JP2692765B2 - ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 - Google Patents
ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、高速スイツチング素子IGBTに組合せて用い
られるダイオードとその並列回路及び共通のベース上で
逆並列に接続して構成したモジユール、及びそれを用い
たインバータ装置に関する。
られるダイオードとその並列回路及び共通のベース上で
逆並列に接続して構成したモジユール、及びそれを用い
たインバータ装置に関する。
電力変換装置の応用範囲の拡大に伴い装置の高性能，
低騒音，小型化がますます重要になつている。その制御
素子として、パワーMOS−FETの高速スイツチング特性と
バイパーラトランジスタの高電力特性を兼ね備えたIGBT
（Insulated Gate Bipolar Transistor）が開発され、
実用化され始めている。
低騒音，小型化がますます重要になつている。その制御
素子として、パワーMOS−FETの高速スイツチング特性と
バイパーラトランジスタの高電力特性を兼ね備えたIGBT
（Insulated Gate Bipolar Transistor）が開発され、
実用化され始めている。
IGBTは、ターンオン及びターンオフタイムが0.1〜0.5
μｓと速く、高周波で駆動するのに好適な素子である。
そしてこのIGBTは共通のベース上でダイオードと逆並列
に接続して、それを１組〜６組をまとめたモジユールに
して、高周波インバータなどに実用化され始めている。
μｓと速く、高周波で駆動するのに好適な素子である。
そしてこのIGBTは共通のベース上でダイオードと逆並列
に接続して、それを１組〜６組をまとめたモジユールに
して、高周波インバータなどに実用化され始めている。
しかし、IGBTを用いてインバータ装置を構成すると、
スイツチング時に発生する電圧振動が大きく、それがノ
イズとなつて制御装置の誤動作やIGBTの破壊の原因とな
る問題があることが分かつた。
スイツチング時に発生する電圧振動が大きく、それがノ
イズとなつて制御装置の誤動作やIGBTの破壊の原因とな
る問題があることが分かつた。
第８図はIGBTとダイオードを逆並列に接続したモジユ
ールを用いて、インバータを構成して動作させた場合の
誤動作の事例である。この誤動作の詳細は後述する。こ
の図ではフリーホイルダイオードがリカバリした後、そ
れと並列に接続されたIGBTに振動電圧が印加されてお
り、それによりIGBTの駆動回路が誤動作してアーム短絡
のおおきな電流が流れている。この例では、アーム短絡
が生じると振動電圧が無くなつて誤動作が止まり、IGBT
の破壊には至つていないが、これは誤動作の限界での現
象のためであり、更に大きな振動電圧が生じると大きな
アーム短絡電流が流れて、IGBTの破壊にまで至る現象が
あることが分かった。
ールを用いて、インバータを構成して動作させた場合の
誤動作の事例である。この誤動作の詳細は後述する。こ
の図ではフリーホイルダイオードがリカバリした後、そ
れと並列に接続されたIGBTに振動電圧が印加されてお
り、それによりIGBTの駆動回路が誤動作してアーム短絡
のおおきな電流が流れている。この例では、アーム短絡
が生じると振動電圧が無くなつて誤動作が止まり、IGBT
の破壊には至つていないが、これは誤動作の限界での現
象のためであり、更に大きな振動電圧が生じると大きな
アーム短絡電流が流れて、IGBTの破壊にまで至る現象が
あることが分かった。
このような誤動作を避ける方法として、例えばIGBTに
加えるゲート信号の立上りをゆるやかにして、IGBTのタ
ーンオン時のdi/dtを遅くする方法や、インバータの主
回路配線のインダクタンスを増してターンオン時のdi/d
tをゆるやかにする方法がある。しかし、いずれも回路
動作を遅くすることであり、IGBTのスイツチング損失を
増加したり、回路動作を高速化できないという問題が生
じ、IGBTの高速スイツチング特性を充分に活かした使い
方ができないという欠点がある。
加えるゲート信号の立上りをゆるやかにして、IGBTのタ
ーンオン時のdi/dtを遅くする方法や、インバータの主
回路配線のインダクタンスを増してターンオン時のdi/d
tをゆるやかにする方法がある。しかし、いずれも回路
動作を遅くすることであり、IGBTのスイツチング損失を
増加したり、回路動作を高速化できないという問題が生
じ、IGBTの高速スイツチング特性を充分に活かした使い
方ができないという欠点がある。
そこで、本発明の目的は、高速スイツチング特性を充
分に活かしたIGBTとダイオードの並列回路を提供するこ
とである。
分に活かしたIGBTとダイオードの並列回路を提供するこ
とである。
また、本発明の他の目的は、電圧振動を抑制して誤動
作のなし信頼性の高いインバータを提供することにあ
る。
作のなし信頼性の高いインバータを提供することにあ
る。
上記目的を達成するために、電圧振動の発生要因を調
べた結果、モジユールの中の配線インダクタンスＬに蓄
積されるエネルギーと、IGBT及びダイオードの寄生容量
Ｃによる共振であることが分かつた。
べた結果、モジユールの中の配線インダクタンスＬに蓄
積されるエネルギーと、IGBT及びダイオードの寄生容量
Ｃによる共振であることが分かつた。
従つて、本発明では振動電圧を抑制する第一の手段と
してモジユールの中の配線インダクタンスＬのエネルギ
ーを吸収できるように、IGBTとダイオードの寄生容量Ｃ
を大きくするか、それに変わるコンデンサを接続したも
のである。
してモジユールの中の配線インダクタンスＬのエネルギ
ーを吸収できるように、IGBTとダイオードの寄生容量Ｃ
を大きくするか、それに変わるコンデンサを接続したも
のである。
第二の手段は、リカバリ電流の尖頭値IRPを低減した
ダイオードを組合せることである。我々の検討結果によ
れば、ダイオードのリカバリ特性はIGBTのターンオン特
性と協調をとる必要があり、その協調条件はIGBTのター
ンオンのライズタイムによつて決る最大のdi/dtで、ダ
イオードを定格電流IFからリカバリさせた時のリカバリ
特性で決定すべきであることが分かつた。そして、その
時のリカバリ電流の先頭値IRPが定格電流IFの0.55以下
で、かつリカバリ電流の尖頭値IRPから1/10の値に減衰
