JPH09232597A - ダイオード及び電力変換装置 - Google Patents
ダイオード及び電力変換装置Info
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- JPH09232597A JPH09232597A JP8040918A JP4091896A JPH09232597A JP H09232597 A JPH09232597 A JP H09232597A JP 8040918 A JP8040918 A JP 8040918A JP 4091896 A JP4091896 A JP 4091896A JP H09232597 A JPH09232597 A JP H09232597A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/40—Electrodes ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/41—Electrodes ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by their shape, relative sizes or dispositions
- H01L29/417—Electrodes ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by their shape, relative sizes or dispositions carrying the current to be rectified, amplified or switched
-
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
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- H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/86—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable only by variation of the electric current supplied, or only the electric potential applied, to one or more of the electrodes carrying the current to be rectified, amplified, oscillated or switched
- H01L29/861—Diodes
- H01L29/8611—Planar PN junction diodes
Abstract
(57)【要約】
【課題】ダイオードの臨界ｄｉ／ｄｔを改善する。
【解決手段】ｐ+ 導電型の半導体層１１とアノード電極
１６とが接触していない領域におけるアノード電極の後
退長Ｌを、ｎ- 導電型の半導体層１４内における正孔の
拡散長よりも長くする。 【効果】ターミネーション領域内のキャリア濃度が小さ
くなるため、リカバリー時にｐ+ 導電型の半導体層１１
の端部に局所的な電流集中が起こらない。
１６とが接触していない領域におけるアノード電極の後
退長Ｌを、ｎ- 導電型の半導体層１４内における正孔の
拡散長よりも長くする。 【効果】ターミネーション領域内のキャリア濃度が小さ
くなるため、リカバリー時にｐ+ 導電型の半導体層１１
の端部に局所的な電流集中が起こらない。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ダイオード及びダ
イオードを用いる電力変換装置に関する。
イオードを用いる電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ダイオードにおいては、順方向電流が流
れている状態から急激に逆方向電圧が印加されると、し
ばらくの間逆方向に電流が流れる。これは、キャリアの
導電度変調によってダイオード内に蓄えられたキャリア
が、逆方向電圧の印加により外部に排出されるからであ
る。この逆方向電流はダイオードのリカバリー電流とい
われる。リカバリー電流のピーク値（Ｉrp）は、順方向
から逆方向状態に移行するときの電流の時間変化（ｄｉ
／ｄｔ）が急激になるほど大きくなる。
れている状態から急激に逆方向電圧が印加されると、し
ばらくの間逆方向に電流が流れる。これは、キャリアの
導電度変調によってダイオード内に蓄えられたキャリア
が、逆方向電圧の印加により外部に排出されるからであ
る。この逆方向電流はダイオードのリカバリー電流とい
われる。リカバリー電流のピーク値（Ｉrp）は、順方向
から逆方向状態に移行するときの電流の時間変化（ｄｉ
／ｄｔ）が急激になるほど大きくなる。
【０００３】ダイオードはリカバリー時のｄｉ／ｄｔが
過大になると破壊する。一般的に、破壊に至るときのｄ
ｉ／ｄｔの値（以下、「臨界ｄｉ／ｄｔ」と記す）は大
きいことが要求される。臨界ｄｉ／ｄｔの小さなダイオ
ードの場合、リカバリー時の破壊からダイオードを保護
するために、従来は主回路内にインダクタンスを挿入す
ることやダイオードといっしょに使用されるスイッチン
グ素子のスイッチング速度を抑えることによって、ダイ
オードに加わるｄｉ／ｄｔを制限している。
過大になると破壊する。一般的に、破壊に至るときのｄ
ｉ／ｄｔの値（以下、「臨界ｄｉ／ｄｔ」と記す）は大
きいことが要求される。臨界ｄｉ／ｄｔの小さなダイオ
ードの場合、リカバリー時の破壊からダイオードを保護
するために、従来は主回路内にインダクタンスを挿入す
ることやダイオードといっしょに使用されるスイッチン
グ素子のスイッチング速度を抑えることによって、ダイ
オードに加わるｄｉ／ｄｔを制限している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、主回路にイン
ダクタンスを挿入すると、ダイオードのリカバリー時や
スイッチング素子のスイッチング時に発生する電圧が過
大になるため、ダイオードやスイッチング素子が破壊す
る。そのため、スナバ回路などの保護回路が必要であ
る。しかし、保護回路は部品点数を増加させるだけでな
く、電力損失を発生するので、電力変換装置の大型化や
変換効率の低下などの問題が起きる。
ダクタンスを挿入すると、ダイオードのリカバリー時や
スイッチング素子のスイッチング時に発生する電圧が過
大になるため、ダイオードやスイッチング素子が破壊す
る。そのため、スナバ回路などの保護回路が必要であ
る。しかし、保護回路は部品点数を増加させるだけでな
く、電力損失を発生するので、電力変換装置の大型化や
変換効率の低下などの問題が起きる。
【０００５】また、スイッチング素子のスイッチング速
度を緩やかにしてダイオードに加わるｄｉ／ｄｔを小さ
くするためには、スイッチング素子のターンオン時間を
長くする必要がある。ターンオン時間を長くすると、素
子のターンオン損失が増大するため、スイッチング周波
数の制限や素子を冷却するための冷却設備のコストが高
くなる。
度を緩やかにしてダイオードに加わるｄｉ／ｄｔを小さ
くするためには、スイッチング素子のターンオン時間を
長くする必要がある。ターンオン時間を長くすると、素
子のターンオン損失が増大するため、スイッチング周波
数の制限や素子を冷却するための冷却設備のコストが高
くなる。
【０００６】本発明は、上記のような問題点を考慮して
なされたものであり、ダイオードの臨界ｄｉ／ｄｔの改
善、及びそれによる電力変換装置の変換効率の向上やコ
スト低減を目的とする。
なされたものであり、ダイオードの臨界ｄｉ／ｄｔの改
善、及びそれによる電力変換装置の変換効率の向上やコ
スト低減を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のダイオードは、
ｐｎ接合を形成する第１半導体層および第２半導体層を
有し、それぞれに第１主電極および第２主電極が接続さ
れる。さらに、本ダイオードは、第２半導体層の平面方
向における端部から注入されるキャリアの濃度を低減す
る手段を有している。
ｐｎ接合を形成する第１半導体層および第２半導体層を
有し、それぞれに第１主電極および第２主電極が接続さ
れる。さらに、本ダイオードは、第２半導体層の平面方
向における端部から注入されるキャリアの濃度を低減す
る手段を有している。
【０００８】具体的な１手段としては、第２半導体層と
第２主電極との接触領域と、第１半導体層と第２半導体
層とのｐｎ接合部との距離を広くする。すなわち、第２
半導体層の端部における、第２主電極と第２半導体層が
接触しない領域を広くする。第２主電極と第２半導体層
が接触しない領域は第２主電極に比べ抵抗が大きいの
で、第２半導体層の端部に隣接するターミネーション領
域内に注入されるキャリアの量が低減する。このため、
リカバリー時に第２半導体層の端部における局所的な電
流集中が防止される。従って、リカバリー時にダイオー
ドが破壊しにくくなり、臨界ｄｉ／ｄｔが向上する。
第２主電極との接触領域と、第１半導体層と第２半導体
層とのｐｎ接合部との距離を広くする。すなわち、第２
半導体層の端部における、第２主電極と第２半導体層が
接触しない領域を広くする。第２主電極と第２半導体層
が接触しない領域は第２主電極に比べ抵抗が大きいの
で、第２半導体層の端部に隣接するターミネーション領
域内に注入されるキャリアの量が低減する。このため、
リカバリー時に第２半導体層の端部における局所的な電
流集中が防止される。従って、リカバリー時にダイオー
ドが破壊しにくくなり、臨界ｄｉ／ｄｔが向上する。
