によれば、無負荷および軽負荷状態
の間ならびに共振動作の間に無損失スナツパ作用を維持
する回路手段を有する共振ブリッジ・インバータはイン
バータ・ブリッジの出力端子間に接続された比較的小さ
な低損失のインダクタを使用している。上述した動作状
態において、インダクタを追加した結果、それぞれの電
力スイッチング素子がターンオンする前に、各スナッバ
・コンデンサを完全に放電させるのに充分な電流が引き
出され、これにより無損失スナツパ作用を維持する。
の間ならびに共振動作の間に無損失スナツパ作用を維持
する回路手段を有する共振ブリッジ・インバータはイン
バータ・ブリッジの出力端子間に接続された比較的小さ
な低損失のインダクタを使用している。上述した動作状
態において、インダクタを追加した結果、それぞれの電
力スイッチング素子がターンオンする前に、各スナッバ
・コンデンサを完全に放電させるのに充分な電流が引き
出され、これにより無損失スナツパ作用を維持する。
本発明の特徴および利点は添付図面を参照した本発明の
詳細な説明によって明らかになるであろう。
詳細な説明によって明らかになるであろう。
発明の詳細な説明
第1図には本発明に従って直列共振インバータを使用し
たDC−DCコンバータが示されている。
たDC−DCコンバータが示されている。
外部電源(図示せず)によって端子10および11に入
力直流電力が供給される。端子10および11の間には
全波ブリッジ・インバータ12が接続されている。イン
バータ12は、逆電流を流すことができるとともに、ス
イッチング信号によってターンオフすることができる4
つのスイッチング素子を有している。好適実施例におい
てはスイッチング素子は絶縁ゲート型バイポーラ接合ト
ランジスタ(IGBT)14,16.18および20で
あり、各トランジスタの逆電流はそれぞれ逆並列のダイ
オード15.17.19および21によって流す二とが
できる。IGBTの代わりにゲート・ターンオフ機能を
有する他のスイッチング素子を使用することもでき、こ
れらの素子としては逆電流を流すための並列接続のダイ
オードおよび/または一体の寄生ダイオードをそなえて
いるものである。例えば、一体の寄生ダイオードを有す
る電界効果トランジスタを使用することができる。イン
バータ12の出力は直列接続されたトランジスタ14お
よび16の接続点aと直列接続されたトランジスタ1B
および20の接続点すとの間に得られる。
力直流電力が供給される。端子10および11の間には
全波ブリッジ・インバータ12が接続されている。イン
バータ12は、逆電流を流すことができるとともに、ス
イッチング信号によってターンオフすることができる4
つのスイッチング素子を有している。好適実施例におい
てはスイッチング素子は絶縁ゲート型バイポーラ接合ト
ランジスタ(IGBT)14,16.18および20で
あり、各トランジスタの逆電流はそれぞれ逆並列のダイ
オード15.17.19および21によって流す二とが
できる。IGBTの代わりにゲート・ターンオフ機能を
有する他のスイッチング素子を使用することもでき、こ
れらの素子としては逆電流を流すための並列接続のダイ
オードおよび/または一体の寄生ダイオードをそなえて
いるものである。例えば、一体の寄生ダイオードを有す
る電界効果トランジスタを使用することができる。イン
バータ12の出力は直列接続されたトランジスタ14お
よび16の接続点aと直列接続されたトランジスタ1B
および20の接続点すとの間に得られる。
接続点aおよびbの間にはコンデンサ22、インダクタ
24および変圧器26の一次巻線からなる直列共振回路
が接続されている。変圧器26の二次巻線は全波整流器
28の入力に接続されている。全波整流器28の出力は
フィルタ・コンデンサ30ならびに第1図ではX線管3
2として示した出力負荷に並列に接続されて、そこにコ
ンバータ出力電圧voが発生される。
24および変圧器26の一次巻線からなる直列共振回路
が接続されている。変圧器26の二次巻線は全波整流器
28の入力に接続されている。全波整流器28の出力は
フィルタ・コンデンサ30ならびに第1図ではX線管3
2として示した出力負荷に並列に接続されて、そこにコ
ンバータ出力電圧voが発生される。