するまでのリカバリ時間をtrrとすると、trrが の1.5倍以上のリカバリ特性を有するダイオードを、IGB
Tと組合わせてモジユールを構成することである。
ダイオードを組合せることである。我々の検討結果によ
れば、ダイオードのリカバリ特性はIGBTのターンオン特
性と協調をとる必要があり、その協調条件はIGBTのター
ンオンのライズタイムによつて決る最大のdi/dtで、ダ
イオードを定格電流IFからリカバリさせた時のリカバリ
特性で決定すべきであることが分かつた。そして、その
時のリカバリ電流の先頭値IRPが定格電流IFの0.55以下
で、かつリカバリ電流の尖頭値IRPから1/10の値に減衰
するまでのリカバリ時間をtrrとすると、trrが の1.5倍以上のリカバリ特性を有するダイオードを、IGB
Tと組合わせてモジユールを構成することである。
振動電圧の発生要因は、モジユールの中の配線インダク
タンスＬと、IGBT及びダイオードの寄生容量Ｃによる共
振現象であるから、ダイオードのリカバリ電流の尖頭値
IRPによつて蓄積されるエネルギーと共振の半周期Ｔの
関係は、 （1/2）L IRP 2＝（1/2）CV2）… （１） である。
タンスＬと、IGBT及びダイオードの寄生容量Ｃによる共
振現象であるから、ダイオードのリカバリ電流の尖頭値
IRPによつて蓄積されるエネルギーと共振の半周期Ｔの
関係は、 （1/2）L IRP 2＝（1/2）CV2）… （１） である。
従つて、IGBTとダイオードの寄生容量Ｃを大きくする
か、それに変わるコンデンサを接続することにより、
（１）式，（２）式から電圧振動の尖頭値Ｖが低下し、
振動周期Ｔが長くなることが分かる。
か、それに変わるコンデンサを接続することにより、
（１）式，（２）式から電圧振動の尖頭値Ｖが低下し、
振動周期Ｔが長くなることが分かる。
また第二の手段のように、ダイオードのリカバリ電流
の尖頭値IRPを低減すれば、モジユールの中の配線イン
ダクタンスＬに蓄積されるエネルギーの絶対値が小さく
なるので、振動電圧の尖頭値Ｖが低下することが分か
る。そして、リカバリ電流が尖頭値IRPから1/10の値に
減衰するまでのリカバリ時間trrを、（２）式のＴより
大きなダイオードにすることにより、非共振状態にする
ことも可能であるし、少なくとも共振動作を急速に減衰
できることが分かる。
の尖頭値IRPを低減すれば、モジユールの中の配線イン
ダクタンスＬに蓄積されるエネルギーの絶対値が小さく
なるので、振動電圧の尖頭値Ｖが低下することが分か
る。そして、リカバリ電流が尖頭値IRPから1/10の値に
減衰するまでのリカバリ時間trrを、（２）式のＴより
大きなダイオードにすることにより、非共振状態にする
ことも可能であるし、少なくとも共振動作を急速に減衰
できることが分かる。
以上のように、本発明はIGBTのターンオン特性とダイ
オードのリカバリ特性との協調をとることにより、IGBT
のスイツチング時の電圧振動を低減したモジユールを提
供するものである。又、上記モジユールを用いてインバ
ータ装置を構成することにより、IGBTの高速スイツチン
グ特性を充分に活かし、高性能でしかも信頼制の高いイ
ンバータを実現した。
オードのリカバリ特性との協調をとることにより、IGBT
のスイツチング時の電圧振動を低減したモジユールを提
供するものである。又、上記モジユールを用いてインバ
ータ装置を構成することにより、IGBTの高速スイツチン
グ特性を充分に活かし、高性能でしかも信頼制の高いイ
ンバータを実現した。
［実施例］ 以下図面を用いて本発明を説明する。
第１図は本発明のモジユール構成を示したものであ
る。21はベース電極、22は絶縁板、23はコレクタ電極
板、24はエミツタ電極板、25はゲート電極板、26はコレ
クタ端子、27はエミツタ端子、28はゲート端子である。
コレクタの電極板23の上には、IGBT29とダイオード30が
電気特性的に逆並列となるように半田などで接着されて
いる。また、IGBT29のエミツタはエミツタ電極板24に、
ゲートはゲート電極板25に、ダイオード30のアノードは
ワイヤによつてエミツタ電極板24にそれぞれ接続されて
いる。コレクタ電極板23とエミツタ電極板24の間にはコ
ンデンサ31が接続されている。そしてこの図では省略し
てあるが、これらは各端子の先端を残してケースで覆わ
れる 次に、本発明の動作を説明する前に、我々が検討して
明らかになつた、激しい振動電圧が発生する理由をイン
バータ回路を用いて説明する。
る。21はベース電極、22は絶縁板、23はコレクタ電極
板、24はエミツタ電極板、25はゲート電極板、26はコレ
クタ端子、27はエミツタ端子、28はゲート端子である。
コレクタの電極板23の上には、IGBT29とダイオード30が
電気特性的に逆並列となるように半田などで接着されて
いる。また、IGBT29のエミツタはエミツタ電極板24に、
ゲートはゲート電極板25に、ダイオード30のアノードは
ワイヤによつてエミツタ電極板24にそれぞれ接続されて
いる。コレクタ電極板23とエミツタ電極板24の間にはコ
ンデンサ31が接続されている。そしてこの図では省略し
てあるが、これらは各端子の先端を残してケースで覆わ
れる 次に、本発明の動作を説明する前に、我々が検討して
明らかになつた、激しい振動電圧が発生する理由をイン
バータ回路を用いて説明する。
第５図に代表的なインバータ回路を示す。図におい
て、１は直流電源、2a〜5aはスイツチング素子のIGBT、
６は負荷のモータである。2b〜5bはフリーホイルダイオ
ードで、IGBT2a〜5aと対に設けてそれぞれ、あるいは一
括してモジユール化したものである。2c〜5cはモジユー
ル内の配線のインダクタンスである。2d〜5dはIGBT2a〜
5aの駆動回路で、インバータ装置の制御装置11とホトカ
ポラ2e〜5eを介して接続されている。
て、１は直流電源、2a〜5aはスイツチング素子のIGBT、
６は負荷のモータである。2b〜5bはフリーホイルダイオ
ードで、IGBT2a〜5aと対に設けてそれぞれ、あるいは一
括してモジユール化したものである。2c〜5cはモジユー
ル内の配線のインダクタンスである。2d〜5dはIGBT2a〜
5aの駆動回路で、インバータ装置の制御装置11とホトカ
ポラ2e〜5eを介して接続されている。
そして７は、直流電源とIGBT（2a〜5a）とを接続する
主回路配線のインダクタンスである。また、ダイオード
8,コンデンサ9,放電抵抗10で構成されたクランプ回路