【０００９】具体的な他の手段としては、ダイオードの
ターミネーション領域付近のキャリアライフタイムをア
クティブ領域よりも短くする。これにより、ターミネー
ション領域でキャリアの再結合が速くなるため、ターミ
ネーション領域付近の第１半導体層内の蓄積キャリアが
低減する。このため、リカバリー時に第２半導体層の端
部における局所的な電流集中が防止され、臨界ｄｉ／ｄ
ｔが向上する。
ターミネーション領域付近のキャリアライフタイムをア
クティブ領域よりも短くする。これにより、ターミネー
ション領域でキャリアの再結合が速くなるため、ターミ
ネーション領域付近の第１半導体層内の蓄積キャリアが
低減する。このため、リカバリー時に第２半導体層の端
部における局所的な電流集中が防止され、臨界ｄｉ／ｄ
ｔが向上する。
【００１０】さらに、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子
と本発明を実施したダイオードとからなる並列回路を有
する電力変換装置は、スイッチング素子をオン・オフす
るときにダイオードに流れる電流のｄｉ／ｄｔを少なく
とも２５００Ａ／μｓまで大きくすることができるとい
う特徴を有する。本特徴によれば、電力変換装置に必要
なアノードリアクトルを低減あるいは除去できる。ま
た、本特徴によりスナバ回路などの保護回路を小さくす
ることができる。従って、電力変換装置の小型軽量化や
変換効率の向上が可能になる。
と本発明を実施したダイオードとからなる並列回路を有
する電力変換装置は、スイッチング素子をオン・オフす
るときにダイオードに流れる電流のｄｉ／ｄｔを少なく
とも２５００Ａ／μｓまで大きくすることができるとい
う特徴を有する。本特徴によれば、電力変換装置に必要
なアノードリアクトルを低減あるいは除去できる。ま
た、本特徴によりスナバ回路などの保護回路を小さくす
ることができる。従って、電力変換装置の小型軽量化や
変換効率の向上が可能になる。
【００１１】なお、本発明によれば、スイッチング素子
とダイオードとの並列回路を内蔵する耐圧４０００Ｖ級
以上のモジュールを複数個有し、かつアノードリアクト
ルを備えないという新規な電力変換装置が実現できる。
本電力変換装置の構成は、電源電圧１５００Ｖ程度以上
の高電圧電源で使用される大容量変換装置を小型軽量化
する。
とダイオードとの並列回路を内蔵する耐圧４０００Ｖ級
以上のモジュールを複数個有し、かつアノードリアクト
ルを備えないという新規な電力変換装置が実現できる。
本電力変換装置の構成は、電源電圧１５００Ｖ程度以上
の高電圧電源で使用される大容量変換装置を小型軽量化
する。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は本発明を実施したプレーナ
型ダイオードの鳥瞰図である。
型ダイオードの鳥瞰図である。
【００１３】ダイオードが阻止状態の時、ｎ- 導電型の
半導体層１４内に空乏層が広がるため電流は流れない。
アノード電極１６にカソード電極１７に対し正の電圧が
印加されるとき、ｐ+ 導電型の半導体層１１から正孔が
半導体層１４に注入されるので電流が流れる。また、タ
ーミネーション部に部分的に設けられたｐ+ 導電型の半
導体層１２は、阻止状態のときに、ｐ+ 導電型の半導体
層１１とｎ- 導電型の半導体層１４との接合Ｊ１から伸
びる空乏層をダイオードの周辺部へ広げて、Ｌ部とター
ミネーション部の境界付近での電界集中を防止する。
半導体層１４内に空乏層が広がるため電流は流れない。
アノード電極１６にカソード電極１７に対し正の電圧が
印加されるとき、ｐ+ 導電型の半導体層１１から正孔が
半導体層１４に注入されるので電流が流れる。また、タ
ーミネーション部に部分的に設けられたｐ+ 導電型の半
導体層１２は、阻止状態のときに、ｐ+ 導電型の半導体
層１１とｎ- 導電型の半導体層１４との接合Ｊ１から伸
びる空乏層をダイオードの周辺部へ広げて、Ｌ部とター
ミネーション部の境界付近での電界集中を防止する。
【００１４】ターミネーション領域はアクティブ領域と
Ｌ部を取り囲むように設けられる。絶縁膜１３（例えば
ＳｉＯ2 膜）は、Ｌ部またはターミネーション部の表面
付近に部分的に形成される。これにより、Ｌ部ではアノ
ード電極１６がｐ+ 導電型の半導体層１１に接すること
が防止され、ターミネーション部ではｐ+ 導電型の半導
体層１２に接するように設けられる電極１８がｎ- 導電
型の半導体層１４に接するのが防止される。ターミネー
ション部に設けられた電極１８は、ｐ+ 導電型の半導体
層１２の間で同心円状に分離される。最外周部の電極１
８は、ｎ+ 導電型の半導体層１９に接している。また、
ｎ- 導電型の半導体層１４のカソード側表面にはｎ+ 導
電型の半導体層１５があり、この半導体層１５とカソー
ド電極１７が接触する。ｎ+ 導電型の半導体層１５は、
順方向電圧が印加されたときに、ｎ- 導電型の半導体領
域１４に電子を注入する。
Ｌ部を取り囲むように設けられる。絶縁膜１３（例えば
ＳｉＯ2 膜）は、Ｌ部またはターミネーション部の表面
付近に部分的に形成される。これにより、Ｌ部ではアノ
ード電極１６がｐ+ 導電型の半導体層１１に接すること
が防止され、ターミネーション部ではｐ+ 導電型の半導
体層１２に接するように設けられる電極１８がｎ- 導電
型の半導体層１４に接するのが防止される。ターミネー
ション部に設けられた電極１８は、ｐ+ 導電型の半導体
層１２の間で同心円状に分離される。最外周部の電極１
８は、ｎ+ 導電型の半導体層１９に接している。また、
ｎ- 導電型の半導体層１４のカソード側表面にはｎ+ 導
電型の半導体層１５があり、この半導体層１５とカソー
ド電極１７が接触する。ｎ+ 導電型の半導体層１５は、
順方向電圧が印加されたときに、ｎ- 導電型の半導体領
域１４に電子を注入する。
【００１５】また、Ｌはｐ+ 導電型の半導体層１１のタ
ーミネーション領域側の最周辺部と、アノード電極１６
とｐ+ 導電型の半導体層１１が接している部分の最周辺
部との距離（以下、「アノード電極の後退長」と記す）
である。なお、以下「アクティブ領域とターミネーショ
ン領域の境界」と記した場合、この「ｐ+ 導電型の半導
体層１１の最周辺部」と同じ意味を持つものとする。
ーミネーション領域側の最周辺部と、アノード電極１６
とｐ+ 導電型の半導体層１１が接している部分の最周辺
部との距離（以下、「アノード電極の後退長」と記す）
である。なお、以下「アクティブ領域とターミネーショ
ン領域の境界」と記した場合、この「ｐ+ 導電型の半導
体層１１の最周辺部」と同じ意味を持つものとする。
【００１６】図１のダイオードにおいては、アノード電
極１６に正，カソード電極１７に負の電圧が印加される
ときが順方向状態である。このとき、ｐ+ 導電型の半導
体層１１から正孔が、ｎ+ 導電型の半導体層１５から電
子が同時に注入され、ｎ- 導電型の半導体層１４内は、
キャリア濃度が高まって高注入状態になる。そのため、
ｎ- 導電型の半導体層１４が低抵抗化し、低い順方向電
圧ＶF が得られる。これに対して、アノード電極１６に
負，カソード電極１７に正の電圧が印加されるとき、ダ
イオードは逆方向状態であり、静的には阻止状態にな
る。しかし、順方向状態から急激に逆方向状態の電圧が
印加されたときは、ｎ- 導電型の半導体層１４内に蓄え
られたキャリアのうち、正孔がｐ+ 導電型の半導体層１
１へ排出され、電子がｎ+ 導電型の半導体層１５へ排出
される。このため、しばらくの間リカバリー電流が流れ
る。
極１６に正，カソード電極１７に負の電圧が印加される
ときが順方向状態である。このとき、ｐ+ 導電型の半導
体層１１から正孔が、ｎ+ 導電型の半導体層１５から電
子が同時に注入され、ｎ- 導電型の半導体層１４内は、
キャリア濃度が高まって高注入状態になる。そのため、
ｎ- 導電型の半導体層１４が低抵抗化し、低い順方向電
圧ＶF が得られる。これに対して、アノード電極１６に
負，カソード電極１７に正の電圧が印加されるとき、ダ
イオードは逆方向状態であり、静的には阻止状態にな
る。しかし、順方向状態から急激に逆方向状態の電圧が
印加されたときは、ｎ- 導電型の半導体層１４内に蓄え
られたキャリアのうち、正孔がｐ+ 導電型の半導体層１
１へ排出され、電子がｎ+ 導電型の半導体層１５へ排出
される。このため、しばらくの間リカバリー電流が流れ
る。
【００１７】順方向状態から逆方向状態への電圧の反転
速度が速くなると、すなわちｄｉ／ｄｔが大きくなる
と、キャリアの排出速度が急激になるため、ｎ- 導電型
の半導体層１４内で局所的な電流集中が発生する。本発
明者の検討によれば、ダイオードを破壊するような電流
集中は、アクティブ領域とターミネーション領域の境界
部で発生しやすい。以下詳述するように、本実施例は、
アクティブ領域とターミネーション領域の境界部にＬ部
を設けることにより電流集中を防止する。
速度が速くなると、すなわちｄｉ／ｄｔが大きくなる
と、キャリアの排出速度が急激になるため、ｎ- 導電型
の半導体層１４内で局所的な電流集中が発生する。本発
明者の検討によれば、ダイオードを破壊するような電流
集中は、アクティブ領域とターミネーション領域の境界
部で発生しやすい。以下詳述するように、本実施例は、
アクティブ領域とターミネーション領域の境界部にＬ部
を設けることにより電流集中を防止する。
【００１８】図２は、図１のダイオードにおけるＬと臨
界ｄｉ／ｄｔの関係について、本発明者が検討した結果
である。ｎ-導電型の半導体領域１４の不純物濃度は１.
８×１０13cm-3、接合Ｊ１とＪ２との距離は約４００μ
ｍである。本ダイオードの逆方向耐圧は約４０００Ｖで
ある。
界ｄｉ／ｄｔの関係について、本発明者が検討した結果
である。ｎ-導電型の半導体領域１４の不純物濃度は１.