ゲート駆動回路34は本技術分野で周知のものであり、
インバータの対角線的に対向する部分の回路を開閉させ
て、矩形波電圧vabを第1図の回路の接続点aおよび
bの間に接続されている共振回路に供給させる。矩形波
電圧は共振回路の作用により正弦波電流波形を発生する
。正弦波電流は整流器28およびコンデンサ30に供給
されて全波整流およびフィルタ作用を受け、その結果は
ぼ平滑された直流出力電圧voが生じ、これはインバー
タの出力周波数の動作範囲にわたって一定に維持される
。
インバータの対角線的に対向する部分の回路を開閉させ
て、矩形波電圧vabを第1図の回路の接続点aおよび
bの間に接続されている共振回路に供給させる。矩形波
電圧は共振回路の作用により正弦波電流波形を発生する
。正弦波電流は整流器28およびコンデンサ30に供給
されて全波整流およびフィルタ作用を受け、その結果は
ぼ平滑された直流出力電圧voが生じ、これはインバー
タの出力周波数の動作範囲にわたって一定に維持される
。
共振回路は接続点aおよびbの間において遅れ負荷がイ
ンバータに対して現れるようにする周波数で駆動される
。すなわち、電流iL+i7(第1図において矢印の方
向によって示される)が電圧vabより遅れ、IGBT
はアノード電流の転流よりもむしろゲート制御によって
ターンオフされる。図示のように、iLは接続点aおよ
びbの間に接続されたインダクタ44の電流を表し、i
7は共振タンク回路に供給される電流を表わす。遅れ負
荷は回路の共振周波数より高い周波数でインバータを動
作させることによって得られる。
ンバータに対して現れるようにする周波数で駆動される
。すなわち、電流iL+i7(第1図において矢印の方
向によって示される)が電圧vabより遅れ、IGBT
はアノード電流の転流よりもむしろゲート制御によって
ターンオフされる。図示のように、iLは接続点aおよ
びbの間に接続されたインダクタ44の電流を表し、i
7は共振タンク回路に供給される電流を表わす。遅れ負
荷は回路の共振周波数より高い周波数でインバータを動
作させることによって得られる。
第1図に例示し、かつ前述したように、無損失スナツパ
はIGBT14.16.18および20の両端間にそれ
ぞれ接続されたコンデンサ36゜38.40および42
を有し、ターンオフ時の電力消費を低減する。
はIGBT14.16.18および20の両端間にそれ
ぞれ接続されたコンデンサ36゜38.40および42
を有し、ターンオフ時の電力消費を低減する。
インバータ12の出力負荷電圧の共振特性が第2図のグ
ラフに示されている。この第2図において、出力負荷電
圧Voの大きさは直列共振回路の両端間の矩形波電圧信
号vabの周波数の対数の関数として示されている。電
力スイッチの適切な転流動作には、通常の共振周波数F
oより高い周波数で図示のIGBT14,16.18お
よび20のようなゲート素子を動作させることが必要で
ある。しかしながら、それを超えた場合にはこれらのス
イッチング素子は充分に動作できなくなる最大周波数F
がある。従って、スイッチング素aX 子の動作可能な周波数範囲はFoとF との間aX の周波数範囲として定められる。
ラフに示されている。この第2図において、出力負荷電
圧Voの大きさは直列共振回路の両端間の矩形波電圧信
号vabの周波数の対数の関数として示されている。電
力スイッチの適切な転流動作には、通常の共振周波数F
oより高い周波数で図示のIGBT14,16.18お
よび20のようなゲート素子を動作させることが必要で
ある。しかしながら、それを超えた場合にはこれらのス
イッチング素子は充分に動作できなくなる最大周波数F
がある。従って、スイッチング素aX 子の動作可能な周波数範囲はFoとF との間aX の周波数範囲として定められる。
通常の出力負荷状態においては、すなわち中位の負荷ま
たは重負荷で動作する場合には、インバータの転流動作
の間において上述した無損失スナツパ作用を維持するの
に充分な電流が直列共振回路に流れる。これに対して軽
負荷または無負荷状態において、または共振近くの回路
動作においては、共振回路に流れる電流は不十分なもの
となり、転流遅延の間において各スナッバ・コンデンサ
を充分に放電することができない。この結果、コンデン