は、主回路配線のインダクタンス７のエネルギーによ
り、IGBT2a〜5aに過電圧が印加されるのを防止するため
のものである。
主回路配線のインダクタンスである。また、ダイオード
8,コンデンサ9,放電抵抗10で構成されたクランプ回路
は、主回路配線のインダクタンス７のエネルギーによ
り、IGBT2a〜5aに過電圧が印加されるのを防止するため
のものである。
さて、このように構成したインバータ装置の動作にお
いて、例えば、IGBTの3aと4aがオン状態で負荷（Ｍ）６
に電流を流している状態からIGBT3aをオフすると、負荷
（Ｍ）６のエネルギーによりそれまで流れていた負荷電
流はIGBT4aとフリーホイルダイオード2bを介して流れ続
ける。そして、その状態からIGBT3aを再びオンすると、
フリーホイルダイオード2bに流れていた負荷電流がIGBT
3aに移る転流動作がある。
いて、例えば、IGBTの3aと4aがオン状態で負荷（Ｍ）６
に電流を流している状態からIGBT3aをオフすると、負荷
（Ｍ）６のエネルギーによりそれまで流れていた負荷電
流はIGBT4aとフリーホイルダイオード2bを介して流れ続
ける。そして、その状態からIGBT3aを再びオンすると、
フリーホイルダイオード2bに流れていた負荷電流がIGBT
3aに移る転流動作がある。
高速のスイツチング素子のIGBTでインバータを構成し
たときの激しい振動電圧は、その転流動作時のフリーホ
イルダイオードのリカバリ時に生じることが分かつた。
たときの激しい振動電圧は、その転流動作時のフリーホ
イルダイオードのリカバリ時に生じることが分かつた。
この転流動作において、IGBT3aがターンオンして、負
荷電流がフリーホイルダイオード2bからIGBT3aに転流す
るまでの期間（正確にはダイオードのリカバリ電流が尖
頭値に達するまでの期間）は、フリーホイルダイオード
2bの端子間にはダイオードの順方向の電圧降下しか印加
されない。従つて、直流電源１は配線インダクタンス７
及び2c,3cとIGBT3aで短絡されることになる。
荷電流がフリーホイルダイオード2bからIGBT3aに転流す
るまでの期間（正確にはダイオードのリカバリ電流が尖
頭値に達するまでの期間）は、フリーホイルダイオード
2bの端子間にはダイオードの順方向の電圧降下しか印加
されない。従つて、直流電源１は配線インダクタンス７
及び2c,3cとIGBT3aで短絡されることになる。
第６図に、ターンオン特性の異なるスイツチング素子
の直流電源電圧Ｅとターンオンのdi/dtの関係を示す。
直流電源電圧Ｅに反比例している直線はインバータ主回
路の負荷曲線で、素子特性との交点がそのスイツチング
素子を用いた時のターンオンのdi/dtである。
の直流電源電圧Ｅとターンオンのdi/dtの関係を示す。
直流電源電圧Ｅに反比例している直線はインバータ主回
路の負荷曲線で、素子特性との交点がそのスイツチング
素子を用いた時のターンオンのdi/dtである。
従来のバイポーラ素子（600V−100A級前後）の場合
は、ターンオンのライズタイムが0.5〜３μｓと比較的
スイツチング速度が遅かつたので、ターンオンの電流の
立上りdi/dtが素子自身で抑制されていた。しかしIGBT
のようにライズタイムが0.5〜0.1μｓと短かくなると、
di/dtは素子特性と配線のインダクタンス（例えば第５
図の2C＋3C＋７）の両者で決定されるようになる。そし
て、更にライズタイムが短くなれば、配線のインダクタ
ンスＬと直流電源電圧Ｅのみで決定するような大きなdi
/dtとなる。
は、ターンオンのライズタイムが0.5〜３μｓと比較的
スイツチング速度が遅かつたので、ターンオンの電流の
立上りdi/dtが素子自身で抑制されていた。しかしIGBT
のようにライズタイムが0.5〜0.1μｓと短かくなると、
di/dtは素子特性と配線のインダクタンス（例えば第５
図の2C＋3C＋７）の両者で決定されるようになる。そし
て、更にライズタイムが短くなれば、配線のインダクタ
ンスＬと直流電源電圧Ｅのみで決定するような大きなdi
/dtとなる。
そして、IGBTのターンオンのdi/dtが大きくなること
は、前述のインバータのフリーホイルダイオード2bから
IGBT3aへの転流動作が高速で行われることであり、フリ
ーホイルダイオード2bのリカバリが大きなdi/dtで行わ
れることである。その結果、フリーホイルダイオード2b
に印加される電圧に激しい振動が発生するが、それは次
の理由による。
は、前述のインバータのフリーホイルダイオード2bから
IGBT3aへの転流動作が高速で行われることであり、フリ
ーホイルダイオード2bのリカバリが大きなdi/dtで行わ
れることである。その結果、フリーホイルダイオード2b
に印加される電圧に激しい振動が発生するが、それは次
の理由による。
第７図は、ダイオードのオフ時のdi/dtとリカバリ電
流の尖頭値IRP及びIRPから1/10の値に減衰するまでのリ
カバリ時間trrとの関係を示したものである。ダイオー
ドがリカバリするときのdi/dtが大きくなると、それに
ほぼ比例してリカバリ電流の尖頭値IRPが大きくなり、
リカバリ時間trrが短くなる関係がある。ダイオードが
リカバリする時は、蓄積されていたキヤリアを放出する
電流と、接合容量などの寄生容量を充電する電流が流れ
るが、di/dtが大きいとキヤリアを放出するために大き
なリカバリ電流が流れ、その尖頭値IRPで寄生容量を充
電するためリカバリ時間trrが短くなる。
流の尖頭値IRP及びIRPから1/10の値に減衰するまでのリ
カバリ時間trrとの関係を示したものである。ダイオー
ドがリカバリするときのdi/dtが大きくなると、それに
ほぼ比例してリカバリ電流の尖頭値IRPが大きくなり、
リカバリ時間trrが短くなる関係がある。ダイオードが
リカバリする時は、蓄積されていたキヤリアを放出する
電流と、接合容量などの寄生容量を充電する電流が流れ
るが、di/dtが大きいとキヤリアを放出するために大き
なリカバリ電流が流れ、その尖頭値IRPで寄生容量を充
電するためリカバリ時間trrが短くなる。
インバータ回路でフリーホイルダイオードのIRPが大
きくなることは、配線のインダクタンス（例えば第５図
の７及び2c〜5c）に余分に蓄積されるエネルギー｛（1/
2）L IRP 2｝が大きくなることである。すなわち、ター
ンオンのdi/dtが大きくなつた結果、従来のバイポーラ
素子と同じリカバリ特性のダイオードを使うならば、配