８×１０13cm-3、接合Ｊ１とＪ２との距離は約４００μ
ｍである。本ダイオードの逆方向耐圧は約４０００Ｖで
ある。
【００１９】ダイオードの臨界ｄｉ／ｄｔの大きさはア
ノード電極の後退長Ｌに大きく依存し、後退長Ｌが１０
０μｍ以下では臨界ｄｉ／ｄｔが急激に低下する。例え
ば、Ｌが１００μｍの時のｄｉ／ｄｔは２５００Ａ／μ
ｓであるのに対し、１０μｍでは２００Ａ／μｓと一桁
以上も低下する。臨界ｄｉ／ｄｔがアノード電極の後退
長Ｌに大きく依存する一要因は、ｎ- 導電型の半導体層
１４中での正孔の拡散長Ｌp にある。一般に、正孔ｎ-
導電型の半導体領域１４中の正孔の拡散係数及びライフ
タイムを、それぞれＤ及びτとすると、 Ｌp＝√（Ｄ・τ） …（数１） という関係がある。ここで、「√（ ）」は（ ）内の
値の平方根を表す。図２の関係を示すダイオードにおい
ては、ｎ- 導電型の半導体領域１４の不純物濃度が２×
１０13cm-3であるので、拡散係数Ｄは１２cm2／ｓ 程度
である。また、ライフタイムτは約８.３μｓ であるの
で、Ｌp は約１００μｍとなる。すなわち、臨界ｄｉ／
ｄｔが急激に低下するアノード電極の後退長Ｌがｎ- 導
電型の半導体領域１４内における正孔の拡散長に一致す
る。
ノード電極の後退長Ｌに大きく依存し、後退長Ｌが１０
０μｍ以下では臨界ｄｉ／ｄｔが急激に低下する。例え
ば、Ｌが１００μｍの時のｄｉ／ｄｔは２５００Ａ／μ
ｓであるのに対し、１０μｍでは２００Ａ／μｓと一桁
以上も低下する。臨界ｄｉ／ｄｔがアノード電極の後退
長Ｌに大きく依存する一要因は、ｎ- 導電型の半導体層
１４中での正孔の拡散長Ｌp にある。一般に、正孔ｎ-
導電型の半導体領域１４中の正孔の拡散係数及びライフ
タイムを、それぞれＤ及びτとすると、 Ｌp＝√（Ｄ・τ） …（数１） という関係がある。ここで、「√（ ）」は（ ）内の
値の平方根を表す。図２の関係を示すダイオードにおい
ては、ｎ- 導電型の半導体領域１４の不純物濃度が２×
１０13cm-3であるので、拡散係数Ｄは１２cm2／ｓ 程度
である。また、ライフタイムτは約８.３μｓ であるの
で、Ｌp は約１００μｍとなる。すなわち、臨界ｄｉ／
ｄｔが急激に低下するアノード電極の後退長Ｌがｎ- 導
電型の半導体領域１４内における正孔の拡散長に一致す
る。
【００２０】上記の検討結果は、アノード電極の後退長
Ｌを Ｌ≧Ｌp＝√（Ｄ・τ） …（数２） を満足する範囲に設定すれば大きな臨界ｄｉ／ｄｔが実
現できることを示している。
Ｌを Ｌ≧Ｌp＝√（Ｄ・τ） …（数２） を満足する範囲に設定すれば大きな臨界ｄｉ／ｄｔが実
現できることを示している。
【００２１】しかしながら、Ｌを大きくすることはダイ
オードのアクティブ領域を狭めるので、順方向電圧降下
が大きくなって電力損失が増加する。したがって、アク
ティブ領域の面積がターミネーション領域を除くダイオ
ードの総面積の３０％程度になるような値をアノード電
極の後退長Ｌの上限とすることが望ましい。
オードのアクティブ領域を狭めるので、順方向電圧降下
が大きくなって電力損失が増加する。したがって、アク
ティブ領域の面積がターミネーション領域を除くダイオ
ードの総面積の３０％程度になるような値をアノード電
極の後退長Ｌの上限とすることが望ましい。
【００２２】図２は、耐圧４０００Ｖのダイオードにつ
いての結果であるが、本発明者は他の耐圧クラスのダイ
オードについても検討し、同様の結果を得ている。具体
的に、大きな臨界ｄｉ／ｄｔが得られる後退長Ｌは、耐
圧２００Ｖ級では２４μｍ以上，耐圧６００Ｖ級では３
２μｍ以上，耐圧１２００Ｖ級では４４μｍ以上，耐圧
２０００Ｖ級では６０μｍ以上，耐圧３３００Ｖ級では
８６μｍ以上，耐圧４０００Ｖ級では１００μｍ以上，
耐圧５０００Ｖ級では１２０μｍ以上である。前記後退
長Ｌ(μｍ)は、耐圧をＶB (Ｖ)とすると、 Ｌ≧０.０２ＶB＋２０ …（数３） で表わされ、前記式（数３）を満たすようにＬを設定す
れば、大きな臨界ｄｉ／ｄｔが実現できる。なお、これ
らのダイオードの順方向電圧は、電流密度１００Ａ／cm
2 付近において耐圧２００Ｖ級では１.２Ｖ〜１.５Ｖ，
耐圧６００Ｖでは１.５Ｖ〜１.８Ｖ，１２００Ｖ〜２０
００Ｖ級では１.８Ｖ〜２.５Ｖ，耐圧2000Ｖ級以上では
２.５Ｖ〜４Ｖ 程度である。
いての結果であるが、本発明者は他の耐圧クラスのダイ
オードについても検討し、同様の結果を得ている。具体
的に、大きな臨界ｄｉ／ｄｔが得られる後退長Ｌは、耐
圧２００Ｖ級では２４μｍ以上，耐圧６００Ｖ級では３
２μｍ以上，耐圧１２００Ｖ級では４４μｍ以上，耐圧
２０００Ｖ級では６０μｍ以上，耐圧３３００Ｖ級では
８６μｍ以上，耐圧４０００Ｖ級では１００μｍ以上，
耐圧５０００Ｖ級では１２０μｍ以上である。前記後退
長Ｌ(μｍ)は、耐圧をＶB (Ｖ)とすると、 Ｌ≧０.０２ＶB＋２０ …（数３） で表わされ、前記式（数３）を満たすようにＬを設定す
れば、大きな臨界ｄｉ／ｄｔが実現できる。なお、これ
らのダイオードの順方向電圧は、電流密度１００Ａ／cm
2 付近において耐圧２００Ｖ級では１.２Ｖ〜１.５Ｖ，
耐圧６００Ｖでは１.５Ｖ〜１.８Ｖ，１２００Ｖ〜２０
００Ｖ級では１.８Ｖ〜２.５Ｖ，耐圧2000Ｖ級以上では
２.５Ｖ〜４Ｖ 程度である。
【００２３】ところで、耐圧が約１００Ｖを越える高耐
圧のダイオードでは、正孔の拡散長のみならず導通状態
における順方向電圧ＶF もキャリアのライフタイムに大
きく依存する。さらに、高耐圧になるほど、ｎ- 導電型
の半導体層１４が厚くなるため、ＶF が大きくなる。そ
こで、本発明者は、順方向電圧ＶF とｎ- 導電型の半導
体層１４における正孔の拡散長Ｌp および半導体層１４
の厚さＷn -との間には何らかの関係があるものと予測
し、その関係を検討した。
圧のダイオードでは、正孔の拡散長のみならず導通状態
における順方向電圧ＶF もキャリアのライフタイムに大
きく依存する。さらに、高耐圧になるほど、ｎ- 導電型
の半導体層１４が厚くなるため、ＶF が大きくなる。そ
こで、本発明者は、順方向電圧ＶF とｎ- 導電型の半導
体層１４における正孔の拡散長Ｌp および半導体層１４
の厚さＷn -との間には何らかの関係があるものと予測
し、その関係を検討した。
【００２４】図３は、電流密度１００Ａ／cm-2における
順方向電圧ＶF と、ｎ- 導電型の半導体層１４内の正孔
の拡散長Ｌp と半導体層１４の厚さＷn -の比との関係を
示す。本関係は、耐圧が１００Ｖ以上のダイオードにつ
いて成立する。なお、ｐ+ 導電型の半導体層１１及びｎ
+ 導電型の半導体層１５の不純物分布は、従来のプレー
ナダイオードに用いられる範囲のものである。典型的に
は、ｐ+ 導電型の半導体層１１については、ピーク濃度
１０18cm-3程度，深さ１０〜１５μｍ，ｎ+ 導電型の半
導体層１５については、ピーク濃度１０19〜１０20cm-3
程度，深さ１０〜２０μｍである。
順方向電圧ＶF と、ｎ- 導電型の半導体層１４内の正孔
の拡散長Ｌp と半導体層１４の厚さＷn -の比との関係を
示す。本関係は、耐圧が１００Ｖ以上のダイオードにつ
いて成立する。なお、ｐ+ 導電型の半導体層１１及びｎ
+ 導電型の半導体層１５の不純物分布は、従来のプレー
ナダイオードに用いられる範囲のものである。典型的に
は、ｐ+ 導電型の半導体層１１については、ピーク濃度
１０18cm-3程度，深さ１０〜１５μｍ，ｎ+ 導電型の半
導体層１５については、ピーク濃度１０19〜１０20cm-3
程度，深さ１０〜２０μｍである。
【００２５】本図は、順方向電圧ＶF とｎ- 導電型の半
導体層の厚さＷn -を設定すれば、正孔の拡散長Ｌp が求
められることを示している。例えば、ｎ- 導電型の半導
体層１４の厚さが２００μｍで順方向電圧ＶF が２Ｖの
ダイオードの場合、図３からＶFが２ＶとなるＬp／Ｗn -
は０.２８ であるので、正孔の拡散長Ｌp は、 Ｌp＝０.２８×２００＝５６μｍ となる。従って、この値以上にアノード電極の後退長Ｌ
を設定すれば、式(数２）で示した範囲にＬが設定でき
る。図３の関係を用いれば、ライフタイムから拡散長Ｌ
ｐ を求めることなく、所望の順方向電圧ＶF とｎ- 導
電型の半導体層１４の厚さＷn -から、大きな臨界ｄｉ／
ｄｔを得るためのアノード電極の後退長Ｌが設定でき
る。
導体層の厚さＷn -を設定すれば、正孔の拡散長Ｌp が求
められることを示している。例えば、ｎ- 導電型の半導
体層１４の厚さが２００μｍで順方向電圧ＶF が２Ｖの
ダイオードの場合、図３からＶFが２ＶとなるＬp／Ｗn -
は０.２８ であるので、正孔の拡散長Ｌp は、 Ｌp＝０.２８×２００＝５６μｍ となる。従って、この値以上にアノード電極の後退長Ｌ
を設定すれば、式(数２）で示した範囲にＬが設定でき
る。図３の関係を用いれば、ライフタイムから拡散長Ｌ