サはスイッチング素子のターンオンの際にそれぞれのス
イッチング素子を介して実質的に残っている電荷を放電
する。これによりスイッチング損失が発生し、無損失ス
ナツパ作用を達成することはできない。
たは重負荷で動作する場合には、インバータの転流動作
の間において上述した無損失スナツパ作用を維持するの
に充分な電流が直列共振回路に流れる。これに対して軽
負荷または無負荷状態において、または共振近くの回路
動作においては、共振回路に流れる電流は不十分なもの
となり、転流遅延の間において各スナッバ・コンデンサ
を充分に放電することができない。この結果、コンデン
サはスイッチング素子のターンオンの際にそれぞれのス
イッチング素子を介して実質的に残っている電荷を放電
する。これによりスイッチング損失が発生し、無損失ス
ナツパ作用を達成することはできない。
本発明の好適実施例によれば、転流遅延の間において無
損失スナツパ作用を維持するために、比較的小さなイン
ダクタ44が直列共振回路の出力端子aおよびbの間に
接続されている。第1図を参照して、本発明によるこの
回路の動作を説明する。スイッチング素子14および2
0がゲート制御回路34によってオンになると、スナッ
バ・コンデンサ38および40はそれぞれ素子14およ
び20を介して正の電源電圧+Vdcまで充電される。
損失スナツパ作用を維持するために、比較的小さなイン
ダクタ44が直列共振回路の出力端子aおよびbの間に
接続されている。第1図を参照して、本発明によるこの
回路の動作を説明する。スイッチング素子14および2
0がゲート制御回路34によってオンになると、スナッ
バ・コンデンサ38および40はそれぞれ素子14およ
び20を介して正の電源電圧+Vdcまで充電される。
ゲート制御回路によってターンオフされると直ちに、I
GBT14および20は電圧を阻止し、スナッバ・コン
デンサ38および40は逆並列のダイオード17および
18が順方向にバイアスされるまで共振タンク回路とイ
ンダクタ44からなる並列組合せ回路を介して放電する
。このようにインダクタ44を追加することによって、
十分な電流i7+iLが流れ、これによりゲート制御回
路34がIGBT16および18をオンにする前に、i
7が小さい場合であっても、転流遅延動作の間にスナッ
バ・コンデンサ38および40が完全に放電する。この
ようにして、IGBT16および18のターンオン時に
は、コンデンサ38および40はそれぞれIGBT16
および18を介して放電せず、無負荷および軽負荷状態
において又は共振近くの動作においてさえも、無損失ス
ナツパ作用を達成することができる。
GBT14および20は電圧を阻止し、スナッバ・コン
デンサ38および40は逆並列のダイオード17および
18が順方向にバイアスされるまで共振タンク回路とイ
ンダクタ44からなる並列組合せ回路を介して放電する
。このようにインダクタ44を追加することによって、
十分な電流i7+iLが流れ、これによりゲート制御回
路34がIGBT16および18をオンにする前に、i
7が小さい場合であっても、転流遅延動作の間にスナッ
バ・コンデンサ38および40が完全に放電する。この
ようにして、IGBT16および18のターンオン時に
は、コンデンサ38および40はそれぞれIGBT16
および18を介して放電せず、無負荷および軽負荷状態
において又は共振近くの動作においてさえも、無損失ス
ナツパ作用を達成することができる。
本発明の好適実施例について示し説明したが、このよう
な実施例は単なる例示にすぎないものであることは明ら
かであろう。本技術分野に専門知識を有する者にとって
は、本発明から逸脱することなく、多くの変形、変更お
よび置き換えを行うことができるであろう。従って、本
発明は特許請求の範囲の精神および範囲によって制限さ
れるものである。
な実施例は単なる例示にすぎないものであることは明ら
かであろう。本技術分野に専門知識を有する者にとって
は、本発明から逸脱することなく、多くの変形、変更お
よび置き換えを行うことができるであろう。従って、本
発明は特許請求の範囲の精神および範囲によって制限さ
れるものである。
第1図は本発明による直列共振インバータを使用したD