線インダクタンスに蓄積されるエネルギーは尖頭値IRP
の２乗に比例するので、非常に大きくなることが分か
る。
きくなることは、配線のインダクタンス（例えば第５図
の７及び2c〜5c）に余分に蓄積されるエネルギー｛（1/
2）L IRP 2｝が大きくなることである。すなわち、ター
ンオンのdi/dtが大きくなつた結果、従来のバイポーラ
素子と同じリカバリ特性のダイオードを使うならば、配
線インダクタンスに蓄積されるエネルギーは尖頭値IRP
の２乗に比例するので、非常に大きくなることが分か
る。
主回路の配線インダクタンス７に蓄積されるエネルギ
ーは、第５図の８〜10で構成するようなクランプ回路で
吸収することができる。しかし、モジユールの中の配線
インダクタンス、例えば2cに蓄積されたエネルギーは、
IGBT2aとフリーホイルダイオード2bに過電圧として印加
されることになる。
ーは、第５図の８〜10で構成するようなクランプ回路で
吸収することができる。しかし、モジユールの中の配線
インダクタンス、例えば2cに蓄積されたエネルギーは、
IGBT2aとフリーホイルダイオード2bに過電圧として印加
されることになる。
この時、前述のようにダイオードには寄生容量があ
り、IGBTにも寄生容量があるので、モジユールの中の配
線インダクタンスに蓄積されたエネルギーがIGBTとダイ
オードの寄生容量に移動する。そしてこの間の協調が取
れていないと、LCの共振現象による振動電圧が発生する
ことになるが、従来のモジユールはこの点の協調がとれ
ていないため、振動電圧が発生していた。そしてこの電
圧振動による変位電流が第５図の駆動回路2d〜5dを介し
て制御装置11に流れて誤動作を引き起こしていた。
り、IGBTにも寄生容量があるので、モジユールの中の配
線インダクタンスに蓄積されたエネルギーがIGBTとダイ
オードの寄生容量に移動する。そしてこの間の協調が取
れていないと、LCの共振現象による振動電圧が発生する
ことになるが、従来のモジユールはこの点の協調がとれ
ていないため、振動電圧が発生していた。そしてこの電
圧振動による変位電流が第５図の駆動回路2d〜5dを介し
て制御装置11に流れて誤動作を引き起こしていた。
本発明は、この点に着目したもので、モジユールの中
での特性の協調を図つたものである。すなわち、上述し
たダイオードがリカバリする時のモジユールは、第２図
に示すような等価回路で表わすことができる。第２図は
ダイオードのリカバリ電流が尖頭値IRPに達した時点か
らのものである。図において、Ｌはモジユールの中の配
線のインダクタンス、ＣはIGBTとダイオードの合計の寄
生容量、Ｒは残留キヤリアの放出を可変抵抗で表わした
ものである。上述したように、ダイオードがリカバリす
る時、蓄積されていたキヤリアを放出する電流と接合容
量などの寄生容量を充電する電流が流れるが、キヤリア
の放出はリカバリ電流が尖頭値IRPに達した時も完全に
は終了しておらず、残留キヤリアによる電流が流れ続け
る。そこに流れる電流を可変抵抗Ｒに置き換えたもので
ある。
での特性の協調を図つたものである。すなわち、上述し
たダイオードがリカバリする時のモジユールは、第２図
に示すような等価回路で表わすことができる。第２図は
ダイオードのリカバリ電流が尖頭値IRPに達した時点か
らのものである。図において、Ｌはモジユールの中の配
線のインダクタンス、ＣはIGBTとダイオードの合計の寄
生容量、Ｒは残留キヤリアの放出を可変抵抗で表わした
ものである。上述したように、ダイオードがリカバリす
る時、蓄積されていたキヤリアを放出する電流と接合容
量などの寄生容量を充電する電流が流れるが、キヤリア
の放出はリカバリ電流が尖頭値IRPに達した時も完全に
は終了しておらず、残留キヤリアによる電流が流れ続け
る。そこに流れる電流を可変抵抗Ｒに置き換えたもので
ある。
そして、モジユールの端子間に接続してあるコンデン
サは、主回路の配線インダクンタンス７に蓄積されるエ
ネルギーを吸収するクランプ回路で、第５図のクランプ
回路のコンデンサ８に相当する。
サは、主回路の配線インダクンタンス７に蓄積されるエ
ネルギーを吸収するクランプ回路で、第５図のクランプ
回路のコンデンサ８に相当する。
このような等価回路において、簡単のためＲを無視し
て、モジユールの両端子間に大きなコンデンサが接続さ
れていると仮定した場合、ダイオードのリカバリ電流の
尖頭値IRPによつて蓄積されるエネルギーと共振の半周
期Ｔの関係は、上述した（１）式，（２）式となる。す
なわち、重複して表わすと、 （1/2）L IRP 2＝（1/2）CV2 …（１） である。
て、モジユールの両端子間に大きなコンデンサが接続さ
れていると仮定した場合、ダイオードのリカバリ電流の
尖頭値IRPによつて蓄積されるエネルギーと共振の半周
期Ｔの関係は、上述した（１）式，（２）式となる。す
なわち、重複して表わすと、 （1/2）L IRP 2＝（1/2）CV2 …（１） である。
従って、IGBTとダイオードの寄生容量Ｃを大きくする
か、それに変わるコンデンサを接続することにより、電
圧振動の尖頭値Ｖを低下でき、振動周期Ｔを長くできる
ことが分かる。
か、それに変わるコンデンサを接続することにより、電
圧振動の尖頭値Ｖを低下でき、振動周期Ｔを長くできる
ことが分かる。
第１図の実施例は、電圧振動の尖頭値Ｖの低減をコン
デンサで実現したもので、我々の実験結果によれば、10
0AのIGBTとダイオードの合計の寄生容量はおよそ600pF
で、それに1000pFのコンデンサ31を接続すると、大幅に
電圧振動の尖頭値Ｖを低減できた。なお、コンデンサ31
を設けると、スイツチング損失が増えることになるが、
コンデンサの容量は今回の実験結果からIGBTとダイオー
ドの合計の寄生容量の２倍の値以下の小さい容量でよ
く、利用上ほとんど問題にならなかつた。
デンサで実現したもので、我々の実験結果によれば、10
0AのIGBTとダイオードの合計の寄生容量はおよそ600pF
で、それに1000pFのコンデンサ31を接続すると、大幅に
電圧振動の尖頭値Ｖを低減できた。なお、コンデンサ31
を設けると、スイツチング損失が増えることになるが、
コンデンサの容量は今回の実験結果からIGBTとダイオー
ドの合計の寄生容量の２倍の値以下の小さい容量でよ
く、利用上ほとんど問題にならなかつた。
次に本発明の第二の手段について説明する。
第２図の等価回路から明らかなように、モジユール内