ｐ を求めることなく、所望の順方向電圧ＶF とｎ- 導
電型の半導体層１４の厚さＷn -から、大きな臨界ｄｉ／
ｄｔを得るためのアノード電極の後退長Ｌが設定でき
る。
【００２６】図４は、本発明者が、リカバリー時におけ
るダイオード内部での電流分布を検討した結果を示す。
図４（ａ）はリカバリー時の電流と電圧の波形を示し、
図４（ｂ）と図４（ｃ）はリカバリー電流のピーク値
（Ｉrp）におけるダイオード内部での電流分布である。
図４（ｂ）は図１の実施例の場合であり、アノード電極
の後退長Ｌは４００μｍである。また図４（ｃ）は、従
来ダイオードの場合であり、Ｌは１０μｍである。な
お、各場合とも、耐圧は４０００Ｖ級，ｎ- 導電型の半
導体層１４の不純物濃度は１.８×１０13cm-3，同半導
体層の厚さ(接合Ｊ１とＪ２間の距離）は４００μｍで
ある。リカバリー時のｄｉ／ｄｔは１５００Ａ／μｓで
ある。
るダイオード内部での電流分布を検討した結果を示す。
図４（ａ）はリカバリー時の電流と電圧の波形を示し、
図４（ｂ）と図４（ｃ）はリカバリー電流のピーク値
（Ｉrp）におけるダイオード内部での電流分布である。
図４（ｂ）は図１の実施例の場合であり、アノード電極
の後退長Ｌは４００μｍである。また図４（ｃ）は、従
来ダイオードの場合であり、Ｌは１０μｍである。な
お、各場合とも、耐圧は４０００Ｖ級，ｎ- 導電型の半
導体層１４の不純物濃度は１.８×１０13cm-3，同半導
体層の厚さ(接合Ｊ１とＪ２間の距離）は４００μｍで
ある。リカバリー時のｄｉ／ｄｔは１５００Ａ／μｓで
ある。
【００２７】本発明を実施したダイオードでは、アクテ
ィブ領域とターミネーション領域の境界部での電流集中
は認められず、一様な電流分布が得られている。これに
対して、従来ダイオードでは、リカバリー時にアクティ
ブ領域とターミネーション領域の境界部に電流が集中し
ている。このように、本発明を実施したダイオードの電
流分布は、従来とは全く異なっている。
ィブ領域とターミネーション領域の境界部での電流集中
は認められず、一様な電流分布が得られている。これに
対して、従来ダイオードでは、リカバリー時にアクティ
ブ領域とターミネーション領域の境界部に電流が集中し
ている。このように、本発明を実施したダイオードの電
流分布は、従来とは全く異なっている。
【００２８】図５は、本発明の他の実施例におけるアノ
ード電極１６の平面パターンを示す。領域５２におい
て、アノード電極１６はｐ+ 導電型の半導体層１１に接
触している。また領域５１は、アノード電極１６はｐ+
導電型の半導体層１１に接触していない領域、すなわち
アノード電極が後退している領域である。図５（ａ）で
は、領域５２の角部が曲線になっており、かつ領域５１
の幅が、直線部分よりも角部で広くなっている。また、
図５（ｂ）では、領域５２の角部が直線状であり、領域
５１部の幅は図５（ａ）と同様に角部で広くなってい
る。すなわち、図５（ａ）および図５（ｂ）のダイオー
ドにおいては、角部でのアノード電極の後退長ＬR が、
直線部分での後退長ＬS よりも広い。そして、少なくと
もＬR が上式（数２）を満たしている。
ード電極１６の平面パターンを示す。領域５２におい
て、アノード電極１６はｐ+ 導電型の半導体層１１に接
触している。また領域５１は、アノード電極１６はｐ+
導電型の半導体層１１に接触していない領域、すなわち
アノード電極が後退している領域である。図５（ａ）で
は、領域５２の角部が曲線になっており、かつ領域５１
の幅が、直線部分よりも角部で広くなっている。また、
図５（ｂ）では、領域５２の角部が直線状であり、領域
５１部の幅は図５（ａ）と同様に角部で広くなってい
る。すなわち、図５（ａ）および図５（ｂ）のダイオー
ドにおいては、角部でのアノード電極の後退長ＬR が、
直線部分での後退長ＬS よりも広い。そして、少なくと
もＬR が上式（数２）を満たしている。
【００２９】リカバリー時の電流集中は特に角部で発生
しやすいため、上記角部（ＬR ）のみが上式（数２）を
満たす場合でも、臨界ｄｉ／ｄｔが向上する。なお、Ｌ
S も上式（数２）を満たしていれば、さらにいっそう高
い臨界ｄｉ／ｄｔが得られる。
しやすいため、上記角部（ＬR ）のみが上式（数２）を
満たす場合でも、臨界ｄｉ／ｄｔが向上する。なお、Ｌ
S も上式（数２）を満たしていれば、さらにいっそう高
い臨界ｄｉ／ｄｔが得られる。
【００３０】なお、ＬR ，ＬS が上式（数２）を満たし
ていない場合でも、ＬR ＞ＬS であれば、本実施例ほど
ではないがＬR ＝ＬS の場合よりも臨界ｄｉ／ｄｔが向
上する。
ていない場合でも、ＬR ＞ＬS であれば、本実施例ほど
ではないがＬR ＝ＬS の場合よりも臨界ｄｉ／ｄｔが向
上する。
【００３１】図６は、本発明の他の実施例を示す。本実
施例は、アクティブ領域でｐ+ 導電型の半導体層６１と
ｐ- 導電型の半導体層６２が交互に配置されるダイオー
ドである。このダイオードの動作原理は、特開平3−250
670 号公報で述べられている。アクティブ領域に設けら
れたｐ- 導電型の半導体層６２は、表面付近の不純物濃
度が１０16cm-3程度、その深さは５０〜１００ｎｍ程度
で、アノード電極とショットキー接合を形成している。
ｐ- 導電型の半導体層６２は、通常、ＡｌＳｉなどでア
ノード電極１６を形成した後、数１００℃の熱処理によ
りＡｌＳｉ中のＡｌをｎ- 導電型の半導体層に拡散して
形成する。
施例は、アクティブ領域でｐ+ 導電型の半導体層６１と
ｐ- 導電型の半導体層６２が交互に配置されるダイオー
ドである。このダイオードの動作原理は、特開平3−250
670 号公報で述べられている。アクティブ領域に設けら
れたｐ- 導電型の半導体層６２は、表面付近の不純物濃
度が１０16cm-3程度、その深さは５０〜１００ｎｍ程度
で、アノード電極とショットキー接合を形成している。
ｐ- 導電型の半導体層６２は、通常、ＡｌＳｉなどでア
ノード電極１６を形成した後、数１００℃の熱処理によ
りＡｌＳｉ中のＡｌをｎ- 導電型の半導体層に拡散して
形成する。
【００３２】また、ｐ+ 導電型の半導体層６１とｐ- 導
電型の半導体層６２が交互に配置された領域とターミネ
ーション領域との境界には、ｐ+ 導電型の半導体層６３
が設けられている。ｐ+ 導電型の半導体層６３における
アノード電極の後退長Ｌが、図１の実施例と同様に上式
（数２）を満たしている。カソード電極側およびターミ
ネーション領域は、図１の実施例と同様の構造を有す
る。
電型の半導体層６２が交互に配置された領域とターミネ
ーション領域との境界には、ｐ+ 導電型の半導体層６３
が設けられている。ｐ+ 導電型の半導体層６３における
アノード電極の後退長Ｌが、図１の実施例と同様に上式
（数２）を満たしている。カソード電極側およびターミ
ネーション領域は、図１の実施例と同様の構造を有す
る。
【００３３】ｐ- 導電型の半導体層６２は不純物濃度が
低いため、カソード電極側から移動してきた電子はｐ-
導電型の半導体層６２を通り抜けやすい。このため、ｎ
- 導電型の半導体層内においてリカバリー電流の大きさ
を決める主たる要因となるアノード電極側のキャリア濃
度が低減される。従って、リカバリー電流のピーク値Ｉ
rpが小さくなる。
低いため、カソード電極側から移動してきた電子はｐ-
導電型の半導体層６２を通り抜けやすい。このため、ｎ
- 導電型の半導体層内においてリカバリー電流の大きさ
を決める主たる要因となるアノード電極側のキャリア濃
度が低減される。従って、リカバリー電流のピーク値Ｉ
rpが小さくなる。
【００３４】しかしながら、アノード電極１６とｐ+ 導
電型の半導体層６３との接触領域の寸法ＬA が広くなる
と、ｐ+ 導電型の半導体領域６３からｎ- 導電型の半導
体層への正孔注入が促進されるため、アノード電極１６
側でのキャリア濃度が増加し、結果的にリカバリー時の
電流ピークＩrpが大きくなる。そのため、ＬA は、あま
り大きくならないようにすることが望ましい。本実施例
では、ＬA はアクティブ領域に部分的に設けられたｐ+
導電型の半導体層６１とアノード電極との接触領域の寸
法ＬB と同等にしている。このためアクティブ領域内で
のキャリア密度が一様となる。従って、Ｉrpは増加しな
い。
電型の半導体層６３との接触領域の寸法ＬA が広くなる
と、ｐ+ 導電型の半導体領域６３からｎ- 導電型の半導
体層への正孔注入が促進されるため、アノード電極１６
側でのキャリア濃度が増加し、結果的にリカバリー時の
電流ピークＩrpが大きくなる。そのため、ＬA は、あま
り大きくならないようにすることが望ましい。本実施例
では、ＬA はアクティブ領域に部分的に設けられたｐ+
導電型の半導体層６１とアノード電極との接触領域の寸
法ＬB と同等にしている。このためアクティブ領域内で
のキャリア密度が一様となる。従って、Ｉrpは増加しな
い。