C−DCコンバータを示す回路図である。 第2図は第1図のDC−DCコンバータに使用される直
列共振回路に供給される矩形波電圧の周波数の対数に対
する出力電圧の大きさを重負荷、中負荷、軽負荷および
無負荷状態に対して示すグラフである。 12・・・インバータ、14,16.18.20・・・
スイッチング素子、20・・・インバータ、15.17
,19.21・・・ダイオード、22・・・コンデンサ
、24・・・インダクタ、25・・・変圧器、36.3
g、40.42・・・スナッバ・コンデンサ、44・・
・インダクタ。
C−DCコンバータを示す回路図である。 第2図は第1図のDC−DCコンバータに使用される直
列共振回路に供給される矩形波電圧の周波数の対数に対
する出力電圧の大きさを重負荷、中負荷、軽負荷および
無負荷状態に対して示すグラフである。 12・・・インバータ、14,16.18.20・・・
スイッチング素子、20・・・インバータ、15.17
,19.21・・・ダイオード、22・・・コンデンサ
、24・・・インダクタ、25・・・変圧器、36.3
g、40.42・・・スナッバ・コンデンサ、44・・
・インダクタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、2対の制御可能なスイッチ手段であって、各対のス
イッチ手段は直列に接続され、各対の直列接続されたス
イッチ手段は直流電源の両端間に並列に接続されるよう
になっている2対の制御可能なスイッ手段と、 前記一方の対の制御可能なスイッチ手段の接続点と他方
の対の制御可能なスイッチ手段の接続点との間に接続さ
れていて、コンデンサおよびインダクタを有すると共に
、更にインバータ出力を負荷に接続する手段を有し、前
記制御可能なスイッチ手段によって矩形波信号が供給さ
れる直列共振回路と、 前記制御可能なスイッチ手段の各々の両端間に接続され
たスナッバ・コンデンサと、 前記各スナッバ・コンデンサの両端間にそれぞれ接続さ
れた前記スイッチ手段をターンオンする前に、前記各ス
ナッバ・コンデンサを放電させるのに充分な電流を引き
出す回路手段と、 を含む直列共振ブリッジ・インバータ。 2、前記回路手段が前記直列共振回路の両端間に並列に
接続されたスナッバ・リセット用インダクタで構成され
ている請求項1記載のインバータ。 3、前記制御可能なスイッチ手段がダイオード、と逆並
列に接続された絶縁ゲート型バイポーラ接合トランジス
タで構成されている請求項1記載のインバータ。 4、前記制御可能なスイッチ手段が電界効果トランジス
タで構成されている請求項1記載のインバータ。 5、2対の制御可能なスイッチ手段を有し、この各対の
スイッチ手段が直列に接続され、この各対の直列接続さ
れたスイッチ手段が直流電源の両端間に並列に接続され
るようになっている直列共振インバータと、 前記の一方の対の制御可能なスイッチ手段の接続点と他
方の対の制御可能なスイッチ手段の接続点との間に接続
されていて、コンデンサおよびインダクタを有し、前記
制御可能なスイッチ手段によって矩形波信号が供給され
る直列共振回路と、前記制御可能なスイッチ手段の各々
の両端間に接続されたスナッバ・コンデンサと、 前記各スナッバ・コンデンサの両端間にそれぞれ接続さ
れた前記スイッチ手段をターンオンにする前に、前記各
スナッバ・コンデンサを放電させるのに充分な電流を引
き出す回路手段と、 前記直列共振回路に接続され、出力がほぼ一定の出力電
圧を負荷に供給するようになっている全波整流器と、 を含むDC−DCコンバータ。 6、前記回路手段が前記直列共振回路の両端間に並列に
接続されたスナッバ・リセット用インダクタで構成され
ている請求項5記載のコンバータ。 7、前記制御可能なスイッチ手段がダイオードと逆並列
に接続された絶縁ゲート型バイポーラ接合トランジスタ
で構成されている請求項5記載のコンバータ。 8、前記制御可能なスイッチ手段が電界効果トランジス
タで構成されている請求項5記載のコンバータ。 9、前記直列共振回路が前記全波整流器に変圧器手段に
より接続され、該変圧器手段は前記直列共振回路に直列
に接続された一次巻線を有する請求項5記載のコンバー
タ。
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