の配線インダクタンスＬに蓄積されたエネルギーは、IG
BTとダイオードの寄生容量Ｃと残留キヤリアを表す抵抗
Ｒで吸収されることになる。従つて、リカバリ電流の尖
頭値IRPをこれらで吸収できるような範囲に抑えられれ
ば、跳ね上がり電圧の尖頭値も電圧振動も抑えることが
できる。
の配線インダクタンスＬに蓄積されたエネルギーは、IG
BTとダイオードの寄生容量Ｃと残留キヤリアを表す抵抗
Ｒで吸収されることになる。従つて、リカバリ電流の尖
頭値IRPをこれらで吸収できるような範囲に抑えられれ
ば、跳ね上がり電圧の尖頭値も電圧振動も抑えることが
できる。
すなわち理論的に、許容できる跳ね上がり電圧の尖頭
値をＶとすると、（１）式を書き直した、 を実現できるようなダイオードを選べば良いことにな
る。そして、共振現象の抑制は、リカバリ電流が尖頭値
IRPから1/10の値に減衰するまでのリカバリ時間trrを、
（２）式のＴより大きい のリカバリ特性を有するダイオードを選べば良いことに
なり、これを計算と実験で検討した。
値をＶとすると、（１）式を書き直した、 を実現できるようなダイオードを選べば良いことにな
る。そして、共振現象の抑制は、リカバリ電流が尖頭値
IRPから1/10の値に減衰するまでのリカバリ時間trrを、
（２）式のＴより大きい のリカバリ特性を有するダイオードを選べば良いことに
なり、これを計算と実験で検討した。
第３図は、リカバリ時間trrと振動の跳上り電圧尖頭
値Ｖの関係を計算で求めたものである。パラメータは、
リカバリ電流の尖頭値IRPであるが、図では規格化して
示してある。図から明らかなように、リカバリ時間trr
が（２）式の共振周期の のところでは跳上り電圧の尖頭値Ｖが大きいが、リカバ
リ時間trrを の1.5倍以上にすると跳ね上がり電圧の尖頭値が大幅に
低減している。
値Ｖの関係を計算で求めたものである。パラメータは、
リカバリ電流の尖頭値IRPであるが、図では規格化して
示してある。図から明らかなように、リカバリ時間trr
が（２）式の共振周期の のところでは跳上り電圧の尖頭値Ｖが大きいが、リカバ
リ時間trrを の1.5倍以上にすると跳ね上がり電圧の尖頭値が大幅に
低減している。
従つてこの第３図と、許容される跳ね上がり電圧の尖
頭値から、ダイオードのリカバリ特性を選定することが
できる。
頭値から、ダイオードのリカバリ特性を選定することが
できる。
カタログなどに示される半導体素子の特性が、定格電
圧の約1/2の試験電圧であることからも分かるように、
普通半導体素子を使う場合、定格電圧の約1/2以下で使
われることが多い。上述してきたようにスイツチング時
の跳ね上がり電圧により、素子に定格電圧を超える電圧
が印加することを避けるためである。このため、定格電
圧の1/2の電源電圧で使用する時は、跳ね上がり電圧尖
頭値は定格電圧の1/2まで許容できるわけである。しか
し我々の実験結果によると、それでは駆動回路の誤動作
の面で充分ではなく、定格電圧の1/3〜1/4以下に跳ね上
がり電圧の尖頭値を抑制すると良好な結果が得られてい
る。
圧の約1/2の試験電圧であることからも分かるように、
普通半導体素子を使う場合、定格電圧の約1/2以下で使
われることが多い。上述してきたようにスイツチング時
の跳ね上がり電圧により、素子に定格電圧を超える電圧
が印加することを避けるためである。このため、定格電
圧の1/2の電源電圧で使用する時は、跳ね上がり電圧尖
頭値は定格電圧の1/2まで許容できるわけである。しか
し我々の実験結果によると、それでは駆動回路の誤動作
の面で充分ではなく、定格電圧の1/3〜1/4以下に跳ね上
がり電圧の尖頭値を抑制すると良好な結果が得られてい
る。
このことを考慮に入れて、第３図からダイオードのリ
カバリ特性を選ぶと、リカバリ電流の尖頭値が定格電流
の0.55（IRP／IF＝0.55）以下で、リカバリ時間trrが の1.5倍以上のダイオードを選べば良いことが分かる。
カバリ特性を選ぶと、リカバリ電流の尖頭値が定格電流
の0.55（IRP／IF＝0.55）以下で、リカバリ時間trrが の1.5倍以上のダイオードを選べば良いことが分かる。
なお、上述のようにダイオードのリカバリ特性を選定
すると、IGBTモジユールの電流容量が大きくなつた場合
に、跳ね上がり電圧が大きくなるように思われる。寄生
容量Ｃが電流容量に比例して増加するのに対して、モジ
ユールの配線インダクタンスに蓄積されるエネルギーが
IRPの２乗で増加するためである。しかし実験によつて
確認してみると、跳ね上がり電圧が飽和することが分か
つた。
すると、IGBTモジユールの電流容量が大きくなつた場合
に、跳ね上がり電圧が大きくなるように思われる。寄生
容量Ｃが電流容量に比例して増加するのに対して、モジ
ユールの配線インダクタンスに蓄積されるエネルギーが
IRPの２乗で増加するためである。しかし実験によつて
確認してみると、跳ね上がり電圧が飽和することが分か
つた。
第４図に、IGBTモジユールの電流容量と跳ね上がり電
圧の尖頭値の関係を示す。モジユールの電流容量は、50
AのIGBTとダイオードのチツプの並列数によつて変え
た。モジユール内部の配線インダクタンスは50nH,IGBT
のターンオンのライズタイムは0.3μｓである。図に示
されているように、電流容量がなる程度大きくなると、
跳ね上がり電圧の尖頭値が飽和している。これは第６図
に示したと同様に、ターンオンのdi/dtは素子特性の他
に主回路のインダクタンスでも抑制されるため、モジユ
ールの電流容量に比例してdi/dtが大きくならなくなる
ためである。すなわち、電流容量が大きくなるにしたが
つて、IGBTが保有する最大のターンオン特性を実現でき
なくなる。そのため、同一のリカバリ特性を有するダイ
オードを用いてモジユールの電流容量を大きくしても、
電流容量に比例してリカバリ電流の尖頭値IRPが大きく
ならずに、跳ね上がり電圧の尖頭値が飽和するようにな
るものである。
圧の尖頭値の関係を示す。モジユールの電流容量は、50
AのIGBTとダイオードのチツプの並列数によつて変え
た。モジユール内部の配線インダクタンスは50nH,IGBT
のターンオンのライズタイムは0.3μｓである。図に示
されているように、電流容量がなる程度大きくなると、
跳ね上がり電圧の尖頭値が飽和している。これは第６図
に示したと同様に、ターンオンのdi/dtは素子特性の他
に主回路のインダクタンスでも抑制されるため、モジユ