【００３５】図７は、さらに異なる他の実施例を示す。
本実施例では、アノード電極Ａ側の構造は図１の実施例
と同様であるが、カソード電極Ｋ側において、ｎ+ 導電
型の半導体領域１５中にｐ+ 導電型の半導体層７１が部
分的に設けられている。
本実施例では、アノード電極Ａ側の構造は図１の実施例
と同様であるが、カソード電極Ｋ側において、ｎ+ 導電
型の半導体領域１５中にｐ+ 導電型の半導体層７１が部
分的に設けられている。
【００３６】このダイオードにおいては、アノード電極
Ａをカソード電極Ｋに対し負に印加したとき、ｎ- 導電
型の半導体層１４とｐ+ 導電型の半導体層１１との接合
界面Ｊ１から広がる空乏層が、Ｊ１付近でアバランシェ
降伏が発生する電圧よりも低い電圧でカソード電極Ｋ側
のｎ- 導電型の半導体層１４とｐ+ 導電型の半導体層７
１との接合Ｊ３に到達する。空乏層がＪ３接合に到達す
る電圧値をＶ1 とすると、Ｖ1 で逆方向電流が緩やかに
流れ出す。さらに電圧を増大すると、ｐ+ 導電型の半導
体層７１からｎ- 導電型の半導体層１４へ注入された正
孔が接合Ｊ１付近でアバランシェ降伏を発生させる。そ
のため、このときの電圧値をＶ2 とすると、Ｖ2 で電流
が急激に増大する。このような逆方向出力特性は、ダイ
オードのリカバリー時の過大電圧の発生および電磁ノイ
ズの発生を低減する効果を発揮する。以下これについて
説明する。
Ａをカソード電極Ｋに対し負に印加したとき、ｎ- 導電
型の半導体層１４とｐ+ 導電型の半導体層１１との接合
界面Ｊ１から広がる空乏層が、Ｊ１付近でアバランシェ
降伏が発生する電圧よりも低い電圧でカソード電極Ｋ側
のｎ- 導電型の半導体層１４とｐ+ 導電型の半導体層７
１との接合Ｊ３に到達する。空乏層がＪ３接合に到達す
る電圧値をＶ1 とすると、Ｖ1 で逆方向電流が緩やかに
流れ出す。さらに電圧を増大すると、ｐ+ 導電型の半導
体層７１からｎ- 導電型の半導体層１４へ注入された正
孔が接合Ｊ１付近でアバランシェ降伏を発生させる。そ
のため、このときの電圧値をＶ2 とすると、Ｖ2 で電流
が急激に増大する。このような逆方向出力特性は、ダイ
オードのリカバリー時の過大電圧の発生および電磁ノイ
ズの発生を低減する効果を発揮する。以下これについて
説明する。
【００３７】ダイオードは、それと直列にインダクタン
ス成分（リアクトルまたは配線のインダクタンス）が存
在する回路で使用される。そのため、ダイオードのリカ
バリー電流は、ダイオードと直列に接続されたインダク
タンス中にも流れる。リカバリー電流は、ｎ- 導電型の
半導体層中のキャリア濃度の低下とともに、そのピーク
値Ｉrpを過ぎると急激に減少するため、インダクタンス
によってダイオードの逆方向電圧が電源電圧以上に急増
する。この逆方向電圧が過大になると、ダイオードの破
壊や電磁ノイズが発生する。しかし、本実施例のダイオ
ードの場合、第１の逆方向電圧値Ｖ1 で電流が緩やかに
流れ出すために、リカバリー電流の減少速度が小さくな
り、インダクタンスによる高電圧と電磁ノイズの発生が
防止できる。
ス成分（リアクトルまたは配線のインダクタンス）が存
在する回路で使用される。そのため、ダイオードのリカ
バリー電流は、ダイオードと直列に接続されたインダク
タンス中にも流れる。リカバリー電流は、ｎ- 導電型の
半導体層中のキャリア濃度の低下とともに、そのピーク
値Ｉrpを過ぎると急激に減少するため、インダクタンス
によってダイオードの逆方向電圧が電源電圧以上に急増
する。この逆方向電圧が過大になると、ダイオードの破
壊や電磁ノイズが発生する。しかし、本実施例のダイオ
ードの場合、第１の逆方向電圧値Ｖ1 で電流が緩やかに
流れ出すために、リカバリー電流の減少速度が小さくな
り、インダクタンスによる高電圧と電磁ノイズの発生が
防止できる。
【００３８】カソード側にｐ+ 導電型の半導体層７１層
を設けると、リカバリー時にアクティブ領域とターミネ
ーション領域の境界部付近に集中する正孔は、ターミネ
ーション領域内に蓄えられた正孔だけでなく、ｐ+ 導電
型の半導体層７１から注入される正孔も加わる。そのた
め、境界部において電流集中が発生しやすい。しかしな
がら、本実施例においては、ｐ+ 導電型の半導体層１１
におけるアノード電極Ａの後退長Ｌが上式（数２）を満
足しているので、電流集中が防止される。
を設けると、リカバリー時にアクティブ領域とターミネ
ーション領域の境界部付近に集中する正孔は、ターミネ
ーション領域内に蓄えられた正孔だけでなく、ｐ+ 導電
型の半導体層７１から注入される正孔も加わる。そのた
め、境界部において電流集中が発生しやすい。しかしな
がら、本実施例においては、ｐ+ 導電型の半導体層１１
におけるアノード電極Ａの後退長Ｌが上式（数２）を満
足しているので、電流集中が防止される。
【００３９】本実施例では、電流集中を緩和するため
に、ｐ+ 導電型の半導体層７１をアノード電極を後退さ
せる領域およびターミネーション領域には設けていな
い。
に、ｐ+ 導電型の半導体層７１をアノード電極を後退さ
せる領域およびターミネーション領域には設けていな
い。
【００４０】図８は本発明の他の実施例の断面図を示
す。本実施例においては、ターミネーション領域付近８
１のキャリアライフタイムをアクティブ領域８２のそれ
と異なるようにするものである。具体的には、ターミネ
ーション領域付近８１のライフタイムをアクティブ領域
のそれより短くする。アノード電極の後退領域は、ライ
フタイムの短い領域８１内に含まれている。アノード電
極の後退長Ｌは上式（数２）の関係を満たしている。本
実施例では、ターミネーション領域のキャリアライフタ
イムを小さくすることで、ターミネーション領域中のキ
ャリア密度を小さくしているので、前述の実施例より短
いアノード電極の後退長Ｌで、大きな臨界ｄｉ／ｄｔが
得られる。
す。本実施例においては、ターミネーション領域付近８
１のキャリアライフタイムをアクティブ領域８２のそれ
と異なるようにするものである。具体的には、ターミネ
ーション領域付近８１のライフタイムをアクティブ領域
のそれより短くする。アノード電極の後退領域は、ライ
フタイムの短い領域８１内に含まれている。アノード電
極の後退長Ｌは上式（数２）の関係を満たしている。本
実施例では、ターミネーション領域のキャリアライフタ
イムを小さくすることで、ターミネーション領域中のキ
ャリア密度を小さくしているので、前述の実施例より短
いアノード電極の後退長Ｌで、大きな臨界ｄｉ／ｄｔが
得られる。
【００４１】なお、アクティブ領域の内ライフタイムを
短くする範囲、つまり図８のＬ1 で示した範囲は、領域
８１内のキャリアライフタイムで決まる正孔の拡散長の
２倍程度がよい。しかし、ターミネーション領域のキャ
リアライフタイムをあまり短くしすぎると、ライフタイ
ムを短くするための加工時間（例えば電子線の照射時
間）や逆方向電圧印加時のリーク電流が増加する。この
点を考慮すると、正孔の拡散長Ｌp をあまり短くするこ
とは好ましくなく、拡散長が１０μｍ程度になるキャリ
アのライフタイムすなわち０.０８μｓ 程度を下限とす
ることがよい。
短くする範囲、つまり図８のＬ1 で示した範囲は、領域
８１内のキャリアライフタイムで決まる正孔の拡散長の
２倍程度がよい。しかし、ターミネーション領域のキャ
リアライフタイムをあまり短くしすぎると、ライフタイ
ムを短くするための加工時間（例えば電子線の照射時
間）や逆方向電圧印加時のリーク電流が増加する。この
点を考慮すると、正孔の拡散長Ｌp をあまり短くするこ
とは好ましくなく、拡散長が１０μｍ程度になるキャリ
アのライフタイムすなわち０.０８μｓ 程度を下限とす
ることがよい。
【００４２】図９は、ダイオードの厚さ方向の一部分の
ライフタイムを短くする実施例である。
ライフタイムを短くする実施例である。
【００４３】図９（ａ）は、ダイオードのアノード電極
Ａ側のライフタイムを部分的に短くする実施例である。
リカバリー時にアクティブ領域とターミネーション領域
の境界部に集中するキャリアは、主にターミネーション
領域のアノード電極側付近に蓄積されるキャリアであ
る。本実施例によれば、ｎ- 導電型の半導体層内におい
てアノード電極側付近のライフタイムを短くしているの
で、該付近に蓄積されるキャリア密度を低減できる。
Ａ側のライフタイムを部分的に短くする実施例である。
リカバリー時にアクティブ領域とターミネーション領域
の境界部に集中するキャリアは、主にターミネーション
領域のアノード電極側付近に蓄積されるキャリアであ
る。本実施例によれば、ｎ- 導電型の半導体層内におい
てアノード電極側付近のライフタイムを短くしているの
で、該付近に蓄積されるキャリア密度を低減できる。
【００４４】本実施例では、図８の実施例に比べ正孔が
ターミネーション領域内に注入されやすいので、ＬとＬ
1は十分大きく設定される。具体的には、ＬおよびＬ