ールの電流容量に比例してdi/dtが大きくならなくなる
ためである。すなわち、電流容量が大きくなるにしたが
つて、IGBTが保有する最大のターンオン特性を実現でき
なくなる。そのため、同一のリカバリ特性を有するダイ
オードを用いてモジユールの電流容量を大きくしても、
電流容量に比例してリカバリ電流の尖頭値IRPが大きく
ならずに、跳ね上がり電圧の尖頭値が飽和するようにな
るものである。
次に、具体的にダイオードを選定する時の試験条件に
ついて述べる。
ついて述べる。
第７図に記述したように、ダイオードのリカバリ特性
は、リカバリ時のdi/dtによつて変わるので、ペアとな
るIGBTのターンオン特性から得られる最大のdi/dtで設
定する必要がある。そしてIGBTのターンオンのdi/dtを
決定する試験電圧は、定格電圧の1/2であり、測定温度
は室温である。なお、測定温度が高温になると、リカバ
リ電流の尖頭値は大きくなるが、リカバリ時間trrも長
くなり電圧振動がむしろ低減する。
は、リカバリ時のdi/dtによつて変わるので、ペアとな
るIGBTのターンオン特性から得られる最大のdi/dtで設
定する必要がある。そしてIGBTのターンオンのdi/dtを
決定する試験電圧は、定格電圧の1/2であり、測定温度
は室温である。なお、測定温度が高温になると、リカバ
リ電流の尖頭値は大きくなるが、リカバリ時間trrも長
くなり電圧振動がむしろ低減する。
また、IGBTモジユールにおいては、普通、50A〜100A
のチツプをモジユールの中で並列にして電流容量を大き
くするが、上述のようにモジユールの電流容量が大きく
なるにしたがつて、IGBTが保有する最大のターンオン特
性を実現する試験回路が難しくなる。その場合はIGBTの
チツプ当りの定格電流でダイオードのリカバリ特性を上
述と同様に選定する。
のチツプをモジユールの中で並列にして電流容量を大き
くするが、上述のようにモジユールの電流容量が大きく
なるにしたがつて、IGBTが保有する最大のターンオン特
性を実現する試験回路が難しくなる。その場合はIGBTの
チツプ当りの定格電流でダイオードのリカバリ特性を上
述と同様に選定する。
以上、本発明はスイツチング素子のターンオンのライ
ズタイムが0.5μｓ以下の素子を対象にして検討したも
のである。ライズタイムが0.5μｓ以上の素子であつて
も考え方は同じであるが、ライズタイムが長いとフーホ
イルダイオードがリカバリする時のdi/dtが小さいの
で、第８図で示したように同じダイオードでもリカバリ
電流の尖頭値IRPが小さくなつてくる。このため、ダイ
オードの選定が比較的容量であつたため、従来それほど
大きな問題とはならなかつた。
ズタイムが0.5μｓ以下の素子を対象にして検討したも
のである。ライズタイムが0.5μｓ以上の素子であつて
も考え方は同じであるが、ライズタイムが長いとフーホ
イルダイオードがリカバリする時のdi/dtが小さいの
で、第８図で示したように同じダイオードでもリカバリ
電流の尖頭値IRPが小さくなつてくる。このため、ダイ
オードの選定が比較的容量であつたため、従来それほど
大きな問題とはならなかつた。
そして、MOS−FETのようにターンオンのライズタイム
が0.1μｓ前後の速い素子も実在していた。しかし、MOS
−FETは、IGBTよりオン抵抗が大きいために、同じ電流
容量でもチツプ面積が大きく、寄生容量が大きくなつて
いた。そして又、これらのモジユールは〜50A程度まで
と比較的電流容量が小さかつた。このため、（１）式や
第４図から分かるように、跳ね上がり電圧がそれほど大
きくならない要因を持っていた。このため、ダイオード
の選定が比較的容易であつた。
が0.1μｓ前後の速い素子も実在していた。しかし、MOS
−FETは、IGBTよりオン抵抗が大きいために、同じ電流
容量でもチツプ面積が大きく、寄生容量が大きくなつて
いた。そして又、これらのモジユールは〜50A程度まで
と比較的電流容量が小さかつた。このため、（１）式や
第４図から分かるように、跳ね上がり電圧がそれほど大
きくならない要因を持っていた。このため、ダイオード
の選定が比較的容易であつた。
しかし、ターンオンのライズタイムが0.5μｓ以下
で、しかも大きな電流容量のモジユールまで実現できる
IGBTを対象にした時、ダイオードの製作にも工夫が必要
となつた。
で、しかも大きな電流容量のモジユールまで実現できる
IGBTを対象にした時、ダイオードの製作にも工夫が必要
となつた。
我々の検討した結果によれば、今回実施例で述べたよ
うな比較的定格電圧の高いスイツチング素子と組み合わ
せるダイオードは、従来からpn接合のダイオードが用い
られていた。しかし、例えば特公昭59−35183号公報に
示されているシヨツトキーバリアとpn接合を有するよう
なダイオードは、従来から100V〜200V耐圧以下のものが
多かつたが、今回600V以上の耐圧のダイオードを作つて
IGBTと組合せてみると非常に有効であることが確認でき
た。
うな比較的定格電圧の高いスイツチング素子と組み合わ
せるダイオードは、従来からpn接合のダイオードが用い
られていた。しかし、例えば特公昭59−35183号公報に
示されているシヨツトキーバリアとpn接合を有するよう
なダイオードは、従来から100V〜200V耐圧以下のものが
多かつたが、今回600V以上の耐圧のダイオードを作つて
IGBTと組合せてみると非常に有効であることが確認でき
た。
また、ダイオードのリカバリ電流の尖頭値IRPを小さ
くする方法として、金などの不純物のドープや、電子線
などの照射によつてキヤリアのライフタイムを短くする
方法であるが、この方法でも本発明のモジユールを実現
するダイオードができる。しかし、この方法にはオン電
圧が大きくなりすぎて、モジユールの損失が大きくなる
欠点がある。これを避けるためには、第10図に示すチツ
プ面積の違いによるダイオードのオン電圧と順電流の関
係からも分かるように、従来IGBTに対して1/3〜1/4にし
ていたダイオードのチツプ面積を1/2.5程度まで大きく
するのが有効であつた。また、このようにIGBTに対して
ダイオードのチツプ面積を大きくすれば熱抵抗が反比例
して小さくなることが知られており、この点からも損失
による温度上昇の低減が図れる。
くする方法として、金などの不純物のドープや、電子線
などの照射によつてキヤリアのライフタイムを短くする
方法であるが、この方法でも本発明のモジユールを実現