1は、それぞれキャリアライフタイムを部分的に短くし
た領域９１内における正孔の拡散長Ｌp の２倍程度およ
び４倍程度にする。さらに、逆電圧印加時のリーク電流
を増加させないために、ライフタイムの短い領域９１と
Ｊ１接合との距離は５０μｍ程度にするのが望ましい。
ターミネーション領域内に注入されやすいので、ＬとＬ
1は十分大きく設定される。具体的には、ＬおよびＬ
1は、それぞれキャリアライフタイムを部分的に短くし
た領域９１内における正孔の拡散長Ｌp の２倍程度およ
び４倍程度にする。さらに、逆電圧印加時のリーク電流
を増加させないために、ライフタイムの短い領域９１と
Ｊ１接合との距離は５０μｍ程度にするのが望ましい。
【００４５】図９（ｂ）はカソード電極側の一部にライ
フタイムの短い領域９２を設けた実施例である。本実施
例でもターミネーション領域中のキャリア濃度を低減で
き、これまでの実施例と同様に臨界ｄｉ／ｄｔが大きく
なる。本実施例は、ライフタイムの低減部がカソード領
域側にあるため、リーク電流の増加がほとんどない。こ
のため、図９（ａ）の実施例以上に領域９２のライフタ
イムを短くすることが可能である。従って、本実施例は
リーク電流を増加させることなくターミネーション領域
のキャリア濃度を低くでき、かつ後退長Ｌを短くでき
る。ここで、Ｌ，Ｌ1 の範囲は、図９（ａ）と同等に設
定する。
フタイムの短い領域９２を設けた実施例である。本実施
例でもターミネーション領域中のキャリア濃度を低減で
き、これまでの実施例と同様に臨界ｄｉ／ｄｔが大きく
なる。本実施例は、ライフタイムの低減部がカソード領
域側にあるため、リーク電流の増加がほとんどない。こ
のため、図９（ａ）の実施例以上に領域９２のライフタ
イムを短くすることが可能である。従って、本実施例は
リーク電流を増加させることなくターミネーション領域
のキャリア濃度を低くでき、かつ後退長Ｌを短くでき
る。ここで、Ｌ，Ｌ1 の範囲は、図９（ａ）と同等に設
定する。
【００４６】なお、図９の実施例のように、厚さ方向に
対し部分的にライフタイムを制御する技術としては公知
のプロトン注入法がある。
対し部分的にライフタイムを制御する技術としては公知
のプロトン注入法がある。
【００４７】以上、いくつかの実施例を示したが、本発
明において、ターミネーションの構造はここで示した実
施例の構造に限定されるものでない。さらに、以上の実
施例において、ｐ導電型とｎ導電型は逆になってもよ
い。
明において、ターミネーションの構造はここで示した実
施例の構造に限定されるものでない。さらに、以上の実
施例において、ｐ導電型とｎ導電型は逆になってもよ
い。
【００４８】図１０は、本発明を実施したダイオードを
使用する電力変換装置の一例を示す。本実施例は、三相
誘導電動機駆動用のインバータ装置である。
使用する電力変換装置の一例を示す。本実施例は、三相
誘導電動機駆動用のインバータ装置である。
【００４９】２個のスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ
11とＩＧＢＴ12）が直列に接続されている。また、それ
ぞれのスイッチング素子にはフリーフォイールダイオー
ドＤF が並列に接続されている。さらに、それぞれのス
イッチング素子には、スイッチング時の急激な電圧の上
昇からスイッチング素子を保護するために、いわゆるス
ナバ回路Ｓが並列に接続されている。このスナバ回路は
ダイオードＤS と抵抗ＲS の並列接続回路にコンデンサ
ＣS を直列に接続したものである。各相における２個の
スイッチング素子の接続点は、それぞれ交流端子Ｔ3 ，
Ｔ4 ，Ｔ5 に接続される。各交流端子に三相誘導電動機
が接続される。上アーム側のスイッチング素子のアノー
ド端子は３個とも共通であり、直流端子Ｔ1 において直
流電圧源の高電位側と接続されている。下アーム側のス
イッチング素子のカソード電極は３個とも共通であり直
流端子Ｔ2 において直流電圧源の低電位側と接続されて
いる。本インバータ装置においては、各スイッチング素
子のスイッチングにより直流を交流に変換することによ
り、三相誘導電動機を駆動する。
11とＩＧＢＴ12）が直列に接続されている。また、それ
ぞれのスイッチング素子にはフリーフォイールダイオー
ドＤF が並列に接続されている。さらに、それぞれのス
イッチング素子には、スイッチング時の急激な電圧の上
昇からスイッチング素子を保護するために、いわゆるス
ナバ回路Ｓが並列に接続されている。このスナバ回路は
ダイオードＤS と抵抗ＲS の並列接続回路にコンデンサ
ＣS を直列に接続したものである。各相における２個の
スイッチング素子の接続点は、それぞれ交流端子Ｔ3 ，
Ｔ4 ，Ｔ5 に接続される。各交流端子に三相誘導電動機
が接続される。上アーム側のスイッチング素子のアノー
ド端子は３個とも共通であり、直流端子Ｔ1 において直
流電圧源の高電位側と接続されている。下アーム側のス
イッチング素子のカソード電極は３個とも共通であり直
流端子Ｔ2 において直流電圧源の低電位側と接続されて
いる。本インバータ装置においては、各スイッチング素
子のスイッチングにより直流を交流に変換することによ
り、三相誘導電動機を駆動する。
【００５０】図１１は、図１０のインバータ装置の動作
を説明するための図である。図１１（ａ）の回路は、図
１１の回路の中から一相分を抜き出し、かつ上アームの
スイッチング素子ＩＧＢＴと下アームのフリーフォイー
ルダイオードＤF を省略して記載している。また、イン
ダクタンスＬM は三相誘導電動機のインダクタンス、Ｌ
S は図１０の例えばＬS11に相当する。
を説明するための図である。図１１（ａ）の回路は、図
１１の回路の中から一相分を抜き出し、かつ上アームの
スイッチング素子ＩＧＢＴと下アームのフリーフォイー
ルダイオードＤF を省略して記載している。また、イン
ダクタンスＬM は三相誘導電動機のインダクタンス、Ｌ
S は図１０の例えばＬS11に相当する。
【００５１】図１１（ａ）において、ＤF は本発明を適
用したダイオードであり、これと直列に、スイッチング
素子ＩＧＢＴ，インダクタンスＬA ，直流電源Ｅ1 が接
続されている。また、フリーフォイールダイオードＤF
とスイッチング素子ＩＧＢＴには、それぞれスナバ回路
が、スナバインダクタンスＬS を介して並列に接続され
る。スナバ回路は、スナバ抵抗ＲS とスナバダイオード
ＤS からなる並列回路と、これにスナバコンデンサＣS
が直列に接続される。さらに、図１１（ｂ）は、図１１
（ａ）の回路の主要部分の電流・電圧波形を示す。電圧
と電流の記号は図１１（ａ）中の記号と一致している。
用したダイオードであり、これと直列に、スイッチング
素子ＩＧＢＴ，インダクタンスＬA ，直流電源Ｅ1 が接
続されている。また、フリーフォイールダイオードＤF
とスイッチング素子ＩＧＢＴには、それぞれスナバ回路
が、スナバインダクタンスＬS を介して並列に接続され
る。スナバ回路は、スナバ抵抗ＲS とスナバダイオード
ＤS からなる並列回路と、これにスナバコンデンサＣS
が直列に接続される。さらに、図１１（ｂ）は、図１１
（ａ）の回路の主要部分の電流・電圧波形を示す。電圧
と電流の記号は図１１（ａ）中の記号と一致している。
【００５２】時刻ｔ１で、ゲート信号ＶG に負の電圧を
印加してスイッチング素子ＩＧＢＴをオフ状態にする
と、ＩＧＢＴを流れる電流IIは急激に減衰する。しか
し、主回路中のインダクタンスＬA と負荷のインダクタ
ンスであるＬM をも流れる電流は、急激に減少すること
ができない。ＬM にはフリーフォイールダイオードＤF
が接続されているので、ＬM を流れていた電流はフリー
フォイールダイオードを電流ＩD として流れ続ける。こ
のとき電流ＩD は順方向電流として流れるため、ＬM の
主電極間の電圧はダイオードのオン電圧程度の数Ｖとい
う低い値になる。これに対し、主回路のインダクタンス
ＬA を流れていた電流はＩＧＢＴによって急激に遮断さ
れるため、ＩＧＢＴのコレクタ電圧ＶIGを増大させ、Ｉ
ＧＢＴに過大な電圧を発生させる。これを防止するため
に、図１１（ａ）に示すようにスイッチング素子と並列
にスナバ回路を接続し、高電圧を制限する。
印加してスイッチング素子ＩＧＢＴをオフ状態にする
と、ＩＧＢＴを流れる電流IIは急激に減衰する。しか
し、主回路中のインダクタンスＬA と負荷のインダクタ
ンスであるＬM をも流れる電流は、急激に減少すること
ができない。ＬM にはフリーフォイールダイオードＤF
が接続されているので、ＬM を流れていた電流はフリー
フォイールダイオードを電流ＩD として流れ続ける。こ
のとき電流ＩD は順方向電流として流れるため、ＬM の
主電極間の電圧はダイオードのオン電圧程度の数Ｖとい
う低い値になる。これに対し、主回路のインダクタンス
ＬA を流れていた電流はＩＧＢＴによって急激に遮断さ