するダイオードができる。しかし、この方法にはオン電
圧が大きくなりすぎて、モジユールの損失が大きくなる
欠点がある。これを避けるためには、第10図に示すチツ
プ面積の違いによるダイオードのオン電圧と順電流の関
係からも分かるように、従来IGBTに対して1/3〜1/4にし
ていたダイオードのチツプ面積を1/2.5程度まで大きく
するのが有効であつた。また、このようにIGBTに対して
ダイオードのチツプ面積を大きくすれば熱抵抗が反比例
して小さくなることが知られており、この点からも損失
による温度上昇の低減が図れる。
さらに、IGBTより耐圧の高いダイオードを組み合わせ
ると、リカバリ時間trrが長くなり、電圧振動を抑制す
るのに効果的であつた。素子の耐圧はベース層にほぼ依
存するが、IGBTのベース層よりダイオードのベース層を
およそ1.2倍にした時でも、それにほぼ反比例して電圧
振動が抑制できた。
ると、リカバリ時間trrが長くなり、電圧振動を抑制す
るのに効果的であつた。素子の耐圧はベース層にほぼ依
存するが、IGBTのベース層よりダイオードのベース層を
およそ1.2倍にした時でも、それにほぼ反比例して電圧
振動が抑制できた。
第９図に、本発明のIGBTモジユールをインバータに実
装して、ダイオードがリカバリした時の電圧，電流波形
例を示す。比較のため従来例も示しているが、本発明の
モジユールの場合は、跳ね上がり電圧の尖頭値と電圧振
動が大幅に低減されていることが分かる。
装して、ダイオードがリカバリした時の電圧，電流波形
例を示す。比較のため従来例も示しているが、本発明の
モジユールの場合は、跳ね上がり電圧の尖頭値と電圧振
動が大幅に低減されていることが分かる。
そして、本発明のモジユールでインバータ装置を構成
すると、IGBTを高速で動作させても、跳ね上がり電圧と
電圧振動が抑制されるので、IGBTの駆動回路がノイズに
よつて誤動作するようなことがなくなつた。そして、イ
ンバータ装置の高性能化，高効率化（スイツチング速度
の高速化），高信頼性（定ノイズ化）を実現できた。
すると、IGBTを高速で動作させても、跳ね上がり電圧と
電圧振動が抑制されるので、IGBTの駆動回路がノイズに
よつて誤動作するようなことがなくなつた。そして、イ
ンバータ装置の高性能化，高効率化（スイツチング速度
の高速化），高信頼性（定ノイズ化）を実現できた。
第１図は本発明の一実施例、第２図は本発明の原理を説
明するための図、第３図は計算データ、第４図は測定デ
ータ、第５図はインバータ、第６図と第７図はスイツチ
ング素子及びダイオードの特性、第８図は誤動作の波形
例、第９図は発明の効果を表わす図であり、第10図はス
イッチング素子に対するダイオードのチツプ面積を変え
た時のダイオードのオン電圧と順電流の関係を示した図
である。
明するための図、第３図は計算データ、第４図は測定デ
ータ、第５図はインバータ、第６図と第７図はスイツチ
ング素子及びダイオードの特性、第８図は誤動作の波形
例、第９図は発明の効果を表わす図であり、第10図はス
イッチング素子に対するダイオードのチツプ面積を変え
た時のダイオードのオン電圧と順電流の関係を示した図
である。
フロントページの続き (72)発明者 森 睦宏 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 黒須 俊樹 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式 会社日立製作所日立工場内 (72)発明者 鈴木 豊 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式 会社日立製作所日立工場内 (72)発明者 櫻井 直樹 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 安田 保道 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 田中 知行 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 恩田 謙一 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭59−103300（ＪＰ，Ａ) 実開 昭56−172951（ＪＰ，Ｕ)
Claims (11)
- 【請求項１】IGBTとダイオードを逆並列接続した、 IGBTとダイオードの並列回路において、 リカバリ電流の尖頭値が定格電流の0.55以下であり、前
記リカバリ電流の尖頭値から1/10の値に減衰するまでの
リカバリ時間が、前記並列回路の共振周期の0.75倍以上
である特性のダイオードを用いたことを特徴とするIGBT
とダイオードの並列回路。 - 【請求項２】IGBTとダイオードを逆並列接続した、 IGBTとダイオードの並列回路において、 定格の1/2の電圧で前記IGBTをターンオンさせたとき得
られる最大のdi/dtで前記ダイオードを定格電流からリ
カバリさせたときのリカバリ電流の尖頭値が定格電流の
0.55以下であり、前記リカバリ電流の尖頭値から1/10の
値に減衰するまでのリカバリ時間が前記並列回路の配線
インダクタンス及び前記IGBTと前記ダイオードとの寄生
容量から得られる共振周期の0.75倍以上である特性のダ
イオードを用いたことを特徴とするIGBTとダイオードの
並列回路。 - 【請求項３】請求項１または請求項２において、前記IG
BTのターンオンのライズタイムが0.5μｓ以下であるこ
とを特徴とするIGBTとダイオードの並列回路。 - 【請求項４】請求項１にまたは請求項２おいて、前記ダ
イオードがショットキーバリアとpn接合を有することを
特徴とするIGBTとダイオードの並列回路。 - 【請求項５】同一のベースに、IGBTとダイオードを逆並
列接続したモジュールにおいて、 リカバリ電流の尖頭値が定格電流の0.55以下であり、前
記リカバリ電流の尖頭値から1/10の値に減衰するまでの
リカバリ時間が、前記IGBTと前記ダイオードの逆並列接
続回路の共振周期の0.75倍以上である特性のダイオード
を用いたことを特徴とするモジュール。 - 【請求項６】同一のベースに、IGBTとダイオードを逆並
列接続したモジュールにおいて、 定格の1/2の電圧で前記IGBTをターンオンさせたとき得
られる最大のdi/dtで前記ダイオードを定格電流からリ
カバリさせた時のリカバリ電流の尖頭値が定格電流の0.