れるため、ＩＧＢＴのコレクタ電圧ＶIGを増大させ、Ｉ
ＧＢＴに過大な電圧を発生させる。これを防止するため
に、図１１（ａ）に示すようにスイッチング素子と並列
にスナバ回路を接続し、高電圧を制限する。
【００５３】次に、時刻ｔ２で、ゲート信号ＶG に正の
電圧を印加するとＩＧＢＴはオン状態になり、フリーフ
ォイールダイオードを流れていた電流ＩD は減少しはじ
め、ついには負の方向（カソード電極Ｋからアノード電
極Ａに向かう方向）にリカバリー電流が流れる。このリ
カバリー電流は、ダイオードの内部に蓄えられたキャリ
アによって流れるため、そのピーク値Ｉrpを過ぎた後は
キャリア量の低下とともに零に向かって電流の絶対値が
減少する。ダイオードのリカバリー電流は主回路インダ
クタンスＬA にも流れるので、その絶対値の減少に伴っ
て、高電圧がダイオードに印加される。この場合も、フ
リーフォイールダイオードと並列接続されたスナバ回路
が、ダイオードの主端子間に発生する高電圧を防止す
る。
電圧を印加するとＩＧＢＴはオン状態になり、フリーフ
ォイールダイオードを流れていた電流ＩD は減少しはじ
め、ついには負の方向（カソード電極Ｋからアノード電
極Ａに向かう方向）にリカバリー電流が流れる。このリ
カバリー電流は、ダイオードの内部に蓄えられたキャリ
アによって流れるため、そのピーク値Ｉrpを過ぎた後は
キャリア量の低下とともに零に向かって電流の絶対値が
減少する。ダイオードのリカバリー電流は主回路インダ
クタンスＬA にも流れるので、その絶対値の減少に伴っ
て、高電圧がダイオードに印加される。この場合も、フ
リーフォイールダイオードと並列接続されたスナバ回路
が、ダイオードの主端子間に発生する高電圧を防止す
る。
【００５４】ところで、フリーフォイールダイオードの
電流が順方向から逆方向で変化する時間変化の大きさ、
すなわち図１１（ｂ）に示すｄｉ／ｄｔは、主回路内に
存在するインダクタンスＬA とスイッチング素子ＩＧＢ
Ｔのスイッチング速度で決まる。
電流が順方向から逆方向で変化する時間変化の大きさ、
すなわち図１１（ｂ）に示すｄｉ／ｄｔは、主回路内に
存在するインダクタンスＬA とスイッチング素子ＩＧＢ
Ｔのスイッチング速度で決まる。
【００５５】図１０，図１１に示す回路においては、本
発明を実施したフリーフォイールダイオードが大きな臨
界ｄｉ／ｄｔを有しているので、主回路内のインダクタ
ンスＬA を小さくできるとともに、スイッチング素子の
スイッチング速度を制限する必要がなくなる。従って、
インバータ装置の電力損失の低減やスナバ回路の小型化
さらには高周波動作などが可能となる。
発明を実施したフリーフォイールダイオードが大きな臨
界ｄｉ／ｄｔを有しているので、主回路内のインダクタ
ンスＬA を小さくできるとともに、スイッチング素子の
スイッチング速度を制限する必要がなくなる。従って、
インバータ装置の電力損失の低減やスナバ回路の小型化
さらには高周波動作などが可能となる。
【００５６】たとえば、耐圧４ｋＶ程度のダイオードの
場合、従来のダイオードは約２００Ａ／μｓのｄｉ／ｄ
ｔで破壊するので、１.５ ｋＶの電源電圧で動作させる
ときには、主回路には少なくとも７.５μＨ(＝１５００
(Ｖ)／２００(Ａ／μｓ)）以上のインダクタンスＬA が
必要である。一般に、フリーフォイールダイオードおよ
びＩＧＢＴを内蔵する耐圧４ｋＶ以上，電流数１００Ａ
から数１０００Ａのモジュールにより主回路を製作する
と、少なくとも主回路の配線長は１ｍ程度になる。配線
のインダクタンスは、通常１ｍで１μＨ程度であること
から、少なくとも６.５ μＨ程度のアノードリアクトル
を主回路に挿入することが必要である。これに対し、本
発明を実施した４ｋＶ級ダイオードは、２５００Ａ／μ
ｓ以上のｄｉ／ｄｔまで破壊することがないので、イン
ダクタンスは０.６μＨ(＝1500(Ｖ)／２５００(Ａ／μ
ｓ)）まで小さくできる。この値は、主回路配線のイン
ダクタンス以下であり、主回路にアノードリアクトルを
挿入する必要がなくなる。従って、インバータ装置を小
型化することができる。また、主回路のインダクタンス
に蓄えられるエネルギーが小さくなるので、高電圧の発
生が抑制できる。従って、スナバ回路のコンデンサ容量
を小さくできる。
場合、従来のダイオードは約２００Ａ／μｓのｄｉ／ｄ
ｔで破壊するので、１.５ ｋＶの電源電圧で動作させる
ときには、主回路には少なくとも７.５μＨ(＝１５００
(Ｖ)／２００(Ａ／μｓ)）以上のインダクタンスＬA が
必要である。一般に、フリーフォイールダイオードおよ
びＩＧＢＴを内蔵する耐圧４ｋＶ以上，電流数１００Ａ
から数１０００Ａのモジュールにより主回路を製作する
と、少なくとも主回路の配線長は１ｍ程度になる。配線
のインダクタンスは、通常１ｍで１μＨ程度であること
から、少なくとも６.５ μＨ程度のアノードリアクトル
を主回路に挿入することが必要である。これに対し、本
発明を実施した４ｋＶ級ダイオードは、２５００Ａ／μ
ｓ以上のｄｉ／ｄｔまで破壊することがないので、イン
ダクタンスは０.６μＨ(＝1500(Ｖ)／２５００(Ａ／μ
ｓ)）まで小さくできる。この値は、主回路配線のイン
ダクタンス以下であり、主回路にアノードリアクトルを
挿入する必要がなくなる。従って、インバータ装置を小
型化することができる。また、主回路のインダクタンス
に蓄えられるエネルギーが小さくなるので、高電圧の発
生が抑制できる。従って、スナバ回路のコンデンサ容量
を小さくできる。
【００５７】なお、本発明を実施したダイオードは、フ
リーフォイールダイオードのみならず、スナバ回路のス
ナバダイオードとして使用しても良い。この場合スナバ
回路のインダクタンスＬS の値を小さくできるなどの効
果が得られる。
リーフォイールダイオードのみならず、スナバ回路のス
ナバダイオードとして使用しても良い。この場合スナバ
回路のインダクタンスＬS の値を小さくできるなどの効
果が得られる。
【００５８】なお、本発明を実施したダイオードは、三
相電動機駆動用のインバータ装置のみならず、他のイン
バータ装置やコンバータ装置等に使用しても同様の効果
がある。
相電動機駆動用のインバータ装置のみならず、他のイン
バータ装置やコンバータ装置等に使用しても同様の効果
がある。
【００５９】
【発明の効果】本発明によれば、大きな臨界ｄｉ／ｄｔ
を有するダイオードが得られる。また、本発明のダイオ
ードを電力変換装置に使用した場合、装置を小型化でき
るとともに、過電圧の発生が抑制される。
を有するダイオードが得られる。また、本発明のダイオ
ードを電力変換装置に使用した場合、装置を小型化でき
るとともに、過電圧の発生が抑制される。
【図１】本発明を実施したプレーナ型ダイオードの鳥瞰
図。
図。
【図２】図１のダイオードにおけるＬと臨界ｄｉ／ｄｔ
の関係。
の関係。
【図３】電流密度１００Ａ／cm-2における順方向電圧Ｖ
F ，ｎ- 導電型の半導体層内の正孔の拡散長Ｌp とこの
半導体層の厚さＷn -の比との関係。
F ，ｎ- 導電型の半導体層内の正孔の拡散長Ｌp とこの
半導体層の厚さＷn -の比との関係。
【図４】本発明者の検討結果である（ａ）はリカバリー
時の電流・電圧波形、（ｂ）及び（ｃ）はダイオード内
部の電流分布。
時の電流・電圧波形、（ｂ）及び（ｃ）はダイオード内
部の電流分布。
【図５】（ａ）及び（ｂ）は本発明の他の実施例におけ
るアノード電極の平面パターン。
るアノード電極の平面パターン。
【図６】本発明の他の実施例。
【図７】さらに異なる他の実施例。
【図８】本発明の他の実施例の断面図。
【図９】（ａ）及び（ｂ）はダイオードの厚さ方向の一
部分のライフタイムを短くする実施例。
部分のライフタイムを短くする実施例。
【図１０】本発明を実施したダイオードを使用する電力
変換装置の一例。
変換装置の一例。
【図１１】（ａ）及び（ｂ）は図１０のインバータ装置
の動作を説明するための図。
の動作を説明するための図。
１１，１２…ｐ+ 導電型の半導体層、１３…絶縁膜、１
４…ｎ- 導電型の半導体層、１５…ｎ+ 導電型の半導体
層、１６…アノード電極、１７…カソード電極、Ｌ…ア
ノード電極の後退長。
４…ｎ- 導電型の半導体層、１５…ｎ+ 導電型の半導体
層、１６…アノード電極、１７…カソード電極、Ｌ…ア
ノード電極の後退長。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 坂野 順一 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内
Claims (16)
- 【請求項１】第１導電型の第１半導体層と、 第１半導体層内に設けられる第２導電型の第２半導体層
と、 第１半導体層に電気的に接続される第１主電極と、 第２半導体層の平面方向の端部において、第１半導体層
と第２半導体層との接合部よりも内側で第２半導体層と