55以下であり、前記リカバリ電流の尖頭値から1/10の値
に減衰するまでのリカバリ時間が前記モジュールの配線
インダクタンス及び前記IGBTと前記ダイオードとの寄生
容量から得られる共振周期の0.75倍以上である特性のダ
イオードを用いたことを特徴とするモジュール。 - 【請求項７】請求項５または請求項６において、前記IG
BTのターンオンのライズタイムが0.5μｓ以下であるこ
とを特徴とするモジュール。 - 【請求項８】請求項５または請求項６において、前記ダ
イオードがショットキーバリアとpn接合を有することを
特徴とするモジュール。 - 【請求項９】IGBTとダイオードが逆並列接続される並列
回路が、複数個直列に接続される電力変換装置におい
て、 前記並列回路が、請求項１乃至４のいずれか１項に記載
されるIGBTとダイオードの並列回路であることを特徴と
する電力変換装置。 - 【請求項１０】IGBTとダイオードが逆並列接続される並
列回路が、複数個直列に接続される電力変換装置におい
て、 前記並列回路が、請求項５乃至８のいずれか１項に記載
されるモジュールを用いて構成されることを特徴とする
電力変換装置。 - 【請求項１１】IGBTと組み合わせて使用されるダイオー
ドにおいて、 リカバリ電流の尖頭値が定格電流の0.55以下であり、前
記リカバリ電流の尖頭値から1/10の値に減衰するまでの
リカバリ時間が、前記IGBTとダイオードでの寄生容量か
ら得られる共振周期の0.75倍以上であることを特徴とす
るダイオード。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1331334A JP2692765B2 (ja) | 1989-12-22 | 1989-12-22 | ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 |
| US07/631,289 US5274541A (en) | 1989-12-22 | 1990-12-20 | Parallel circuit module including a diode and an IGBT |
| US08/473,937 US5731970A (en) | 1989-12-22 | 1995-06-07 | Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device |
| US08/979,778 US5929519A (en) | 1989-12-22 | 1997-11-26 | Semiconductor module including switching device chips and diode chips |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1331334A JP2692765B2 (ja) | 1989-12-22 | 1989-12-22 | ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 |
Related Child Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8137960A Division JP2800780B2 (ja) | 1996-05-31 | 1996-05-31 | ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 |
| JP8137961A Division JP2776373B2 (ja) | 1996-05-31 | 1996-05-31 | ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03195376A JPH03195376A (ja) | 1991-08-26 |
| JP2692765B2 true JP2692765B2 (ja) | 1997-12-17 |
Family
ID=18242523
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1331334A Expired - Fee Related JP2692765B2 (ja) | 1989-12-22 | 1989-12-22 | ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5274541A (ja) |
| JP (1) | JP2692765B2 (ja) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5731970A (en) * | 1989-12-22 | 1998-03-24 | Hitachi, Ltd. | Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device |
| JP2707883B2 (ja) * | 1991-09-20 | 1998-02-04 | 株式会社日立製作所 | インバータ装置 |
| EP0533158B1 (en) * | 1991-09-20 | 1998-07-08 | Hitachi, Ltd. | Three-phase three-level inverter device |
| US5544038A (en) * | 1992-09-21 | 1996-08-06 | General Electric Company | Synchronous rectifier package for high-efficiency operation |
| DE69507177T2 (de) * | 1994-02-18 | 1999-09-02 | Hitachi Ltd | Halbleiterbauelement mit mindestens einem IGBT und einer Diode |
| KR970054363A (ko) * | 1995-12-30 | 1997-07-31 | 김광호 | 다이오드를 내장한 절연게이트 바이폴라 트랜지스터 및 그 제조방법 |
| US5998227A (en) * | 1996-02-01 | 1999-12-07 | International Rectifier Corporation | IGBT and free-wheeling diode combination |
| US5673188A (en) * | 1996-03-25 | 1997-09-30 | Hughes Electronic | Zero voltage switching series resonant half bridge VHF inverter |
| US5773799A (en) * | 1996-04-01 | 1998-06-30 | Gas Research Institute | High-frequency induction heating power supply |
| JP2800780B2 (ja) * | 1996-05-31 | 1998-09-21 | 株式会社日立製作所 | ダイオード及びｉｇｂｔとの並列回路とそのモジュール及びそれを用いた電力変換装置 |
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| JP3697353B2 (ja) * | 1998-06-29 | 2005-09-21 | 株式会社日立産機システム | インバータ装置 |
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| US6710574B2 (en) | 2001-09-21 | 2004-03-23 | Eaton Corporation | Reversible DC motor drive including a DC/DC converter and four quadrant DC/DC controller |
| US7080639B1 (en) | 2005-06-30 | 2006-07-25 | Visteon Global Technologies, Inc. | Soft IGBT turn-on ignition applications |
| WO2010057532A1 (en) * | 2008-11-21 | 2010-05-27 | Abb Technology Ag | Power converter with multi-level voltage output and harmonics filter |
| JP5584357B2 (ja) * | 2010-05-04 | 2014-09-03 | ジョンソン コントロールズ テクノロジー カンパニー | 可変速駆動装置 |
| JP5547559B2 (ja) * | 2010-06-16 | 2014-07-16 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5932269B2 (ja) * | 2011-09-08 | 2016-06-08 | 株式会社東芝 | パワー半導体モジュール及びパワー半導体モジュールの駆動方法 |
| JP5999677B2 (ja) * | 2011-09-20 | 2016-09-28 | ローム株式会社 | 電子回路 |
| JP6007578B2 (ja) * | 2012-05-10 | 2016-10-12 | 富士電機株式会社 | パワー半導体モジュールおよびその組立方法 |
| JP6194812B2 (ja) | 2014-02-18 | 2017-09-13 | トヨタ自動車株式会社 | 半導体モジュール |
| JP7408941B2 (ja) | 2019-07-25 | 2024-01-09 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56172951U (ja) * | 1980-05-23 | 1981-12-21 | ||
| JPS5935183A (ja) * | 1982-08-23 | 1984-02-25 | 株式会社東芝 | 高速増殖炉 |
| US4504895A (en) * | 1982-11-03 | 1985-03-12 | General Electric Company | Regulated dc-dc converter using a resonating transformer |
| DE3420535C2 (de) * | 1984-06-01 | 1986-04-30 | Anton Piller GmbH & Co KG, 3360 Osterode | Halbleiter-Modul für eine schnelle Schaltanordnung |
| US4685041A (en) * | 1985-03-11 | 1987-08-04 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Resonant rectifier circuit |
| US4727308A (en) * | 1986-08-28 | 1988-02-23 | International Business Machines Corporation | FET power converter with reduced switching loss |
| US4876635A (en) * | 1988-12-23 | 1989-10-24 | General Electric Company | Series resonant inverter with lossless snubber-resetting components |
-
1989
- 1989-12-22 JP JP1331334A patent/JP2692765B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-12-20 US US07/631,289 patent/US5274541A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5274541A (en) | 1993-12-28 |
| JPH03195376A (ja) | 1991-08-26 |
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Legal Events
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