接触する第２主電極と、 第２半導体層の平面方向における端部から注入されるキ
ャリアの濃度を低減する手段と、を有することを特徴と
するダイオード。 - 【請求項２】請求項１に記載のダイオードにおいて、前
記手段が、第２半導体層と第２主電極との接触領域と、
前記接合部との間に位置する、第２半導体層の領域であ
ることを特徴とするダイオード。 - 【請求項３】請求項２に記載のダイオードにおいて、第
２半導体層と第２主電極との接触領域と、前記接合部と
の距離が、第１半導体層内における少数キャリアの拡散
長以上であることを特徴とするダイオード。 - 【請求項４】請求項２に記載のダイオードにおいて、第
２半導体層と第２主電極との接触領域と、前記接合部と
の距離が、電流密度１００Ａ／cm-2における第１主電極
と第２主電極間の順方向電圧および第１半導体層の厚さ
に基づいて、本願の図面の図３から求められる第１半導
体層内における少数キャリアの拡散長以上であることを
特徴とするダイオード。 - 【請求項５】請求項１に記載のダイオードにおいて、第
２半導体層と第２主電極との接触領域と、前記接合部と
の距離が、第２半導体層の端部の直線部よりも角部にお
いて大きいことを特徴とするダイオード。 - 【請求項６】請求項１に記載のダイオードにおいて、第
２導電型で第２半導体層よりも不純物濃度が小さく、第
２主電極と接触する第３半導体層を有することを特徴と
するダイオード。 - 【請求項７】請求項１に記載のダイオードにおいて、第
２導電型で第１主電極と接触する第３半導体層を有する
ことを特徴とするダイオード。 - 【請求項８】請求項１に記載のダイオードにおいて、第
２の半導体層の周囲にターミネーション領域を有し、前
記手段が、該ターミネーション領域と前記接合部との間
に位置し、前記接触領域の投影部よりも少数キャリアの
ライフタイムが短い、第１半導体層の１領域であること
を特徴とするダイオード。 - 【請求項９】請求項８に記載のダイオードにおいて、前
記第１半導体層の１領域が、第１半導体層の第１主電極
側に位置することを特徴とするダイオード。 - 【請求項１０】請求項８に記載のダイオードにおいて、
前記第１半導体層の１領域が、第１半導体層の第２主電
極側に位置することを特徴とするダイオード。 - 【請求項１１】第１導電型の第１半導体層と、 第１半導体層内に設けられる第２導電型の第２半導体層
と、 第１半導体層に電気的に接続される第１主電極と、 第２半導体層の平面方向の端部において、第１半導体層
と第２半導体層との接合部よりも内側で第２半導体層と
接触する第２主電極と、を有し、 第２半導体層と第２主電極との接触領域と、前記接合部
との距離が、電流密度１００Ａ／cm-2における第１主電
極と第２主電極間の順方向電圧および第１半導体層の厚
さに基づいて、本願の図面の図３から求められる第１半
導体層内における少数キャリアの拡散長以上であること
を特徴とするダイオード。 - 【請求項１２】スイッチング素子とダイオードとの並列
回路を有し、 該ダイオードは、 第１導電型の第１半導体層と、 第１半導体層内に設けられる第２導電型の第２半導体層
と、 第１半導体層に電気的に接続される第１主電極と、 第２半導体層の平面方向の端部において、第１半導体層
と第２半導体層との接合部よりも内側で第２半導体層と
接触する第２主電極と、 第２半導体層の平面方向における端部から注入されるキ
ャリアの濃度を低減する手段と、を有し、 スイッチング素子をオン・オフするときにダイオードに
流れる電流のｄｉ／ｄｔを少なくとも２５００Ａ／μｓ
まで大きくすることができることを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項１３】スイッチング素子とダイオードとの並列
回路を内蔵する耐圧４０００Ｖ級以上のモジュールを複
数個備え、 該ダイオードは、 第１導電型の第１半導体層と、 第１半導体層内に設けられる第２導電型の第２半導体層
と、 第１半導体層に電気的に接続される第１主電極と、 第２半導体層の平面方向の端部において、第１半導体層
と第２半導体層との接合部よりも内側で第２半導体層と
接触する第２主電極と、 第２半導体層の平面方向における端部から注入されるキ
ャリアの濃度を低減する手段と、を有し、 アノードリアクトルを備えないことを特徴とする電力変
換装置。 - 【請求項１４】スイッチング素子とダイオードとの並列
回路を内蔵する耐圧４０００Ｖ級以上のモジュールを複
数個有し、アノードリアクトルを備えないことを特徴と
する電力変換装置。 - 【請求項１５】第１導電型の第１半導体層と、 第１半導体層内に設けられる第２導電型の第２半導体層
と、 第１半導体層に電気的に接続される第１主電極と、 第２半導体層の平面方向の端部において、第１半導体層
と第２半導体層との接合部よりも内側で第２半導体層と
接触する第２主電極と、を有し、 第２半導体層と第２主電極との接触領域と、前記接合部
との距離Ｌ(μｍ)が、前記構成のダイオードの耐圧をＶ
B (Ｖ)とするとき、Ｌ≧０.０２ＶB＋２０を満たすこと
を特徴とするダイオード。 - 【請求項１６】スイッチング素子とダイオードとの並列
回路を有し、該ダイオードは、前記請求項１６に規定の
条件を満たすことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04091896A JP3444081B2 (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | ダイオード及び電力変換装置 |
| US08/802,882 US5859446A (en) | 1996-02-28 | 1997-02-19 | Diode and power converting apparatus |
| EP97301162A EP0794578B1 (en) | 1996-02-28 | 1997-02-21 | Diode and power converting apparatus |
| DE69721366T DE69721366T2 (de) | 1996-02-28 | 1997-02-21 | Diode und Stromrichterschaltungsapparat |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04091896A JP3444081B2 (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | ダイオード及び電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09232597A true JPH09232597A (ja) | 1997-09-05 |
| JP3444081B2 JP3444081B2 (ja) | 2003-09-08 |
Family
ID=12593890
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04091896A Expired - Lifetime JP3444081B2 (ja) | 1996-02-28 | 1996-02-28 | ダイオード及び電力変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5859446A (ja) |
| EP (1) | EP0794578B1 (ja) |
| JP (1) | JP3444081B2 (ja) |
| DE (1) | DE69721366T2 (ja) |
Cited By (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007227806A (ja) * | 2006-02-24 | 2007-09-06 | Denso Corp | 半導体装置 |
| DE102006002439B4 (de) * | 2005-01-28 | 2008-06-19 | Mitsubishi Denki K.K. | Halbleitervorrichtung |
| JP2009283781A (ja) * | 2008-05-23 | 2009-12-03 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体装置 |
| DE102009026481A1 (de) | 2008-05-27 | 2010-04-15 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha, Toyota-shi | Halbleitervorrichtung |
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